CN102624213B - 一种功率因数校正电路 - Google Patents

一种功率因数校正电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种功率因数校正电路,包括:交流电源,具有第一端和第二端;第一桥臂,包括彼此串联的第一开关管和第二开关管,第一开关管的第二端与第二开关管的第一端相连接并且藉由第一电感元件耦接至交流电源的第一端;第二桥臂,与第一桥臂并联连接,包括彼此串联的第三开关管和第四开关管,第三开关管的第二端与第四开关管的第一端、交流电源的第二端相连接;以及至少一辅助电容,并联连接至第二桥臂的第三开关管或第四开关管。采用本发明,将至少一辅助电容并联连接至第二桥臂的上开关管或下开关管,藉由该辅助电容与开关管的寄生电容相并联,来改变换相时谐振网络的参数,进而降低高频谐振频率,减小电路中的共模噪声。

Description

—种功率因数校正电路
技术领域
[0001] 本发明涉及电力电子技术领域,尤其涉及一种可降低共模噪声和EMI强度的功率因数校正电路。
背景技术
[0002] 当前,因开关电源的半导体及磁性元件工作于高频开关状态,会产生极高的di/dt及dv/dt,进而形成严重的谐波电压和谐波电流。这些谐波电压和谐波电流通过电源输入线或开关电源的输出线传出,造成电网污染或影响被供电设备的正常工作。此外,谐波电压和谐波电流还会通过空间辐射对其他设备产生干扰,影响设备的正常工作。更令人担忧的是,谐波电压和谐波电流在开关电源内部会形成电磁干扰,造成开关电源内部器件工作不稳定,降低开关电源的性能和可靠性。
[0003] 以升压PFC(Power Factor Correct1n,功率因数校正)变换器为例,当其工作于轻载状态时,升压电感中的电流过小而且不连续,导致交流输入电压从正半周进入负半周(或从负半周进入正半周)时,相应的二极管(如MOSFET的体二极管)不能立即导通,从而二极管的寄生电容参与谐振造成高频振荡,产生高频电压跳动和严重的共模噪声,使PFC变换器可靠性降低。
[0004] 为了有效解决上述缺陷或困扰,相关领域莫不费尽心思来谋求解决之道,但长久以来一直未见适用的方式被发展完成。因此,如何设计一种新颖的功率因数校正电路,用以削弱二极管上的高频电压跳动,减小共模噪声,实属当前重要研发课题之一,亦成为当前相关领域亟需改进的目标。
发明内容
[0005] 针对现有技术中的功率因数校正电路在降低共模噪声时所存在的上述缺陷,本发明提供了一种新颖的功率因数校正电路。
[0006] 依据本发明的一个方面,提供一种功率因数校正电路,包括:
[0007] —交流电源,具有一第一端和一第二端;
[0008] 一第一桥臂,包括彼此串联的一第一开关管和一第二开关管,所述第一开关管的第二端与所述第二开关管的第一端相连接并且藉由一第一电感元件耦接至所述交流电源的第一端;
[0009] 一第二桥臂,与所述第一桥臂并联连接,包括彼此串联的一第三开关管和一第四开关管,所述第三开关管的第二端与所述第四开关管的第一端、所述交流电源的第二端相连接;以及
[0010] 至少一辅助电容,并联连接至所述第二桥臂的第三开关管或第四开关管。
[0011] 在一实施例中,功率因数校正电路包括一第一辅助电容和一第二辅助电容,所述第一辅助电容与所述第三开关管并联连接,所述第二辅助电容与所述第四开关管并联连接。
[0012] 在一实施例中,第一开关管和第二开关管为M0SFET。进一步,第一开关管和第二开关管为快速恢复M0SFET。
[0013] 在一实施例中,第一开关管和第二开关管为宽禁带半导体型器件。进一步,该宽禁带半导体型器件为碳化硅或氮化镓。
[0014] 第三开关管和第四开关管为二极管。可替换地,第三开关管和第四开关管为MOSFET。进一步,第三开关管和第四开关管为慢速恢复MOSFET。
[0015] 在一实施例中,该功率因数校正电路还包括一第三桥臂,与所述第一桥臂以及所述第二桥臂并联连接,该第三桥臂包括彼此串联的一第五开关管和一第六开关管,所述第五开关管的第二端与所述第六开关管的第一端、所述第三开关管的第二端相连接。第五开关管和第六开关管为慢速恢复MOSFET。
[0016] 在一实施例中,该功率因数校正电路还包括一第四桥臂,与所述第一桥臂以及所述第二桥臂并联连接,该第四桥臂包括彼此串联的一第七开关管和一第八开关管,所述第七开关管的第二端与所述第八开关管的第一端相连接并且藉由一第二电感元件耦接至所述交流电源的第一端。第一桥臂的第一开关管与第四桥臂中的第七开关管交错工作。第七开关管和第八开关管为宽禁带半导体型器件,该宽禁带半导体型器件为碳化硅或氮化镓。此外,该功率因数校正电路还包括彼此串联的一第一浪涌二极管和一第二浪涌二极管,所述第一浪涌二极管的阴极连接至所述第一开关管的第一端,所述第二浪涌二极管的阳极连接至所述第二开关管的第二端,所述第一浪涌二极管的阳极与所述第二浪涌二极管的阴极、所述交流电源的第一端相连接。第一浪涌二极管和第二浪涌二极管为慢速恢复二极管。
[0017] 在一实施例中,该功率因数校正电路还包括一输出电容和一负载,均与第二桥臂并联连接。
[0018] 在一实施例中,该功率因数校正电路的输出端级联一 DC-DC模块,用于对输出的直流电压进行升压或降压处理。该DC-DC模块为一 LLC变换电路。
[0019] 在一实施例中,辅助电容的电容值介于InF〜10nF之间。进一步,辅助电容的电容值为10nF。
[0020] 采用本发明的功率因数校正电路,将至少一辅助电容并联连接至第二桥臂的上开关管或下开关管,藉由该辅助电容与开关管的寄生电容相并联,来改变换相时谐振网络的参数,进而降低高频谐振频率,减小电路中的共模噪声。此外,该功率因数校正电路还可设置彼此串联的两个浪涌二极管,以便在打雷击或电路启动时对电路中的开关管进行浪涌保护,提升电路运行的可靠性和稳定性。
附图说明
[0021] 读者在参照附图阅读了本发明的具体实施方式以后,将会更清楚地了解本发明的各个方面。其中,
[0022] 图1示出现有技术中的功率因数校正电路的电路结构图;
[0023] 图2示出图1的功率因数校正电路中,第二桥臂的一开关管在开通和关断时的电压波形图;
[0024] 图3(a)示出图1的功率因数校正电路在轻载时的EMI噪声示意图,图3(b)示出图1的功率因数校正电路在满载时的EMI噪声示意图;
[0025] 图4示出依据本发明的一具体实施方式的功率因数校正电路的电路结构图;
[0026] 图5A示出图1中的PFC电路的谐振等效模型,图5B示出图4中的PFC电路的谐振等效1¾型;
[0027] 图6示出图4的功率因数校正电路中,第二桥臂的一开关管在开通和关断时的电压波形图;
[0028] 图7(a)示出图4的功率因数校正电路在轻载时的EMI噪声示意图,图7(b)示出图4的功率因数校正电路在满载时的EMI噪声示意图;
[0029] 图8示出依据本发明的另一具体实施方式,具有同步整流作用的功率因数校正电路的电路结构图;以及
[0030] 图9示出依据本发明的又一具体实施方式,交错式功率因数校正电路的电路结构图。
具体实施方式
[0031] 为了使本申请所揭示的技术内容更加详尽与完备,可参照附图以及本发明的下述各种具体实施例,附图中相同的标记代表相同或相似的组件。然而,本领域的普通技术人员应当理解,下文中所提供的实施例并非用来限制本发明所涵盖的范围。此外,附图仅仅用于示意性地加以说明,并未依照其原尺寸进行绘制。
[0032] 于本申请的具体实施方式部分与权利要求书部分,涉及“稱接(coupled with) ”之描述,其可泛指一组件透过其他组件而间接连接至另一组件,或是一组件无须透过其他组件而直接连接至另一组件。
[0033] 于本申请的具体实施方式部分与权利要求书部分,除非文中对于冠词有所特别限定,否则“一”与“该”可泛指单个或多个。
[0034] 本文中所使用的“约”、“大约”或“大致”用以修饰任何可些微变化的数量,但这种些微变化并不会改变其本质。于实施方式中若无特别说明,则代表以“约”、“大约”或“大致”所修饰之数值的误差范围一般是容许在百分之二十以内,较佳地是在百分之十以内,而更佳地则是在百分之五以内。
[0035] 图1示出现有技术中的功率因数校正电路的电路结构图。参照图1,该无桥功率因数校正(Power Factor Correct1n, PFC)电路包括两个桥臂,其中的一个桥臂由高频开关的半导体器件,诸如M0SFET,串联连接组成,也可称为“快速桥臂”;另一桥臂由工在工频状态的半导体器件,诸如慢速二极管或慢速M0SFET,串联连接组成,也可称为“慢速桥臂”。此夕卜,Cqi和Cq2分别表不开关管Ql和Q2的等效寄生电容,Cdi和Cd2分别表不_■极管Dl和D2的结电容。
[0036] 当交流电源Vac为正向电压时(即,交流电源电压波形的正半周),电感L、开关管Ql的体二极管、开关管Q2形成一个boost电路。类似地,当交流电源Va。为负向电压时(SP,交流电源电压波形的负半周),电感L、开关管Q2的体二极管、开关管Ql形成一个boost电路。需要指出的是,慢速恢复二极管D2在上述电压波形的正半周时处于导通状态,为电流提供通路。对应地,慢速恢复二极管Dl在上述电压波形的负半周时处于导通状态,为电流提供通路。
[0037] 然而,当无桥PFC处于轻载状态时,交流输入电压从正半周进入负半周或者从负半周进入正半周的换相时刻,流过升压电感L的电流过小,无法使二极管Dl或D2立即导通,因此,慢速桥臂中的二极管Dl和D2均处于关断状态,二极管的结电容Cdi或Cd2将参与高频谐振,产生高频电压跳动,从而形成严重的共模噪声,EMI强度也随之增大。
[0038] 图2示出图1的功率因数校正电路中,第二桥臂的一开关管在开通和关断时的电压波形图。图3(a)示出图1的功率因数校正电路在轻载时的EMI噪声示意图,图3(b)示出图1的功率因数校正电路在满载时的EMI噪声示意图。
[0039] 参照图2,设定测试条件为无桥PFC的输入电压为200VAC,输出电压为400V/0.5A,从二极管D2两端的电压波形Vd2可以看出,二极管D2在开通期间(即,电压波形的下降沿)和关断期间(即,电压波形的上升沿),其电压波形中有大量的高频成分,这将会导致直流母线对输入电源线有高频电压跳动,进而带来大量的共模噪声。
[0040] 进一步参照图3(a)和3(b),PFC电路处于轻载状态时,EMI噪声最高可达90dB,而PFC电路处于满载状态时,其EMI噪声最高也仅为80dB。由此可知,现有技术中的PFC电路,轻载状态时的EMI噪声反而要高于满载时的EMI噪声,这也说明了轻载状态下,电路的谐振频率较高,共模噪声较大。
[0041] 图4示出依据本发明的一具体实施方式的功率因数校正电路的电路结构图。
[0042] 参照图4,本发明的PFC电路包括一交流电源Vac、一第一桥臂、一第二桥臂和至少一辅助电容Caux。其中,第一桥臂包括彼此串联的一第一开关管Ql和一第二开关管Q2,该第一开关管Ql的第二端与第二开关管Q2的第一端相连接,并且该第一开关管Ql和第二开关管Q2的共同节点藉由电感元件L耦接至交流电源的第一端。第二桥臂与第一桥臂并联连接,该第二桥臂包括彼此串联的一第三开关管Dl和一第四开关管D2,该第三开关管Dl的第二端与第四开关管D2的第一端相连接,并且该第三开关管Dl和第四开关管D2的共同节点连接至交流电源的第二端。
[0043] 需要特别指出的是,相比于图1,本发明的PFC电路还包括至少一辅助电容Caux,并联连接至第二桥臂的第三开关管Dl或第四开关管D2。类似地,图2中的Cqi和Cq2分别表示开关管Ql和Q2的等效寄生电容,Cdi和Cd2分别表不_■极管Dl和D2的结电容。在一实施例中,辅助电容Caux并联连接至第二桥臂的第三开关管Dl,从而与第三开关管Dl的结电容Cdi相并联,以便增大谐振网络中的电容值,降低谐振频率。在另一实施例中,辅助电容Caux并联连接至第二桥臂的第四开关管D2,从而与第四开关管D2的结电容Cd2相并联,以便增大谐振网络中的电容值,降低谐振频率。
[0044] 在一具体实施例中,PFC电路包括一第一辅助电容和一第二辅助电容,该第一辅助电容与第三开关管Dl并联连接,该第二辅助电容与第四开关管D2并联连接。亦即,同时在第二桥臂的第三开关管Dl和第四开关管D2上各自并联一辅助电容。为了更好地降低谐振频率,减小电路中的共模噪声,辅助电容的电容值介于InF〜10nF之间,以便辅助电容的电容值远大于二极管的结电容。例如,辅助电容的电容值选为10nF。
[0045] 在一些实施例中,第一开关管Ql和第二开关管Q2为M0SFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor,金属氧化物半导体场效应晶体管)。进一步,该第一开关管Ql和第二开关管Q2为快速恢复M0SFET。在另一些实施例中,第一开关管QI和第二开关管Q2为宽禁带半导体型器件。例如,该宽禁带半导体型器件为碳化硅或氮化镓。
[0046] 应当理解,在本发明的PFC电路中,第二桥臂上所设置的半导体器件包括但并不局限于二极管,例如,在其他的一些实施例中,第三开关管和第四开关管可为M0SFET。进一步,该第三开关管和第四开关管可为慢速恢复M0SFET,从而能够更好地降低第二桥臂上的开关管的导通损耗,提高电路的工作效率。
[0047] 此外,该PFC电路还包括一输出电容Co和一负载Rlj,该输出电容和负载均与第二桥臂并联连接,藉由该第一桥臂和第二桥臂构成的升压电路为负载供电。
[0048] 此外,该PFC电路的输出端还可级联一 DC-DC模块,藉由该DC-DC模块对PFC电路输出的直流电压进行升压或降压处理。例如,该DC-DC模块为一 LLC变换电路。
[0049] 图5A示出图1中的PFC电路的谐振等效模型,图5B示出图4中的PFC电路的谐振等效模型。
[0050] 参照图5A,谐振等效模型中的电容为CQ1+CQ2以及CD1+CD2,其中,CQ1、CQ2为高速桥臂上的开关管Ql和Q2各自的寄生电容,Cm> Cd2为慢速桥臂上的开关管Dl和D2各自的结电容或寄生电容,由于交流电压换相时慢速桥臂的两只开关管都处于关断状态,则高频谐振过程中,寄生电容Cd2并联参与谐振网络,因而造成谐振频率较高,共模噪声较大。
[0051] 参照图5B,辅助电容Caux并联连接至寄生电容Cdi或CD2,从而增加了谐振网络中的电容值。将图5B与图5A进行比较,由于谐振等效模型中的电容值越大,高频谐振网络的频率越低,Vd2的幅值越小,因而本发明藉由设置辅助电容Caux可增加谐振网络的电容值,进而降低谐振频率,减小共模噪声。需要指出的是,辅助电容的电容数值应当根据二极管的寄生电容选取,且应当远大于二极管的寄生电容。一般地,辅助电容的电容值介于InF至10nF之间,较佳地,辅助电容的电容值为10nF。
[0052] 图6示出图4的功率因数校正电路中,第二桥臂的一开关管在开通和关断时的电压波形图。图7 (a)示出图4的功率因数校正电路在轻载时的EMI噪声示意图,图7(b)示出图4的功率因数校正电路在满载时的EMI噪声示意图。
[0053] 参照图6,设定测试条件为无桥PFC的输入电压为200VAC,输出电压为400V/0.5A,在将电容值为1nF的辅助电容Caux并联连接至第二桥臂的开关管D2两端时,从二极管D2两端的电压波形Vd2可以看出,二极管D2在开通期间(即,电压波形的下降沿)和关断期间(即,电压波形的上升沿),其电压波形中的高频谐振幅值几乎降为零。亦即,辅助电容Caux可消除高频电压跳动,进而可减小或抑制共模噪声。
[0054] 进一步参照图7 (a)和7 (b),PFC电路处于轻载状态时,EMI噪声最高仅为60dB左右,相比于图3已明显改善。此外,PFC电路处于满载状态时,其EMI噪声最高也仅为60dB左右。由此可知,本发明的PFC电路在轻载条件下和满载条件下的EMI噪声均得到较为明显的改善,并且轻载和满载时的EMI噪声大致相同。
[0055] 图8示出依据本发明的另一具体实施方式,具有同步整流作用的功率因数校正电路的电路结构图。
[0056] 参照图8,该功率因数校正电路除了包括第一桥臂和第二桥臂之外,还包括第三桥臂。该第三桥臂与第一桥臂以及第二桥臂并联连接,包括彼此串联的开关管Q5和开关管Q6。开关管Q5的第二端与开关管Q6的第一端相连接,并且开关管Q5与开关管Q6的共同节点还电性连接至第三开关管Dl的第二端(或第四开关管D2的第一端)。在该实施例中,藉由第三桥臂中的开关管Q5和Q6,可对该PFC电路进行同步整流。应当理解,辅助电容Caux并联连接至二极管D2,因而也可降低电路中的高频谐振频率,减小共模噪声。此外,由于第一桥臂和第二桥臂已在上述图4中进行了详细描述,为描述方便起见,在此不再赘述。
[0057] 在一具体实施例中,该开关管Q5和该开关管Q6为MOSFET。进一步,该MOSFET为慢速恢复MOSFET。
[0058] 在一具体实施例中,还可将第二桥臂中的二极管Dl和D2替换为慢速恢复M0SFET,同样可实现PFC电路的同步整流功能。
[0059] 图9示出依据本发明的又一具体实施方式,交错式功率因数校正电路的电路结构图。
[0060] 参照图9,该PFC电路还包括一第四桥臂。该第四桥臂与第一桥臂以及第二桥臂并联连接。该第四桥臂包括彼此串联的一开关管Q7和一开关管Q8。该开关管Q7的第二端与开关管Q8的第一端相连接,并且开关管Q7和开关管Q8的共同节点藉由一电感元件L2耦接至交流电源的第一端。由于第一桥臂中的开关管Ql和开关管Q2的共同节点也藉由电感元件LI耦接至交流电源的第一端,从而可使得第一桥臂的开关管Ql和第四桥臂的开关管Q7交错工作。同样,也可使得第一桥臂的开关管Q2和第四桥臂的开关管Q8交错工作。
[0061] 在一具体实施例中,开关管Q7和开关管Q8为宽禁带半导体型器件。例如,该宽禁带半导体型器件为碳化硅或氮化镓。在另一具体实施例中,第四桥臂中的开关管Q7和开关管Q8与第一桥臂中的开关管Ql和开关管Q2相类似或完全相同。例如,开关管Ql、Q2、Q7和Q8均为快速恢复MOSFET。
[0062] 此外,Cqi和Cq2分别表不开关管Ql和Q2的等效寄生电容,Cq7和Cq8分别表不开关管Q7和Q8的等效寄生电容,Cdi和Cd2分别表不_■极管Dl和D2的结电容。同样,在图9中,本发明的交错式PFC电路藉由辅助电容Caux并联连接至二极管D2,因而也可降低电路中的高频谐振频率,减小共模噪声。
[0063] 在一具体实施例中,该PFC电路还包括彼此串联的一第一浪涌二极管D3和一第二浪涌二极管D4。第一浪涌二极管D3的阴极连接至第一开关管Ql的第一端,第二浪涌二极管D4的阳极连接至第二开关管Q2的第二端,并且第一浪涌二极管D3的阳极与第二浪涌二极管D4的阴极、交流电源的第一端相连接。例如,该第一浪涌二极管D3和第二浪涌二极管D4为慢速恢复二极管。
[0064] 采用本发明的功率因数校正电路,将至少一辅助电容并联连接至第二桥臂的上开关管或下开关管,藉由该辅助电容与开关管的寄生电容相并联,来改变换相时谐振网络的参数,进而降低高频谐振频率,减小电路中的共模噪声。此外,该功率因数校正电路还可设置彼此串联的两个浪涌二极管,以便在打雷击或电路启动时对电路中的开关管进行浪涌保护,提升电路运行的可靠性和稳定性。
[0065] 对于本领域技术人员而言,显然本发明不限于上述示范性实施例的细节,而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下,能够以其他的具体形式实现本发明。因此,无论从哪一点来看,均应将实施例看作是示范性的,而且是非限制性的,本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定,因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。此夕卜,显然“包括” 一词不排除其他组件或步骤,单数不排除复数。系统权利要求中陈述的多个组件或装置也可以由一个组件或装置通过软件或者硬件来实现。术语“第一”、“第二”等词语仅仅用来表示名称,而并不表示任何特定的顺序。
[0066] 上文中,参照附图描述了本发明的具体实施方式。但是,本领域中的普通技术人员能够理解,在不偏离本发明的精神和范围的情况下,还可以对本发明的具体实施方式作各种变更和替换。这些变更和替换都落在本发明权利要求书所限定的范围内。

Claims (18)

1.一种功率因数校正电路,其特征在于,所述功率因数校正电路包括: 一交流电源,具有一第一端和一第二端; 一第一桥臂,包括彼此串联的一第一开关管和一第二开关管,所述第一开关管的第二端与所述第二开关管的第一端相连接并且藉由一第一电感元件耦接至所述交流电源的第一端; 一第二桥臂,与所述第一桥臂并联连接,包括彼此串联的一第三开关管和一第四开关管,所述第三开关管的第二端与所述第四开关管的第一端、所述交流电源的第二端相连接,所述第三开关管和所述第四开关管为慢速恢复MOSFET或二极管;以及 至少一辅助电容,并联连接至所述第二桥臂的第三开关管或第四开关管。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述功率因数校正电路包括一第一辅助电容和一第二辅助电容,所述第一辅助电容与所述第三开关管并联连接,所述第二辅助电容与所述第四开关管并联连接。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述第一开关管和所述第二开关管为MOSFET。
4.根据权利要求3所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述第一开关管和所述第二开关管为快速恢复M0SFET。
5.根据权利要求1所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述第一开关管和所述第二开关管为宽禁带半导体型器件。
6.根据权利要求5所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述宽禁带半导体型器件为碳化硅或氮化镓。
7.根据权利要求1所述的功率因数校正电路,其特征在于,还包括一第三桥臂,与所述第一桥臂以及所述第二桥臂并联连接,该第三桥臂包括彼此串联的一第五开关管和一第六开关管,所述第五开关管的第二端与所述第六开关管的第一端、所述第三开关管的第二端相连接。
8.根据权利要求7所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述第五开关管和所述第六开关管为慢速恢复MOSFET。
9.根据权利要求1所述的功率因数校正电路,其特征在于,还包括一第四桥臂,与所述第一桥臂以及所述第二桥臂并联连接,该第四桥臂包括彼此串联的一第七开关管和一第八开关管,所述第七开关管的第二端与所述第八开关管的第一端相连接并且藉由一第二电感元件耦接至所述交流电源的第一端。
10.根据权利要求9所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述第一桥臂的第一开关管与所述第四桥臂中的第七开关管交错工作。
11.根据权利要求9所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述第七开关管和所述第八开关管为宽禁带半导体型器件,所述宽禁带半导体型器件为碳化硅或氮化镓。
12.根据权利要求9所述的功率因数校正电路,其特征在于,还包括彼此串联的一第一浪涌二极管和一第二浪涌二极管,所述第一浪涌二极管的阴极连接至所述第一开关管的第一端,所述第二浪涌二极管的阳极连接至所述第二开关管的第二端,所述第一浪涌二极管的阳极与所述第二浪涌二极管的阴极、所述交流电源的第一端相连接。
13.根据权利要求12所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述第一浪涌二极管和所述第二浪涌二极管为慢速恢复二极管。
14.根据权利要求1所述的功率因数校正电路,其特征在于,还包括一输出电容和一负载,均与所述第二桥臂并联连接。
15.根据权利要求1所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述功率因数校正电路的输出端级联一 DC-DC模块,用于对输出的直流电压进行升压或降压处理。
16.根据权利要求15所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述DC-DC模块为一 LLC变换电路。
17.根据权利要求1所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述辅助电容的电容值介于InF〜10nF之间。
18.根据权利要求17所述的功率因数校正电路,其特征在于,所述辅助电容的电容值为 1nF。
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