JPH0819260A - 高力率電源回路 - Google Patents
高力率電源回路Info
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- JPH0819260A JPH0819260A JP6171969A JP17196994A JPH0819260A JP H0819260 A JPH0819260 A JP H0819260A JP 6171969 A JP6171969 A JP 6171969A JP 17196994 A JP17196994 A JP 17196994A JP H0819260 A JPH0819260 A JP H0819260A
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- capacitor
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- electronic switch
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【目的】ノイズの発生が少なく、構成が簡単で信頼性が
高く、かつ極めて力率の高い電源回路を提供すること。 【構成】低周波交流入力信号を整流する整流回路２と、
該整流回路の高電位側出力ラインに入力端が接続された
第１電子スイッチＳＷ１と、該第１電子スイッチの出力
端に一端が接続された第１コイルＬ1と、該第１コイル
の他端と上記整流回路の低電位側出力ラインとの間に接
続された第１コンデンサＣ1と、該第１コンデンサの両
端間に接続され、該第１コンデンサが逆極性電圧に充電
されるのを防止するクランプ回路Ｄ1と、上記整流回路
の上記低電位側出力ラインに入力端が接続された第２電
子スイッチＳＷ２と、該第２電子スイッチの出力端と上
記第１コイルの上記他端との間に接続された第２コイル
Ｌ2と、該第２コイルの両端間の電圧を整流平滑して直
流出力電圧を発生する整流平滑回路Ｄ2，Ｃ2と、上記第
１及び第２電子スイッチを高周波数で交互に導通させる
スイッチ制御回路４とを具え、上記第１コイル及び第１
コンデンサのパラメータは所定の高周波共振周波数に従
って設定する。
高く、かつ極めて力率の高い電源回路を提供すること。 【構成】低周波交流入力信号を整流する整流回路２と、
該整流回路の高電位側出力ラインに入力端が接続された
第１電子スイッチＳＷ１と、該第１電子スイッチの出力
端に一端が接続された第１コイルＬ1と、該第１コイル
の他端と上記整流回路の低電位側出力ラインとの間に接
続された第１コンデンサＣ1と、該第１コンデンサの両
端間に接続され、該第１コンデンサが逆極性電圧に充電
されるのを防止するクランプ回路Ｄ1と、上記整流回路
の上記低電位側出力ラインに入力端が接続された第２電
子スイッチＳＷ２と、該第２電子スイッチの出力端と上
記第１コイルの上記他端との間に接続された第２コイル
Ｌ2と、該第２コイルの両端間の電圧を整流平滑して直
流出力電圧を発生する整流平滑回路Ｄ2，Ｃ2と、上記第
１及び第２電子スイッチを高周波数で交互に導通させる
スイッチ制御回路４とを具え、上記第１コイル及び第１
コンデンサのパラメータは所定の高周波共振周波数に従
って設定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流商用電圧を直流出
力電圧に変換するのに好適な高力率電源回路に関する。
力電圧に変換するのに好適な高力率電源回路に関する。
【０００２】
【従来技術及び発明が解決しようとする課題】交流商用
電圧を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ回路の
最も簡単な構成は、交流電圧を整流する整流回路と、こ
の整流回路の出力を平滑する平滑回路と、平滑回路の出
力を所望の直流電圧に安定化させるレギュレータ回路と
で構成されている。この回路の場合、平滑コンデンサを
充電させるために整流回路のダイオードがオンとなるの
は、交流入力電圧が平滑コンデンサの両端間電圧を超え
た時だけなので、力率（ＰＦ）が非常に低い。また、極
めて短時間のオン期間に整流用ダイオードに大電流が流
れることから多くの高調波ノイズを含んだ直流出力とな
る。
電圧を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ回路の
最も簡単な構成は、交流電圧を整流する整流回路と、こ
の整流回路の出力を平滑する平滑回路と、平滑回路の出
力を所望の直流電圧に安定化させるレギュレータ回路と
で構成されている。この回路の場合、平滑コンデンサを
充電させるために整流回路のダイオードがオンとなるの
は、交流入力電圧が平滑コンデンサの両端間電圧を超え
た時だけなので、力率（ＰＦ）が非常に低い。また、極
めて短時間のオン期間に整流用ダイオードに大電流が流
れることから多くの高調波ノイズを含んだ直流出力とな
る。
【０００３】更に、この直流電圧を所望の電圧値に安定
化させるためにスイッチング・レギュレータを使用する
と、更にリップル・ノイズ等が発生することになる。ま
た、スイッチング・レギュレータの制御回路は構成が複
雑であり、コストも高く、信頼性にも問題がある。
化させるためにスイッチング・レギュレータを使用する
と、更にリップル・ノイズ等が発生することになる。ま
た、スイッチング・レギュレータの制御回路は構成が複
雑であり、コストも高く、信頼性にも問題がある。
【０００４】本発明の目的は、ノイズの発生が少なく、
構成が簡単で信頼性が高く、かつ極めて力率の高い電源
回路を提供することである。
構成が簡単で信頼性が高く、かつ極めて力率の高い電源
回路を提供することである。
【０００５】
【課題を解決する為の手段】本発明の高力率電源回路
は、低周波交流入力信号を整流する整流回路と、該整流
回路の高電位側出力ラインに入力端が接続された第１電
子スイッチと、該第１電子スイッチの出力端に一端が接
続された第１コイルと、該第１コイルの他端と上記整流
回路の低電位側出力ラインとの間に接続された第１コン
デンサと、該第１コンデンサの両端間に接続され、該第
１コンデンサが逆極性電圧に充電されるのを防止するク
ランプ回路と、上記整流回路の上記低電位側出力ライン
に入力端が接続された第２電子スイッチと、該第２電子
スイッチの出力端と上記第１コイルの上記他端との間に
接続された第２コイルと、該第２コイルの両端間の電圧
を整流平滑して直流出力電圧を発生する整流平滑回路
と、上記第１及び第２電子スイッチを高周波数で交互に
導通させるスイッチ制御回路とを具え、上記第１コイル
及び第１コンデンサのパラメータは所定の高周波共振周
波数に従って設定することを特徴とする。
は、低周波交流入力信号を整流する整流回路と、該整流
回路の高電位側出力ラインに入力端が接続された第１電
子スイッチと、該第１電子スイッチの出力端に一端が接
続された第１コイルと、該第１コイルの他端と上記整流
回路の低電位側出力ラインとの間に接続された第１コン
デンサと、該第１コンデンサの両端間に接続され、該第
１コンデンサが逆極性電圧に充電されるのを防止するク
ランプ回路と、上記整流回路の上記低電位側出力ライン
に入力端が接続された第２電子スイッチと、該第２電子
スイッチの出力端と上記第１コイルの上記他端との間に
接続された第２コイルと、該第２コイルの両端間の電圧
を整流平滑して直流出力電圧を発生する整流平滑回路
と、上記第１及び第２電子スイッチを高周波数で交互に
導通させるスイッチ制御回路とを具え、上記第１コイル
及び第１コンデンサのパラメータは所定の高周波共振周
波数に従って設定することを特徴とする。
【０００６】本発明の他の実施例では、低周波交流入力
信号を整流する整流回路と、該整流回路の高電位側出力
ラインに入力端が接続された第１電子スイッチと、該第
１電子スイッチの出力端に一端が接続された第１コイル
と、該第１コイルの他端と上記整流回路の低電位側出力
ラインとの間に接続された第１コンデンサと、該第１コ
ンデンサの両端間に接続され、該第１コンデンサが逆極
性電圧に充電されるのを防止するクランプ回路と、上記
整流回路の上記低電位側出力ラインに入力端が接続され
た第２電子スイッチと、該第２電子スイッチの出力端と
上記第１コイルの上記他端との間に１次側コイルが接続
された絶縁トランスと、該絶縁トランジスタの２次側コ
イルの両端間の電圧を整流平滑して直流出力電圧を発生
する整流平滑回路と、上記第１及び第２電子スイッチを
高周波数で交互に導通させるスイッチ制御回路とを具
え、上記第１コイル及び第１コンデンサのパラメータは
所定の高周波共振周波数に従って設定する。
信号を整流する整流回路と、該整流回路の高電位側出力
ラインに入力端が接続された第１電子スイッチと、該第
１電子スイッチの出力端に一端が接続された第１コイル
と、該第１コイルの他端と上記整流回路の低電位側出力
ラインとの間に接続された第１コンデンサと、該第１コ
ンデンサの両端間に接続され、該第１コンデンサが逆極
性電圧に充電されるのを防止するクランプ回路と、上記
整流回路の上記低電位側出力ラインに入力端が接続され
た第２電子スイッチと、該第２電子スイッチの出力端と
上記第１コイルの上記他端との間に１次側コイルが接続
された絶縁トランスと、該絶縁トランジスタの２次側コ
イルの両端間の電圧を整流平滑して直流出力電圧を発生
する整流平滑回路と、上記第１及び第２電子スイッチを
高周波数で交互に導通させるスイッチ制御回路とを具
え、上記第１コイル及び第１コンデンサのパラメータは
所定の高周波共振周波数に従って設定する。
【０００７】本発明の更に別の実施例においては、低周
波交流入力信号を整流する整流回路と、該整流回路の１
対の出力端に夫々入力端が接続された第１電子スイッチ
対と、該第１電子スイッチ対の１対の出力端間に接続さ
れた第１コイル及び第１コンデンサの直列回路と、上記
第１コンデンサの両端間が逆極性電圧に充電されるのを
防止するクランプ回路と、該クランプ回路の両端に夫々
１対の入力端子が接続された第２電子スイッチ対と、該
第２電子スイッチ対の１対の出力端間に接続された第２
コイルと、該第２コイルの両端間の電圧を整流平滑して
直流出力電圧を発生する整流平滑回路と、上記第１及び
第２電子スイッチ対を高周波数で交互に導通させるスイ
ッチ制御回路とを具え、上記第１コイル及び第１コンデ
ンサのパラメータは所定の高周波共振周波数に従って設
定する。
波交流入力信号を整流する整流回路と、該整流回路の１
対の出力端に夫々入力端が接続された第１電子スイッチ
対と、該第１電子スイッチ対の１対の出力端間に接続さ
れた第１コイル及び第１コンデンサの直列回路と、上記
第１コンデンサの両端間が逆極性電圧に充電されるのを
防止するクランプ回路と、該クランプ回路の両端に夫々
１対の入力端子が接続された第２電子スイッチ対と、該
第２電子スイッチ対の１対の出力端間に接続された第２
コイルと、該第２コイルの両端間の電圧を整流平滑して
直流出力電圧を発生する整流平滑回路と、上記第１及び
第２電子スイッチ対を高周波数で交互に導通させるスイ
ッチ制御回路とを具え、上記第１コイル及び第１コンデ
ンサのパラメータは所定の高周波共振周波数に従って設
定する。
【０００８】
【実施例】図１は、本発明の一実施例の構成を示す回路
図である。５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用交流電圧が入力
端子１−１′間に供給され、整流回路２により全波整流
される。整流回路２の出力端子間には、インダクタＬf
及び２つのコンデンサＣfをπ型結線したノイズ除去フ
ィルタ３が接続されている。このフィルタ３は、数１０
ｋＨｚのような高周波ノイズを補償するものであり、整
流回路２の低周波数の全波整流出力波形（脈流波形）に
は実質的な影響を与えない。フィルタ回路３の高電位側
出力ラインにＦＥＴのような電子スイッチＳＷ１の一端
が接続され、スイッチＳＷ１のゲートには、制御回路４
からの制御信号を受ける。ＳＷ１の出力端には、第１コ
イルＬ1の一端が接続され、Ｌ1の他端と整流回路２の低
電位側ラインとの間には第１コンデンサＣ1とダイオー
ドＤ1とが並列に接続されている。ダイオードＤ1は、コ
ンデンサＣ1が逆極性に充電されるのを防止するクラン
プ回路として機能する。ダイオードＤ1のアノードに第
２電子スイッチＳＷ２の一端が接続され、ＳＷ２の他端
とダイオードＤ1のカソードとの間に第２コイルＬ2が接
続されている。ＳＷ２のゲートも制御回路４により制御
される。第２コイルＬ2の両端には、整流平滑回路を構
成する第２ダイオードＤ2及び第２コンデンサＣ2が接続
されている。コンデンサＣ2の両端がこの電源回路の直
流出力端子であり、この１対の出力端子間に負荷ＲLが
接続される。制御回路４は、出力端子の電圧を監視し、
基準電圧と比較することにより、第１及び第２電子スイ
ッチＳＷ１及びＳＷ２を制御し、所望出力電圧を安定化
させる。
図である。５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用交流電圧が入力
端子１−１′間に供給され、整流回路２により全波整流
される。整流回路２の出力端子間には、インダクタＬf
及び２つのコンデンサＣfをπ型結線したノイズ除去フ
ィルタ３が接続されている。このフィルタ３は、数１０
ｋＨｚのような高周波ノイズを補償するものであり、整
流回路２の低周波数の全波整流出力波形（脈流波形）に
は実質的な影響を与えない。フィルタ回路３の高電位側
出力ラインにＦＥＴのような電子スイッチＳＷ１の一端
が接続され、スイッチＳＷ１のゲートには、制御回路４
からの制御信号を受ける。ＳＷ１の出力端には、第１コ
イルＬ1の一端が接続され、Ｌ1の他端と整流回路２の低
電位側ラインとの間には第１コンデンサＣ1とダイオー
ドＤ1とが並列に接続されている。ダイオードＤ1は、コ
ンデンサＣ1が逆極性に充電されるのを防止するクラン
プ回路として機能する。ダイオードＤ1のアノードに第
２電子スイッチＳＷ２の一端が接続され、ＳＷ２の他端
とダイオードＤ1のカソードとの間に第２コイルＬ2が接
続されている。ＳＷ２のゲートも制御回路４により制御
される。第２コイルＬ2の両端には、整流平滑回路を構
成する第２ダイオードＤ2及び第２コンデンサＣ2が接続
されている。コンデンサＣ2の両端がこの電源回路の直
流出力端子であり、この１対の出力端子間に負荷ＲLが
接続される。制御回路４は、出力端子の電圧を監視し、
基準電圧と比較することにより、第１及び第２電子スイ
ッチＳＷ１及びＳＷ２を制御し、所望出力電圧を安定化
させる。
【０００９】図２は、図１の回路の主要動作の原理を説
明するための波形図である。図１の第１コイルＬ1と第
１コンデンサＣ1の共振周波数ｆ＝ω／２πは、商用の
低周波入力交流電圧の周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）
より遥かに高い値に設定する。例えば、第１コイルのイ
ンダクタンスＬ1＝１ｍＨ、第１コンデンサの容量Ｃ1＝
１ｎＦとすると、ｆ＝５０ｋＨｚとなる。この共振周波
数に比較して入力交流電圧の周波数は極めて低いので、
第１コイルと第１コンデンサとの共振周期Ｔ＝２０μｓ
ｅｃにおいては、整流回路の出力電圧は一定値であると
看做して差し支えない。従って、整流回路の出力電圧を
Ｅ（一定値）と考え、第１スイッチＳＷ１がｔ＝０の時
点で閉じた場合（ＳＷ２は、開放状態）の過渡現象を解
析する。但し、初期電流及び初期電荷は０と仮定する。
この場合、Ｌ1及びＣ1の直列回路に一定電圧Ｅが印加さ
れるので、ラプラス変換表示で以下の式が成立する。な
お、Ｉ1は、第１コイル及び第１コンデンサを流れる電
流であり、Ｖ1は、第１コンデンサＣ1の両端間の電圧で
ある。ｓは複素周波数である。
明するための波形図である。図１の第１コイルＬ1と第
１コンデンサＣ1の共振周波数ｆ＝ω／２πは、商用の
低周波入力交流電圧の周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）
より遥かに高い値に設定する。例えば、第１コイルのイ
ンダクタンスＬ1＝１ｍＨ、第１コンデンサの容量Ｃ1＝
１ｎＦとすると、ｆ＝５０ｋＨｚとなる。この共振周波
数に比較して入力交流電圧の周波数は極めて低いので、
第１コイルと第１コンデンサとの共振周期Ｔ＝２０μｓ
ｅｃにおいては、整流回路の出力電圧は一定値であると
看做して差し支えない。従って、整流回路の出力電圧を
Ｅ（一定値）と考え、第１スイッチＳＷ１がｔ＝０の時
点で閉じた場合（ＳＷ２は、開放状態）の過渡現象を解
析する。但し、初期電流及び初期電荷は０と仮定する。
この場合、Ｌ1及びＣ1の直列回路に一定電圧Ｅが印加さ
れるので、ラプラス変換表示で以下の式が成立する。な
お、Ｉ1は、第１コイル及び第１コンデンサを流れる電
流であり、Ｖ1は、第１コンデンサＣ1の両端間の電圧で
ある。ｓは複素周波数である。
【００１０】
【数２】
【００１１】これら両式をラプラス逆変換により解く
と、次式が得られる。
と、次式が得られる。
【数３】 この数式３をグラフにすると図２のようになる。ここ
で、ωｔ＝π以前では、図１の第１コイルＬ1の電流Ｉ1
及び第１コンデンサＣ1の電圧Ｖ1は、数式３のとおりに
なるが、ωｔ＝π以降で電流Ｉ1が０より小さくなろう
としても（破線の曲線参照）、図１の整流回路２が非導
通状態なので、第１コイルＬ1及び第１コンデンサＣ1を
流れる電流Ｉ1は０となり、コンデンサＣ1の電圧Ｖ2
は、最大電位２Ｅに維持される（実線参照）。このよう
に、数式３によれば、ωｔ＝π以後では、図２の破線の
曲線で示すように変化するはずであるが、整流回路２が
逆方向電流を流さないので、実際には、実線で示すよう
に、電流Ｉ1及び電圧Ｖ1は、一定値に維持される。
で、ωｔ＝π以前では、図１の第１コイルＬ1の電流Ｉ1
及び第１コンデンサＣ1の電圧Ｖ1は、数式３のとおりに
なるが、ωｔ＝π以降で電流Ｉ1が０より小さくなろう
としても（破線の曲線参照）、図１の整流回路２が非導
通状態なので、第１コイルＬ1及び第１コンデンサＣ1を
流れる電流Ｉ1は０となり、コンデンサＣ1の電圧Ｖ2
は、最大電位２Ｅに維持される（実線参照）。このよう
に、数式３によれば、ωｔ＝π以後では、図２の破線の
曲線で示すように変化するはずであるが、整流回路２が
逆方向電流を流さないので、実際には、実線で示すよう
に、電流Ｉ1及び電圧Ｖ1は、一定値に維持される。
【００１２】図２から判るように、図１の回路でｔ＝０
の時点でＳＷ１が閉じて、ωｔ＝πで電流Ｉ1＝０、電
圧Ｖ1＝２Ｅとなり、以後はその値が維持される。この
時、電流の流れる期間は、正弦波の半周期Ｔ／２であ
り、数式４で表される。
の時点でＳＷ１が閉じて、ωｔ＝πで電流Ｉ1＝０、電
圧Ｖ1＝２Ｅとなり、以後はその値が維持される。この
時、電流の流れる期間は、正弦波の半周期Ｔ／２であ
り、数式４で表される。
【数４】 共振周波数ｆ＝５０ｋＨｚの場合、この半周期Ｔ／２＝
１０μｓｅｃとなる。
１０μｓｅｃとなる。
【００１３】図３は、図１の回路の動作を説明するため
のタイミング波形図である。電子スイッチＳＷ１は、時
点ｔ0〜ｔ1の期間中にオン状態となり、電子スイッチＳ
Ｗ２は、時点ｔ2〜ｔ4の期間中にオン状態となる。実施
例では、上述のように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオ
ン期間は、約１０μｓｅｃなので、５０又は６０Ｈｚの
入力電圧を整流した整流回路２の出力電圧は、この１０
μｓｅｃの期間中には一定値と看做しても差し支えな
い。上述のように、電流Ｉ1は、正弦波の半周期（ピー
ク電流Ｉp）となり、高周波成分ノイズを発生すること
がない。電圧Ｖ1の変化は、図２に関して説明したとお
りであり、時点ｔ1にて整流出力電圧の瞬時値Ｅの２倍
の電圧値に達し、時点ｔ2でＳＷ２がオンするまで一定
値に維持される。時点ｔ1〜ｔ2の期間は、ＳＷ１及びＳ
Ｗ２の両方ともオフ状態である。なお、ＳＷ１のオン状
態の期間（ｔ0〜ｔ1）と電流Ｉ1の流れる期間（半周期
Ｔ／２）を略同じ期間とし図示しているが、実際には、
その必要はない。この実施例では、第１電子スイッチＳ
Ｗ１のオン期間は、Ｌ1及びＣ1の共振周期の半分（１０
μｓｅｃ）より長く、第２電子スイッチＳＷ２のオン時
点ｔ2より以前にオフすれば良い。よって、ＳＷ１のオ
ン期間を制御する制御信号のパルス幅は、例えば１０〜
２０μｓｅｃの範囲内で自由に設定して良い。信号のパ
ルス幅の厳密な制御の必要がないので、回路構成を簡単
化できる。
のタイミング波形図である。電子スイッチＳＷ１は、時
点ｔ0〜ｔ1の期間中にオン状態となり、電子スイッチＳ
Ｗ２は、時点ｔ2〜ｔ4の期間中にオン状態となる。実施
例では、上述のように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオ
ン期間は、約１０μｓｅｃなので、５０又は６０Ｈｚの
入力電圧を整流した整流回路２の出力電圧は、この１０
μｓｅｃの期間中には一定値と看做しても差し支えな
い。上述のように、電流Ｉ1は、正弦波の半周期（ピー
ク電流Ｉp）となり、高周波成分ノイズを発生すること
がない。電圧Ｖ1の変化は、図２に関して説明したとお
りであり、時点ｔ1にて整流出力電圧の瞬時値Ｅの２倍
の電圧値に達し、時点ｔ2でＳＷ２がオンするまで一定
値に維持される。時点ｔ1〜ｔ2の期間は、ＳＷ１及びＳ
Ｗ２の両方ともオフ状態である。なお、ＳＷ１のオン状
態の期間（ｔ0〜ｔ1）と電流Ｉ1の流れる期間（半周期
Ｔ／２）を略同じ期間とし図示しているが、実際には、
その必要はない。この実施例では、第１電子スイッチＳ
Ｗ１のオン期間は、Ｌ1及びＣ1の共振周期の半分（１０
μｓｅｃ）より長く、第２電子スイッチＳＷ２のオン時
点ｔ2より以前にオフすれば良い。よって、ＳＷ１のオ
ン期間を制御する制御信号のパルス幅は、例えば１０〜
２０μｓｅｃの範囲内で自由に設定して良い。信号のパ
ルス幅の厳密な制御の必要がないので、回路構成を簡単
化できる。
【００１４】時点ｔ2でＳＷ２がオン状態になると、電
流の流れるＬＣ閉回路が形成されるので、コンデンサＣ
1の電荷が第２コイルＬ2に向かって流れ、電流Ｉ2が発
生する。この時点ｔ2の前に、既に電流Ｉ1は０になって
いるので、時点ｔ2において第２スイッチＳＷ２がオン
となっても急峻な高周波数ノイズは発生しない。コンデ
ンサＣ1の電圧が２Ｅになっているので、この電流Ｉ2の
値は、略２Ｉ1となり、急峻に立ち上がり、共振周期Ｔ
の４分の１周期（５μｓｅｃ）の期間（ｔ2〜ｔ3）に最
大値２Ｉpに達し、クランプ用ダイオードＤ1の作用によ
り、その最大電流値２Ｉpが維持される。この時、コン
デンサＣ1の両端電圧Ｖ1は０まで降下し、クランプ用ダ
イオードＤ1のクランプ作用により、時点ｔ3以後は電圧
が０に維持される。次に、時点ｔ4で第２電子スイッチ
ＳＷ２がオフ状態に変化すると、ＬＣ閉回路が遮断され
るので、電流Ｉ2は、瞬間的に０となる。しかし、瞬間
的に第２ダイオードＤ2が導通し、第２コイルＬ2と第２
コンデンサＣ2との閉回路が形成されるので、コイルＬ2
からコンデンサＣ2に向かって電流Ｉ3が流れる。この電
流Ｉ3は、急激に０まで減衰するが、その期間（ｔ4〜ｔ
5）に流れる電荷を第２コンデンサＣ2に充電する。コン
デンサＣ2の両端間電圧は、負荷ＲLに印加される。
流の流れるＬＣ閉回路が形成されるので、コンデンサＣ
1の電荷が第２コイルＬ2に向かって流れ、電流Ｉ2が発
生する。この時点ｔ2の前に、既に電流Ｉ1は０になって
いるので、時点ｔ2において第２スイッチＳＷ２がオン
となっても急峻な高周波数ノイズは発生しない。コンデ
ンサＣ1の電圧が２Ｅになっているので、この電流Ｉ2の
値は、略２Ｉ1となり、急峻に立ち上がり、共振周期Ｔ
の４分の１周期（５μｓｅｃ）の期間（ｔ2〜ｔ3）に最
大値２Ｉpに達し、クランプ用ダイオードＤ1の作用によ
り、その最大電流値２Ｉpが維持される。この時、コン
デンサＣ1の両端電圧Ｖ1は０まで降下し、クランプ用ダ
イオードＤ1のクランプ作用により、時点ｔ3以後は電圧
が０に維持される。次に、時点ｔ4で第２電子スイッチ
ＳＷ２がオフ状態に変化すると、ＬＣ閉回路が遮断され
るので、電流Ｉ2は、瞬間的に０となる。しかし、瞬間
的に第２ダイオードＤ2が導通し、第２コイルＬ2と第２
コンデンサＣ2との閉回路が形成されるので、コイルＬ2
からコンデンサＣ2に向かって電流Ｉ3が流れる。この電
流Ｉ3は、急激に０まで減衰するが、その期間（ｔ4〜ｔ
5）に流れる電荷を第２コンデンサＣ2に充電する。コン
デンサＣ2の両端間電圧は、負荷ＲLに印加される。
【００１５】上述の時点ｔ0からｔ5までの動作が順次繰
り返され、第２コンデンサＣ2の電荷が順次充電され、
負荷に安定的に電力を供給できる。実施例では、上述の
時点ｔ0から時点ｔ5までのサイクルは、約３０μｓｅｃ
程度であり、この程度の期間では、低周波の入力交流電
圧は、平均的に１％も変化しない。よって、整流電圧を
一定値と看做して得た上述の計算は、各サイクルにおい
て妥当な条件といえる。もっと動作周波数を上昇する必
要がある場合には、第１コイルＬ1と第１コンデンサＣ1
との共振周波数ｆを更に増加させるようにパラメータの
設定を行えば良い。
り返され、第２コンデンサＣ2の電荷が順次充電され、
負荷に安定的に電力を供給できる。実施例では、上述の
時点ｔ0から時点ｔ5までのサイクルは、約３０μｓｅｃ
程度であり、この程度の期間では、低周波の入力交流電
圧は、平均的に１％も変化しない。よって、整流電圧を
一定値と看做して得た上述の計算は、各サイクルにおい
て妥当な条件といえる。もっと動作周波数を上昇する必
要がある場合には、第１コイルＬ1と第１コンデンサＣ1
との共振周波数ｆを更に増加させるようにパラメータの
設定を行えば良い。
【００１６】図４は、本発明の他の実施例の構成を示す
回路図である。図１の実施例に対応する要素には同一の
参照符号を付している。回路構成の相違点は、図１の第
２コイルＬ2の代わりに絶縁トランスＴＲを設けている
ことである。その他の構成は図１と同様であり、動作原
理も同様なので詳細な説明は省略する。絶縁トランスＴ
Ｒを設けたことにより、交流入力側と直流出力側とを電
気的に絶縁させることができるので、いわゆるフローテ
ィング電源として好適である。この実施例の場合、出力
端子電圧を検出する制御回路４は、何らかの電気的絶縁
手段を含んでいる必要がある。絶縁手段としては、トラ
ンスの外に光結合手段等が好適である。
回路図である。図１の実施例に対応する要素には同一の
参照符号を付している。回路構成の相違点は、図１の第
２コイルＬ2の代わりに絶縁トランスＴＲを設けている
ことである。その他の構成は図１と同様であり、動作原
理も同様なので詳細な説明は省略する。絶縁トランスＴ
Ｒを設けたことにより、交流入力側と直流出力側とを電
気的に絶縁させることができるので、いわゆるフローテ
ィング電源として好適である。この実施例の場合、出力
端子電圧を検出する制御回路４は、何らかの電気的絶縁
手段を含んでいる必要がある。絶縁手段としては、トラ
ンスの外に光結合手段等が好適である。
【００１７】図５は、本発明の更に他の実施例の構成を
示す回路図である。図１の実施例に対応する要素には同
一の参照符号を付している。回路構成の相違点は、図１
の第１及び第２電子スイッチＳＷ１及びＳＷ２をペアに
して高電位側ライン及び低電位側ラインの両方に対称に
設けたことである。これら１対の電子スイッチＳＷ１
は、制御回路４の制御により同時に導通し、同時に非導
通となる。同様に、１対の電子スイッチＳＷ２も、制御
回路４の制御により同時に導通し、同時に非導通とな
る。これら第１電子スイッチ対と第２電子スイッチ対
は、互いに交互に導通状態及び非導通状態を繰り返し、
双方の電子スイッチ対が同時に導通状態となることはな
い。ただし、図３の波形図の場合と同様に、双方のスイ
ッチ対は同時に非導通状態となることはある。従って、
交流入力側と直流出力側とは完全に電気的に絶縁され
る。勿論、出力電圧を検出して電子スイッチを制御する
制御回路４は、電気的絶縁手段を含んでいる。
示す回路図である。図１の実施例に対応する要素には同
一の参照符号を付している。回路構成の相違点は、図１
の第１及び第２電子スイッチＳＷ１及びＳＷ２をペアに
して高電位側ライン及び低電位側ラインの両方に対称に
設けたことである。これら１対の電子スイッチＳＷ１
は、制御回路４の制御により同時に導通し、同時に非導
通となる。同様に、１対の電子スイッチＳＷ２も、制御
回路４の制御により同時に導通し、同時に非導通とな
る。これら第１電子スイッチ対と第２電子スイッチ対
は、互いに交互に導通状態及び非導通状態を繰り返し、
双方の電子スイッチ対が同時に導通状態となることはな
い。ただし、図３の波形図の場合と同様に、双方のスイ
ッチ対は同時に非導通状態となることはある。従って、
交流入力側と直流出力側とは完全に電気的に絶縁され
る。勿論、出力電圧を検出して電子スイッチを制御する
制御回路４は、電気的絶縁手段を含んでいる。
【００１８】図６は、図１、図４及び図５の実施例の制
御回路４の実施例の構成を示すブロック図である。図７
は、図６の各部の信号の関係を示すタイミング図であ
る。電源回路の直流出力端子の電圧Ｖoutと基準電圧Ｖr
efを比較し、誤差電圧を発生する誤差増幅器１０が直流
出力側として設けられている。この誤差電圧は、電気的
絶縁のための光リンク回路１２を介して交流入力側に供
給される。この光リンク回路１２の出力電圧は、ＶＣＯ
（電圧制御発信器）１４に供給され、ここから検出誤差
電圧に比例した周波数の出力パルス信号を発生する。こ
のＶＣＯ１４の出力パルスは、ダブル・パルス発生器１
６に供給され、ここで１つの入力パルスに応じて互いに
所定期間離れた２つのパルス（ダブルパルス）が発生さ
れる。このダブルパルス出力は、フリップ・フロップ１
８に入力される。フリップ・フロップは、ダブルパルス
の各パルス入力毎に出力の論理状態を反転する。これら
相互反転出力Ｑ及び＼Ｑ（Ｑの反転）は、夫々ゲートＡ
２０及びゲートＢ２２に供給される。ゲートＡ２０及び
ゲートＢ２２は、アンド・ゲートが好適であり、夫々パ
ルス窓Ａ信号及びパルス窓Ｂ信号を一方の入力として受
け、フリップ・フロップ１８のＱ出力及び＼Ｑ出力を夫
々他方の入力として受ける。これらの入力信号の論理状
態の論理積（アンド）出力を夫々発生し、上述の電子ス
イッチＳＷ１及びＳＷ２のゲート端子に制御信号として
夫々供給する。
御回路４の実施例の構成を示すブロック図である。図７
は、図６の各部の信号の関係を示すタイミング図であ
る。電源回路の直流出力端子の電圧Ｖoutと基準電圧Ｖr
efを比較し、誤差電圧を発生する誤差増幅器１０が直流
出力側として設けられている。この誤差電圧は、電気的
絶縁のための光リンク回路１２を介して交流入力側に供
給される。この光リンク回路１２の出力電圧は、ＶＣＯ
（電圧制御発信器）１４に供給され、ここから検出誤差
電圧に比例した周波数の出力パルス信号を発生する。こ
のＶＣＯ１４の出力パルスは、ダブル・パルス発生器１
６に供給され、ここで１つの入力パルスに応じて互いに
所定期間離れた２つのパルス（ダブルパルス）が発生さ
れる。このダブルパルス出力は、フリップ・フロップ１
８に入力される。フリップ・フロップは、ダブルパルス
の各パルス入力毎に出力の論理状態を反転する。これら
相互反転出力Ｑ及び＼Ｑ（Ｑの反転）は、夫々ゲートＡ
２０及びゲートＢ２２に供給される。ゲートＡ２０及び
ゲートＢ２２は、アンド・ゲートが好適であり、夫々パ
ルス窓Ａ信号及びパルス窓Ｂ信号を一方の入力として受
け、フリップ・フロップ１８のＱ出力及び＼Ｑ出力を夫
々他方の入力として受ける。これらの入力信号の論理状
態の論理積（アンド）出力を夫々発生し、上述の電子ス
イッチＳＷ１及びＳＷ２のゲート端子に制御信号として
夫々供給する。
【００１９】パルス窓Ａ信号は、１対のダブルパルスの
最初のパルスの立ち上がりエッジに応じて立ち上がる一
定パルス幅のパルスであり、パルス窓Ｂ信号は、ダブル
パルスの最後のパルスの立ち上がりエッジから所定期間
遅延して立ち上がる一定パルス幅のパルスである。従っ
て、ゲートＡ２０の出力パルスＡとゲートＢ２２の出力
パルスＢとは、決して高レベル部分が重複することがな
く、互いに必ず一定期間離間することになる。このよう
にして得られたパルスＡ及びパルスＢにより電子スイッ
チＳＷ１及びＳＷ２のゲートを制御し、交互に導通及び
非導通を繰り返すことにより、直流出力電圧の値を所望
値に安定化させることができる。
最初のパルスの立ち上がりエッジに応じて立ち上がる一
定パルス幅のパルスであり、パルス窓Ｂ信号は、ダブル
パルスの最後のパルスの立ち上がりエッジから所定期間
遅延して立ち上がる一定パルス幅のパルスである。従っ
て、ゲートＡ２０の出力パルスＡとゲートＢ２２の出力
パルスＢとは、決して高レベル部分が重複することがな
く、互いに必ず一定期間離間することになる。このよう
にして得られたパルスＡ及びパルスＢにより電子スイッ
チＳＷ１及びＳＷ２のゲートを制御し、交互に導通及び
非導通を繰り返すことにより、直流出力電圧の値を所望
値に安定化させることができる。
【００２０】以上本発明の好適実施例について説明した
が、本発明はここに説明した実施例のみに限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱することなく必要に応
じて種々の変形及び変更を実施し得ることは当業者には
明らかである。
が、本発明はここに説明した実施例のみに限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱することなく必要に応
じて種々の変形及び変更を実施し得ることは当業者には
明らかである。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、低周波の交流入力信号
の整流信号をその周波数よりずっと高い共振周波数のＬ
Ｃ回路を利用し、高周波数でスイッチングして整流電圧
の各瞬時値毎に直流変換するように構成したので、従来
に比較して格段に力率が向上する。第１コイルの電流が
ゼロになった後でスイッチングするのでノイズの発生が
ない。電子スイッチの制御パルスのパルス幅は、共振周
期の２分の１を超える一定期間で良く、従来のようなパ
ルス幅変調を行う必要がないので制御回路を簡単にでき
る。コイルとコンデンサの共振周波数及びスイッチング
動作の周波数を選択することにより簡単に力率を制御す
ることが可能である。
の整流信号をその周波数よりずっと高い共振周波数のＬ
Ｃ回路を利用し、高周波数でスイッチングして整流電圧
の各瞬時値毎に直流変換するように構成したので、従来
に比較して格段に力率が向上する。第１コイルの電流が
ゼロになった後でスイッチングするのでノイズの発生が
ない。電子スイッチの制御パルスのパルス幅は、共振周
期の２分の１を超える一定期間で良く、従来のようなパ
ルス幅変調を行う必要がないので制御回路を簡単にでき
る。コイルとコンデンサの共振周波数及びスイッチング
動作の周波数を選択することにより簡単に力率を制御す
ることが可能である。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図２】図１の回路の基本動作の説明をするためのタイ
ミング波形図である。
ミング波形図である。
【図３】図１の回路の動作をするためのタイミング波形
図である。
図である。
【図４】本発明の他の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図５】本発明の更に別の実施例の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図６】図１、図４及び図５の制御回路４の実施例の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図７】図６の回路の動作を説明するためのタイミング
波形図である。
波形図である。
２ 整流回路 ４ 制御回路 ＳＷ１ 第１電子スイッチ ＳＷ２ 第２電子スイッチ Ｌ1 第１コイル Ｌ2 第２コイル Ｃ1 第１コンデンサ Ｄ1 クランプ手段 Ｃ2，Ｄ2 整流平滑回路 ＴＲ 絶縁トランス
Claims (4)
- 【請求項１】 低周波交流入力信号を整流する整流回路
と、 該整流回路の高電位側出力ラインに入力端が接続された
第１電子スイッチと、 該第１電子スイッチの出力端に一端が接続された第１コ
イルと、 該第１コイルの他端と上記整流回路の低電位側出力ライ
ンとの間に接続された第１コンデンサと、 該第１コンデンサの両端間に接続され、該第１コンデン
サが逆極性電圧に充電されるのを防止するクランプ回路
と、 上記整流回路の上記低電位側出力ラインに入力端が接続
された第２電子スイッチと、 該第２電子スイッチの出力端と上記第１コイルの上記他
端との間に接続された第２コイルと、 該第２コイルの両端間の電圧を整流平滑して直流出力電
圧を発生する整流平滑回路と、 上記第１及び第２電子スイッチを高周波数で交互に導通
させるスイッチ制御回路とを具え、 上記第１コイル及び第１コンデンサのパラメータは所定
の高周波共振周波数に従って設定することを特徴とする
高力率電源回路。 - 【請求項２】 低周波交流入力信号を整流する整流回路
と、 該整流回路の高電位側出力ラインに入力端が接続された
第１電子スイッチと、 該第１電子スイッチの出力端に一端が接続された第１コ
イルと、 該第１コイルの他端と上記整流回路の低電位側出力ライ
ンとの間に接続された第１コンデンサと、 該第１コンデンサの両端間に接続され、該第１コンデン
サが逆極性電圧に充電されるのを防止するクランプ回路
と、 上記整流回路の上記低電位側出力ラインに入力端が接続
された第２電子スイッチと、 該第２電子スイッチの出力端と上記第１コイルの上記他
端との間に１次側コイルが接続された絶縁トランスと、 該絶縁トランジスタの２次側コイルの両端間の電圧を整
流平滑して直流出力電圧を発生する整流平滑回路と、 上記第１及び第２電子スイッチを高周波数で交互に導通
させるスイッチ制御回路とを具え、 上記第１コイル及び第１コンデンサのパラメータは所定
の高周波共振周波数に従って設定することを特徴とする
高力率電源回路。 - 【請求項３】 低周波交流入力信号を整流する整流回路
と、 該整流回路の１対の出力端に夫々入力端が接続された第
１電子スイッチ対と、 該第１電子スイッチ対の１対の出力端間に接続された第
１コイル及び第１コンデンサの直列回路と、 上記第１コンデンサの両端間が逆極性電圧に充電される
のを防止するクランプ回路と、 該クランプ回路の両端に夫々１対の入力端子が接続され
た第２電子スイッチ対と、 該第２電子スイッチ対の１対の出力端間に接続された第
２コイルと、 該第２コイルの両端間の電圧を整流平滑して直流出力電
圧を発生する整流平滑回路と、 上記第１及び第２電子スイッチ対を高周波数で交互に導
通させるスイッチ制御回路とを具え、 上記第１コイル及び第１コンデンサのパラメータは所定
の高周波共振周波数に従って設定することを特徴とする
高力率電源回路。 - 【請求項４】 上記第１コイルのインダクタンスＬ、上
記第１コンデンサの容量Ｃ及び上記第１電子スイッチの
導通時間Ｔonの間に 【数１】 の関係があることを特徴とする請求項１、２又は３記載
の高力率電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6171969A JPH0819260A (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | 高力率電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6171969A JPH0819260A (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | 高力率電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0819260A true JPH0819260A (ja) | 1996-01-19 |
Family
ID=15933116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6171969A Pending JPH0819260A (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | 高力率電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0819260A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0349764A (ja) * | 1989-07-19 | 1991-03-04 | Santou Ika Kogyo Kk | 滅菌装置 |
| KR100581880B1 (ko) * | 2003-10-30 | 2006-05-23 | 삼성에스디아이 주식회사 | 전원회로와 이를 구비하는 플라즈마 디스플레이 패널의전원공급장치 |
-
1994
- 1994-06-30 JP JP6171969A patent/JPH0819260A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0349764A (ja) * | 1989-07-19 | 1991-03-04 | Santou Ika Kogyo Kk | 滅菌装置 |
| JPH0470908B2 (ja) * | 1989-07-19 | 1992-11-12 | Santo Ika Kogyo Kk | |
| KR100581880B1 (ko) * | 2003-10-30 | 2006-05-23 | 삼성에스디아이 주식회사 | 전원회로와 이를 구비하는 플라즈마 디스플레이 패널의전원공급장치 |
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