TWI723491B - 雙向功率因數校正模組 - Google Patents

Abstract

一種雙向功率因數校正模組，耦接交流電源、儲能單元及直流總線，且雙向功率因數校正模組包括橋臂組及控制單元。橋臂組包括第一橋臂、第一電感、第二電感及第二橋臂。控制單元提供複數控制訊號控制第一橋臂與第二橋臂，使雙向功率因數校正模組操作在交流供電模式、直流供電模式或饋電模式。

Description

雙向功率因數校正模組

本發明係有關一種雙向功率因數校正模組，尤指一種具有雙電感的雙向功率因數校正模組。

圖1為習知的雙向功率因數校正系統之電路方塊圖。雙向功率因數校正系統1’包括直流-直流轉換器A、雙向功率因數校正模組100’、直流總線300及逆變單元400。雙向功率因數校正模組100’包括橋臂組10’及控制單元20’。橋臂組10’通過直流-直流轉換器A耦接儲能單元200，且通過直流總線300耦接逆變單元400。在交流電源Vac正常時，控制單元20’控制橋臂組10’將交流電源Vac轉換為總線電源Vbus，再將總線電源Vbus提供能量給逆變單元400。在交流電源Vac異常時，由直流-直流轉換器A將儲能單元200的能量轉換為直流電源Vdc。控制單元20’控制橋臂組10’將直流電源Vdc轉換為總線電源Vbus，再將總線電源Vbus提供能量給逆變單元400。由於對直流總線300上的總線電源Vbus穩壓率及三次諧波漏電流的要求，使用雙向功率因數校正系統1’可以有效調節電力潮流。

但是，習知的雙向功率因數校正模組100’為單電感L架構，且電感L並非在主電流路徑上。因此儲能單元200提供能量必須透過直流-直流轉換器A。因此導致了整個電路系統功率密度低、電路成本高以及無法縮減電路體積的缺點。

因此，如何設計出一種雙向功率因數校正模組，利用雙電感的特殊電路結構設計，以整合習知的直流-直流轉換器與習知的雙向功率因數校正模組，以大幅提高電路系統的功率密度、降低電路成本以及縮減電路體積，乃為本案發明人所研究的重要課題。

為了解決上述問題，本發明係提供一種雙向功率因數校正模組，以克服習知技術的問題。因此，本發明之雙向功率因數校正模組，耦接交流電源、儲能單元及直流總線，直流總線包括串聯的第一電容與第二電容，且雙向功率因數校正模組包括：橋臂組，包括：第一橋臂，包括串接的第一開關組、第二開關組、第三開關組及第四開關組，第一開關組耦接第一電容，第四開關組耦接第二電容，且第二開關組與第三開關組耦接交流電源、第一電容與第二電容。第一電感，耦接第一開關組與第二開關組。第二電感，耦接第三開關組與第四開關組。及第二橋臂，包括串接的第五開關組與第六開關組，交流電源耦接第五開關組與第六開關組，且第五開關組耦接第一電感與儲能單元，以及第六開關組耦接第二電感與儲能單元。及控制單元，提供複數控制訊號控制橋臂組，使橋臂組操作在交流供電模式、直流供電模式或饋電模式。

為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵 與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。

1、1’:雙向功率因數校正系統

100、100’:雙向功率因數校正模組

10、10’:橋臂組

102:第一橋臂

Q1:第一開關組

Q2:第二開關組

Q3:第三開關組

Q4:第四開關組

L:電感

L1:第一電感

L2:第二電感

104:第二橋臂

Q5:第五開關組

Q6:第六開關組

D1~D6:旁路二極體

106:開關單元

106A、106B:開關元件

20、20’:控制單元

Sc1~Sc6:控制訊號

200:儲能單元

200A:第一儲能單元

200B:第二儲能單元

P2:第二中間點

300:直流總線

(+):正極

(-):負極

302:總線端

304:總線負端

C1:第一電容

C2:第二電容

P1:第一中間點

400:逆變單元

A:直流-直流轉換器

Vac:交流電源

L:火線

N:中性線

Vbus:總線電源

Vdc:直流電源

Vo:輸出電源

Ps1:交流供電正半週儲能路徑

Pr1:交流供電正半週續流路徑

Ns1:交流供電負半週儲能路徑

Nr1:交流供電負半週續流路徑

Pb:反向正半週饋電路徑

Pf:反向正半週續流路徑

Nb:反向負半週饋電路徑

Nf:反向負半週續流路徑

Cp1:第一充電路徑

Cp2:第二充電路徑

EMI:抗電磁干擾濾波電路

R:三相交流電源之R相電源

S:三項交流電源之S相電源

T:三項交流電源之T相電源

圖1為習知的雙向功率因數校正系統之電路方塊圖；圖2為本發明雙向功率因數校正系統之電路方塊圖；圖3A為本發明雙向功率因數校正模組應用在三相三線架構之電路圖；圖3B為本發明雙向功率因數校正模組應用在三相四線架構之電路圖；圖4A為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的開關控制波形圖；圖4B為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的開關控制波形圖；圖4C為本發明雙向功率因數校正模組在直流供電模式的開關控制波形圖；圖5A為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的正半週儲能路徑圖；圖5B為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的正半週續流路徑圖；圖5C為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的負半週儲能路徑圖； 圖5D為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的負半週續流路徑圖；圖6A為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的正半週饋電路徑圖；圖6B為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的正半週續流路徑圖；圖6C為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的負半週饋電路徑圖；圖6D為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的負半週續流路徑圖；圖7A為本發明雙向功率因數校正模組在直流供電模式的第一充電路徑圖；及圖7B為本發明雙向功率因數校正模組在直流供電模式的第二充電路徑圖。

茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下：請參閱圖2為本發明雙向功率因數校正系統之電路方塊圖。以交流單相為例，雙向功率因數校正系統1包括雙向功率因數校正模組100、儲能單元200、直流總線300及逆變單元400。雙向功率因數校正模組100包括橋臂組10與控制單元20，且橋臂組10耦接儲能單元200、直流總線300，且通過火線L與中性線N耦接交流電源Vac。其中，直流總線300包括串聯的第一電容C1與第二電容C2，第一電容C1的一端為直流總線300的總線端302，第二電容C2的一端為直 流總線300的總線負端304，且第一電容C1與第二電容C2之間的接點為第一中間點P1。逆變單元400提供輸出電源Vo，且耦接直流總線300的總線端302、總線負端304及第一中間點P1。控制單元20提供複數個控制訊號Sc1~Sc6控制橋臂組10，使橋臂組10操作在交流供電模式、直流供電模式或饋電(反向)模式。

具體而言，橋臂組10包括第一橋臂102、第一電感L1、第二電感L2及第二橋臂104。第一橋臂102包括依序串接的第一開關組Q1、第二開關組Q2、第三開關組Q3及第四開關組Q4。第一開關組Q1通過總線端302耦接第一電容C1，第四開關組Q4通過總線負端304耦接第二電容C2，且第二開關組Q2與第三開關組Q3耦接第一中間點P1、以及通過中性線N耦接交流電源Vac。第一電感L1的一端耦接第一開關組Q1與第二開關組Q2之間的接點，且第二電感L2的一端耦接第三開關組Q3與第四開關組Q4之間的接點。

第二橋臂104包括依序串接的第五開關組Q5與第六開關組Q6，第五開關組Q5與第六開關組Q6通過火線L耦接交流電源Vac，且第五開關組Q5耦接第一電感L1的另一端，以及第六開關組Q6耦接第二電感L2的另一端。其中，第一開關組Q1、第二開關組Q2、第三開關組Q3、第四開關組Q4、第五開關組Q5及第六開關組Q6可為IGBT功率電晶體或MOSFET功率電晶體，並分別並聯旁路二極體D1~D6，且所並聯的旁路二極體D1~D6可為開關內部的寄生二極體(Body Diode)或獨立的二極體，本發明各個開關組具備雙向導通的特性。控制單元20提供複數個控制訊號Sc1~Sc6分別控制第一開關組Q1、第二開關組Q2、第三開關組Q3、第四開關組Q4、第五開關組Q5及第六開關組Q6，使橋臂組10操作在交流供電模式、直流供電模式或饋電模式。

進一步而言，交流供電模式為雙向功率因數校正模組100通過控制單元20所提供的複數個控制訊號Sc1~Sc6，將交流電源Vac通過橋臂組10轉換為總線電源Vbus，且將總線電源Vbus提供至直流總線300。直流供電模式為雙向 功率因數校正模組100通過控制單元20所提供的複數個控制訊號Sc1~Sc6，將儲能單元200所提供的直流電源Vdc通過橋臂組10轉換為總線電源Vbus，且將總線電源Vbus提供至直流總線300。饋電模式為雙向功率因數校正模組100通過控制單元20所提供的複數個控制訊號Sc1~Sc6，將總線電源Vbus通過橋臂組10轉換為交流電源Vac。

雙向功率因數校正系統1更包括開關單元106，開關單元106包括兩個開關元件106A、106B。開關元件106A、106B的一端分別耦接儲能單元200的正極(+)與負極(-)，開關元件106A的另一端耦接第五開關組Q5與第一電感L1的另一端，且開關元件106B的另一端耦接第六開關組Q6與第二電感L2的另一端。其中，開關元件106A、106B例如但不限於可為矽控整流器(SCR)。在直流供電模式時，開關單元106導通(意即開關元件106A、106B皆導通)，使直流電源Vdc通過橋臂組10轉換為總線電源Vbus。在交流供電模式時，開關單元106關斷(意即開關元件106A、106B皆關斷)，使交流電源Vac無法在第五開關組Q5或第六開關組Q6導通時，產生電流路徑流至儲能單元200。在饋電模式時，開關單元106關斷，使總線電源Vbus無法在第五開關組Q5或第六開關組Q6導通時，產生電流路徑流至儲能單元200。其中，開關單元106的導通與關斷可通過控制單元20所提供的控制訊號(圖未示)控制。

請參閱圖3A為本發明雙向功率因數校正模組應用在三相三線架構之電路圖。雙向功率因數校正系統1中，雙向功率因數校正模組100包括三個並聯的橋臂組10，交流電源Vac與儲能單元200耦接三個橋臂組10。直流總線300並聯橋臂組10與逆變單元400，且三相的交流電源Vac或直流電源Vdc通過雙向功率因數校正模組100、直流總線300及逆變單元400轉換為三相交流的輸出電源Vo。請參閱圖3B為本發明雙向功率因數校正模組應用在三相四線架構之電路圖。本實施例之電路架構與圖3B的電路架構差異在於，三相四線的雙向功率因 數校正系統1A的電路架構增加了中性線N。儲能單元200可包括第一儲能單元200A與第二儲能單元200B，第一儲能單元200A與第二儲能單元200B之間的接點為第二中間點P2，且第二中間點P2通過中性線N耦接第一電容C1與第二電容C2之間的第一中間點P1。

請參閱圖4A為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的開關控制波形圖，復配合參閱圖2~3B。控制單元20所提供的第一控制訊號Sc1控制第一開關組Q1、第二控制訊號Sc2控制第二開關組Q2、第三控制訊號Sc3控制第三開關組Q3、第四控制訊號Sc4控制第四開關組Q4、第五控制訊號Sc5控制第五開關組Q5且第六控制訊號Sc6控制第六開關組Q6。在交流供電模式，且交流電源Vac為正半週時，第二控制訊號Sc2為主要的控制訊號，使得橋臂組10的控制通過第一電感L1的儲能和續流完成。而在負半週時，第三控制訊號Sc3為主要的控制訊號，使得橋臂組10的控制通過第二電感L2的儲能和續流完成。

具體而言，交流電源Vac為正半週時，第二控制訊號Sc2為主要的切換訊號，第四控制訊號Sc4、第五控制訊號Sc5及第六控制訊號Sc6為第二準位訊號(意即低準位訊號)，第三控制訊號Sc3為第一準位訊號或第二準位訊號皆可，僅注意不要與第四控制訊號Sc4同時為高準位訊號。若第五控制訊號Sc5為第二準位訊號，交流電源Vac的電流路徑由旁路二極體D5提供，然而，第五控制訊號Sc5也可以為第一準位訊號以進一步減少導通損失。進一步而言，第一控制訊號Sc1可為與第二控制訊號Sc2互補的切換訊號(如圖4A所示)，以實現同步整流，並提升雙向功率因數校正模組100的效率。或者，第一控制訊號Sc1也可為第二準位訊號，使得第二開關組Q2在關斷時，電流可通過第一開關組Q1的旁路二極體D1或第一開關組Q1內部接面二極體流至總線端302。交流電源Vac在負半週時的開關波形與交流電源Vac在正半週時類似，在此不再加以贅述。上述可了解，本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式時，第二控制訊號Sc2與 第三控制訊號Sc3分別為正負半週主要的切換訊號，其餘訊號可以調整控制方式以進一步提升效率，圖4A僅是示例一種相對簡單的控制方式，以第一控制訊號Sc1和第二控制訊號Sc2互補，而第三控制訊號Sc3和第四控制訊號Sc4互補來實現，然不以此為限。

請參閱圖4B為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的開關控制波形圖，復配合參閱圖2~4A。在饋電模式，且交流電源Vac為正半週時，第一控制訊號Sc1為主要的控制訊號，使得橋臂組10的控制通過第一電感L1的儲能和續流完成。而在負半週時，第四控制訊號Sc4為主要的控制訊號，使得橋臂組10的控制通過第二電感L2的儲能和續流完成。具體而言，依照交流電源Vac正負半週分別控制第五控制訊號Sc5與第六控制訊號Sc6為第一準位訊號(意即高準位訊號)或第二準位訊號(意即低準位訊號)。交流電源Vac正半週時，第一控制訊號Sc1為主要切換訊號，第二控制訊號Sc2可為與第一控制訊號Sc1互補的切換訊號(如圖4B所示)，以實現同步整流，並提升雙向功率因數校正模組100的效率。或者，第二控制訊號Sc2也可為第二準位訊號，使得第一開關組Q1在關斷時，電流可通過第二開關組Q2的旁路二極體D2或第二開關組Q2內部接面二極體流至第一電感L1。交流電源Vac在負半週時的開關波形與交流電源Vac在正半週時類似，在此不再加以贅述。本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式時，第一控制訊號Sc1與第四控制訊號Sc4分別為正負半週主要的切換訊號，第五控制訊號Sc5與第六控制訊號Sc6為互補訊號以將能量回送交流電源Vac，其餘訊號可以調整控制方式以進一步提升效率。圖4B僅是示例一種相對簡單的控制方式，以第一控制訊號Sc1和第二控制訊號Sc2互補，而第三控制訊號Sc3和第四控制訊號Sc4互補來實現，然不以此為限。

請參閱圖4C為本發明雙向功率因數校正模組在直流供電模式的開關控制波形圖，復配合參閱圖2~4B。在直流供電模式，開關元件106A、106B 導通，以第二控制訊號Sc2與第三控制訊號Sc3主要控制訊號。橋臂組10通過第二控制訊號Sc2與第三控制訊號Sc3控制第二開關組Q2與第三開關組Q3導通而構成直流電源Vdc對第一電感L1與第二電感L2的儲能迴路，且通過第一控制訊號Sc1與第四控制訊號Sc4控制第一開關組Q1與第四開關組Q4導通而構成第一電感L1與第二電感L2的續流迴路，相似的，第一控制訊號Sc1與第四控制訊號Sc4亦可為第二準位訊號(意即低準位訊號)而利用旁路二極體提供續流路徑。本發明雙向功率因數校正模組在直流供電模式的開關控制波形示例，第一控制訊號Sc1與第二控制訊號Sc2為互補的切換訊號，第三控制訊號Sc3與第四控制訊號Sc4為互補的切換訊號，且第五控制訊號Sc5與第六控制訊號Sc6為第二準位訊號(意即低準位訊號)。其中，第二控制訊號Sc2與第三控制訊號Sc3可為相同或不相同的控制訊號，不相同的控制訊號可以調整第一電容C1及第二電容C2的電壓。

請參閱圖5A為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的正半週儲能路徑圖，圖5B為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的正半週續流路徑圖，復配合參閱圖2~4C。圖5A中，交流供電正半週儲能路徑PS1為交流電源Vac、第五開關組Q5(經旁路二極體D5)、第一電感L1、第二開關組Q2回到交流電源Vac。圖5B中，交流供電正半週續流路徑Pr1為交流電源Vac、第五開關組Q5(經旁路二極體D5)、第一電感L1、第一開關組Q1(第一開關組Q1導通或經旁路二極體D1)、第一電容C1回到交流電源Vac，此時第一電感L1續流對第一電容C1充電。請參閱圖5C為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的負半週儲能路徑圖，圖5D為本發明雙向功率因數校正模組在交流供電模式的負半週續流路徑圖，復配合參閱圖2~5B。在圖5C與圖5D中，交流供電負半週儲能路徑Ns1與交流供電負半週續流路徑Nr1與正半週路徑類似，在此不再加以贅述。

請參閱圖6A為本發明雙向功率因數校正模組在饋電(反向)模式的正半週饋電路徑圖，圖6B為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的正半週續流路徑圖，復配合參閱圖2~5D。圖6A中，第一電容C1對交流電源Vac的反向正半週饋電路徑Pb為第一電容C1、第一開關組Q1、第一電感L1、第五開關組Q5、交流電源Vac回到第一電容C1。圖6B中，第一電感L1對交流電源Vac的反向正半週續流路徑Pf為第一電感L1、第五開關組Q5、交流電源Vac、第二開關組Q2(第二開關組Q2導通或經旁路二極體D2)回到第一電感L1。請參閱圖6C為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的負半週饋電路徑圖，圖6D為本發明雙向功率因數校正模組在饋電模式的負半週續流路徑圖，復配合參閱圖2~6B。在圖6C與圖6D中，反向負半週饋電路徑Nb與反向負半週續流路徑Nf與正半週路徑類似，在此不再加以贅述。

請參閱圖7A為本發明雙向功率因數校正模組在直流供電模式的第一充電路徑圖，圖7B為本發明雙向功率因數校正模組在直流供電模式的第二充電路徑圖，復配合參閱圖2~6D。圖7A中，儲能單元200對第一電感L1與第二電感L2的第一充電路徑Cp1為儲能單元200、開關元件106A、第一電感L1、第二開關組Q2、第三開關組Q3、第二電感L2、開關元件106B回到儲能單元200。圖7B中，儲能單元200對第一電容C1與第二電容C2的第二充電路徑Cp2為儲能單元200、開關元件106A、第一電感L1、第一開關組Q1、第一電容C1、第二電容C2(由總線端302至總線負端304)、第四開關組Q4、第二電感L2、開關元件106B回到儲能單元200。本發明之主要目的及功效在於，利用雙電感設於雙向功率因數校正模組的主電流路徑上的特殊電路結構設計，使得儲能單元不再需要通過直流-直流轉換器耦接雙向功率因數校正模組，以達到大幅提高電路系統的功率密度、降低電路成本以及縮減電路體積的功效。

惟，以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。此外，在申請專利範圍和說明書中提到的特徵可以分別單獨地或按照任何組合方式來實施。

1:雙向功率因數校正系統

100:雙向功率因數校正模組

10:橋臂組

102:第一橋臂

Q1:第一開關組

Q2:第二開關組

Q3:第三開關組

Q4:第四開關組

L1:第一電感

L2:第二電感

104:第二橋臂

Q5:第五開關組

Q6:第六開關組

D1~D6:旁路二極體

106:開關單元

106A、106B:開關元件

20:控制單元

Sc1~Sc6:控制訊號

200:儲能單元

300:直流總線

(+):正極

(-):負極

302:總線端

304:總線負端

C1:第一電容

C2:第二電容

P1:第一中間點

400:逆變單元

Vac:交流電源

L:火線

N:中性線

Vbus:總線電源

Vdc:直流電源

Vo:輸出電源

Claims (16)

1. 一種雙向功率因數校正模組，耦接一交流電源、一儲能單元及一直流總線，該直流總線包括串聯的一第一電容與一第二電容，該雙向功率因數校正模組包括：一橋臂組，該橋臂組包括：一第一橋臂，該第一橋臂包括串接的一第一開關組、一第二開關組、一第三開關組及一第四開關組，該第一開關組耦接該第一電容，該第四開關組耦接該第二電容，且該第二開關組與該第三開關組耦接該交流電源、該第一電容與該第二電容；一第一電感，該第一電感耦接該第一開關組與該第二開關組；一第二電感，該第二電感耦接該第三開關組與該第四開關組；及一第二橋臂，該第二橋臂包括串接的一第五開關組與一第六開關組，該交流電源耦接該第五開關組與該第六開關組，且該第五開關組耦接該第一電感與該儲能單元，以及該第六開關組耦接該第二電感與該儲能單元；及一控制單元，該控制單元提供複數控制訊號控制該橋臂組，使該橋臂組操作在一交流供電模式、一直流供電模式或一饋電模式。
2. 如申請專利範圍第1項所述之雙向功率因數校正模組，其中該交流供電模式為該交流電源通過該橋臂組轉換為一總線電源至該直流總線，該直流供電模式為該儲能單元提供的一儲能電源通過該橋臂組轉換為該總線電源，該饋電模式為該總線電源通過該橋臂組轉換為該交流電源。
3. 如申請專利範圍第1項所述之雙向功率因數校正模組，其中在該交流供電模式：該交流電源的一正半週儲能路徑為該交流電源、該第五開關組、該第一電感、該第二開關組及該交流電源；該正半週的一正半週續流路徑 為該交流電源、該第五開關組、該第一電感、該第一開關組、該第一電容及該交流電源。
4. 如申請專利範圍第1項所述之雙向功率因數校正模組，其中在該交流供電模式：該交流電源的一負半週儲能路徑為該交流電源、該第三開關組、該第二電感、該第六開關組及該交流電源；該負半週的一負半週續流路徑為該交流電源、該第二電容、該第四開關組、該第二電感、該第六開關組及該交流電源。
5. 如申請專利範圍第1項所述之雙向功率因數校正模組，其中在該直流供電模式：該儲能單元對該第一電感與該第二電感的一第一充電路徑為該儲能單元、該第一電感、該第二開關組、該第三開關組、該第二電感及該儲能單元；該儲能單元對該第一電容與該第二電容的一第二充電路徑為該儲能單元、該第一電感、該第一開關組、該第一電容、該第二電容、該第四開關組、該第二電感及該儲能單元。
6. 如申請專利範圍第1項所述之雙向功率因數校正模組，其中在該饋電模式：該第一電容對該交流電源的一反向正半週饋電路徑為該第一電容、該第一開關組、該第一電感、該第五開關組、該交流電源及該第一電容；該第一電感對該交流電源的一反向正半週續流路徑為該第一電感、該第五開關組、該交流電源、該第二開關組及該第一電感。
7. 如申請專利範圍第1項所述之雙向功率因數校正模組，其中在該饋電模式：該第二電容對該交流電源的一反向負半週饋電路徑為該第二電容、該交流電源、該第六開關組、該第二電感、該第四開關組及該第二電容；該第二電感對該交流電源的一反向負半週續流路徑為該第二電感、該第三開關組、該交流電源、該第六開關組及該第二電感。
8. 如申請專利範圍第1項所述之雙向功率因數校正模組，更包括： 一開關單元，耦接該儲能單元、該第五開關組及該第六開關組；其中，在該交流供電模式時，該開關單元關斷。
9. 如申請專利範圍第1項所述之雙向功率因數校正模組，其中該些控制訊號包括控制該第一開關組的一第一控制訊號、控制該第二開關組的一第二控制訊號、控制該第三開關組的一第三控制訊號、控制該第四開關組的一第四控制訊號、控制該第五開關組的一第五控制訊號及控制該第六開關組的一第六控制訊號。
10. 如申請專利範圍第9項所述之雙向功率因數校正模組，其中在該交流供電模式：該交流電源為一正半週時，該第二控制訊號為一第一切換訊號，且該第三控制訊號為一第一準位訊號，該第四控制訊號、該第五控制訊號及該第六控制訊號為一第二準位訊號；該交流電源為一負半週時，該第三控制訊號為該第一切換訊號，且該第一控制訊號、該第五控制訊號及該第六控制訊號為該第二準位訊號，該第二控制訊號為該第一準位訊號。
11. 如申請專利範圍第10項所述之雙向功率因數校正模組，其中該交流電源為該正半週時，該第一控制訊號為與該第二控制訊號互補的一第二切換訊號或該第一控制訊號為該第二準位訊號；該交流電源為該負半週時，該第四控制訊號為與該第三控制訊號互補的該第二切換訊號或該第四控制訊號為該第二準位訊號。
12. 如申請專利範圍第9項所述之雙向功率因數校正模組，其中在該直流供電模式：該第一控制訊號與該第二控制訊號為互補的一第一切換訊號，該第三控制訊號與該第四控制訊號為互補的一第二切換訊號，且該第五控制訊號與該第六控制訊號為一第二準位訊號。
13. 如申請專利範圍第12項所述之雙向功率因數校正模組，其中該儲能單元未有耦接該第一電容與該第二電容的一中間點，且該第二控制訊號與該第三控制訊號相同。
14. 如申請專利範圍第12項所述之雙向功率因數校正模組，其中該儲能單元具有耦接該第一電容與該第二電容的一中間點，且該第二控制訊號與該第三控制訊號不相同。
15. 如申請專利範圍第9項所述之雙向功率因數校正模組，其中在該饋電模式：該交流電源為一正半週時，該第一控制訊號為一第一切換訊號，且該第三控制訊號與該第五控制訊號為一第一準位訊號，該第四控制訊號與該第六控制訊號為一第二準位訊號；該交流電源為一負半週時，該第四控制訊號為該第一切換訊號，且該第一控制訊號與該第五控制訊號為該第二準位訊號，該第二控制訊號與該第六控制訊號為該第一準位訊號。
16. 如申請專利範圍第15項所述之雙向功率因數校正模組，其中該交流電源為該正半週時，該第二控制訊號為與該第一控制訊號互補的一第二切換訊號或該第二控制訊號為該第二準位訊號；該交流電源為該負半週時，該第三控制訊號為與該第四控制訊號互補的該第二切換訊號或該第三控制訊號為該第二準位訊號。

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