CN111327198A - 一种谐振电路及双向谐振电路变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供了一种谐振电路及双向谐振电路变换器，用以实现电路在正向工作和反向工作时，具有相似的增益特性，且能够在双向范围内进行增益调节。该电路包括：输入端口、输出端口、以及连接输入端口和输出端口之间、且依次连接形成闭合回路的第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路，其中，第一谐振支路的第一端与输入端口的第一端连接，第一谐振支路的第二端与输入端口的第二端连接；第二谐振支路连接在第一谐振支路的第一端与第三谐振支路的第一端之间，和/或连接在第一谐振支路的第二端和第三谐振支路的第二端之间；第三谐振支路的第一端与输出端口的第一端连接，第三谐振支路的第二端与输出端口的第二端连接。

Description

一种谐振电路及双向谐振电路变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种谐振电路及双向谐振电路变换器。
背景技术
双向直流-直流(Bi-DC/DC)变换器在新能源领域有非常广泛的应用前景，新能源电动车充放电、电池化成与分容、动力电池生产测试、电池/光伏模拟系统、以及新兴的储能行业，都有应用Bi-DC/DC变换器的需求。随着技术的不断发展，宽范围高增益的Bi-DC/DC变换器是未来的技术发展趋势，也是电力行业对Bi-DC/DC变换器的需求升级。因此，宽范围高增益的Bi-DC/DC变换器成为最近几年科研领域的热门话题。
现有技术中，传统的LLC谐振变换器广泛应用于DC/DC变换器中，通过调节谐振腔的工作频率，改变谐振腔的阻抗特征，从而改变谐振腔输出电压的幅值，其中，谐振腔输出电压的幅值可以大于输入电压的幅值，也可以小于或等于输入电压的幅值，因此，使用LLC谐振变换器可以使输出电压具备一定范围内的调节能力。
由于LLC谐振变换器的谐振腔电路是不对称的，正向工作时，谐振腔电路的增益可以大于1，但是，在反向工作时，谐振腔电路的增益最大不超过1。因此，将LLC谐振变换器应用于Bi-DC/DC变换器时，正向工作时，Bi-DC/DC变换器的增益可以大于1，但是，在反向工作时，Bi-DC/DC变换器的增益小于1，电路的增益特性呈现出衰减的特性，无法实现双向范围调节。
发明内容
本发明实施例提供一种谐振电路及双向谐振电路变换器，实现电路在正向工作和反向工作时，具有相似的增益特性，且能够在双向范围内进行增益调节。
第一方面，本发明实施例提供一种谐振电路，该电路包括：输入端口、输出端口、以及连接输入端口和输出端口之间、且依次连接形成闭合回路的第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路，其中，第一谐振支路的第一端与输入端口的第一端连接，第一谐振支路的第二端与输入端口的第二端连接；第二谐振支路连接在第一谐振支路的第一端与第三谐振支路的第一端之间，和/或连接在第一谐振支路的第二端和第三谐振支路的第二端之间；第三谐振支路的第一端与输出端口的第一端连接，第三谐振支路的第二端与输出端口的第二端连接。
在一种可能的实施方式中，第一谐振支路包括串联连接的第一电感和第一电容，第二谐振支路包括串联连接的第二电感和第二电容，第三谐振支路包括串联连接的第三电感和第三电容。
在一种可能的实施方式中，第一电感的电感值与第三电感的电感值相同，第一电容的电容值与第三电容的电容值相同。
在一种可能的实施方式中，
第二电感和第二电容连接在第一谐振支路的第一端与第三谐振支路的第一端之间；或者
第二电感和第二电容连接在第一谐振支路的第二端与第三谐振支路的第二端之间；或者
第二电感连接在第一谐振支路的第一端与第三谐振支路的第一端之间，第二电容连接在第一谐振支路的第二端与第三谐振支路的第二端之间；或者
第二电感连接在第一谐振支路的第二端与第三谐振支路的第二端之间，第二电容连接在第一谐振支路的第一端与第三谐振支路的第一端之间。
在一种可能的实施方式中，电路还包括：并联连接于第二电容两端的直流电压源和第四电容，直流电压源与第四电容串联连接。
在一种可能的实施方式中，电路还包括：并联在输入端口和第一谐振支路之间的第一变压器，和/或并联在输出端口和第三谐振支路之间的第二变压器。
第二方面，本发明实施例提供一种双向谐振电路变换器，包括：依次连接的第一整流电路、谐振电路、第二整流电路，其中，谐振电路为第一方面提供的谐振电路。
在一种可能的实施方式中，第一整流电路包括：并联连接的第一整流桥臂和第二整流桥臂，第一整流桥臂的中点和第二整流桥臂的中点分别与谐振电路的输入端口的两个端点连接。
在一种可能的实施方式中，第一整流电路包括：并联连接的第三整流桥臂，第三整流桥臂的中点和第三整流桥臂与电源负极连接的节点，分别与谐振电路的输入端口的两个端点连接。
在一种可能的实施方式中，第二整流电路包括：并联连接的第四整流桥臂和第五整流桥臂，第四整流桥臂的中点和第五整流桥臂的中点分别与谐振电路的输出端口的两个端点连接。
本发明的有益效果为：本发明实施例提供的谐振电路，在电路结构上完全对称，实现电路在正向工作和反向工作时，具有相似的增益特性，且能够在双向范围内进行增益调节，相比传统的LLC电路而言，解决了传统LLC电路的反向增益不能大于1的问题，并且，在相同的工作频率范围内，本发明实施例提供的双向谐振电路变换器，能够实现更高的增益，因此，双向谐振电路变换器的开关器件工作在较窄的开关频率范围内，在工作过程中的开关损耗相对稳定，同时也方便选择合适的滤波器消除双向谐振电路变换器的电路波纹。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所介绍的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中LLC谐振电路的增益特性曲线示意图；
图2为本发明实施例提供的一种谐振电路的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的另一谐振电路的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的又一谐振电路的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的再一谐振电路的结构示意图；
图6为本发明实施例提供的再一谐振电路的结构示意图；
图7为本发明实施例提供的再一谐振电路的结构示意图；
图8为本发明实施例提供的再一谐振电路的结构示意图；
图9为本发明实施例提供的再一谐振电路的结构示意图；
图10为本发明实施例提供的再一谐振电路的结构示意图；
图11为本发明实施例提供的一种工作频率-电路增益曲线示意图；
图12为本发明实施例提供的另一工作频率-电路增益曲线示意图；
图13为本发明实施例提供的又一工作频率-电路增益曲线示意图；
图14为本发明实施例提供的再一工作频率-电路增益曲线示意图；
图15为本发明实施例提供的再一工作频率-电路增益曲线示意图；
图16为本发明实施例提供的再一工作频率-电路增益曲线示意图；
图17为本发明实施例提供的再一工作频率-电路增益曲线示意图；
图18为本发明实施例提供的一种双向谐振电路变换器的结构示意图；
图19为本发明实施例提供的另一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图20为本发明实施例提供的又一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图21为本发明实施例提供的再一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图22为本发明实施例提供的再一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图23为本发明实施例提供的再一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图24为本发明实施例提供的再一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图25为本发明实施例提供的再一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图26为本发明实施例提供的再一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图27为本发明实施例提供的再一双向谐振电路变换器的结构示意图；
图28为本发明实施例提供的双向谐振电路变换器正向工作时的电流波形示意图；
图29为本发明实施例提供的双向谐振电路变换器反向工作时的电流波形示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。
如图1所示，为现有技术中传统的LLC谐振电路的增益特性曲线示意图。参照图1，在LLC谐振电路正向工作时，电路增益可以大于1，但是在反向工作时，电路增益最大不超过1。因此，将LLC谐振电路应用于双向谐振电路变换器，在正向工作时，增益可以大于1，但是在反向工作时，增益最大不超过1，因此无法实现双向范围内的增益调节。
为了解决上述问题，本发明实施例提供一种谐振电路，对传统的LLC谐振电路进行改进，形成一种在电路形式上完全对称的谐振电路，实现电路在正向工作和反向工作时，具有相似的增益特性，且能够在双向范围内进行增益调节。
另外，传统的LLC谐振电路还存在一个问题，具体为：LLC谐振电路的谐振腔存在两个谐振频率点，第一谐振频率是由谐振电感和谐振电容组成的串联谐振频率，第二谐振频率是由谐振电感和励磁电感串联后与谐振电容组成的串联谐振频率。谐振腔工作在第一谐振频率点时，谐振腔的增益为1，当电路为空载时，工作在第二谐振频率点时谐振腔的增益达到最大值，随着负载的增加，LLC谐振电路的最大增益对应的工作频率点在第二谐振频率和第一谐振频率范围内变化。因此，LLC谐振电路在负载一样的前提下，若想在较窄的有效工作频率范围内获得更大的增益，需要减小励磁电感，从而导致励磁电流增大，谐振腔的环流增大，在开关网络以及LLC谐振电路的谐振腔产生更大的损耗。
下面结合附图以及具体实施例，对本发明实施例提供的谐振电路进行详细说明。
本发明实施例提供一种谐振电路100，如图2所示，该电路包括：输入端口104、输出端口105、以及连接输入端口104和输出端口105之间、且依次连接形成闭合回路的第一谐振支路101、第二谐振支路102和第三谐振支路103，其中，第一谐振支路101的第一端与输入端口104的第一端连接，第一谐振支路101的第二端与输入端口104的第二端连接；第二谐振支路102连接在第一谐振支路101的第一端与第三谐振支路103的第一端之间，和/或连接在第一谐振支路101的第二端和第三谐振支路103的第二端之间；第三谐振支路103的第一端与输出端口的第一端连接，第三谐振支路的第二端与输出端口的第二端连接。
在一种可能的实施方式中，第一谐振支路101包括串联连接的第一电感L1和第一电容C1，第二谐振支路102包括串联连接的第二电感L2和第二电容C2，第三谐振支路103包括串联连接的第三电感L3和第三电容C3。
其中，第一电感L1的电感值与第三电感L3的电感值相同，第一电容C1的电容值与第三电容C3的电容值相同。
在一种可能的实施方式中，
第二电感L2和第二电容C2连接在第一谐振支路101的第一端与第三谐振支路103的第一端之间，如图2所示；或者
第二电感L2和第二电容C2连接在第一谐振支路101的第二端与第三谐振支路103的第二端之间，如图3所示；或者
第二电感L2连接在连接在第一谐振支路101的第一端与第三谐振支路103的第一端之间，第二电容C2连接在第一谐振支路101的第二端与第三谐振支路103的第二端之间,如图4所示；或者
第二电感L2连接在第一谐振支路101的第二端与第三谐振支路103的第二端之间，第二电容C2连接在连接在第一谐振支路101的第一端与第三谐振支路103的第一端之间，如图5所示。
具体实施中，第二谐振支路102中的第二电感L2和第二电容C2，在一个完整的电流回路中，总是呈现串联关系，参照图2-图5，分别描述了第二谐振支路20中的第二电感L2和第二电容C2在谐振电路100中的位置关系，在图4-图5中，虽然第二电感L2和第二电容C2没有直接串联，但是在谐振电路100的完整电流回路中，依然呈现串联关系。
在一种可能的实施方式中，如图6所示，谐振电路100还包括：并联连接于第二电容C2两端的直流电压源Vdc和第四电容C4，直流电压源Vdc和第四电容C4串联连接。
具体实施中，根据基本电路定律，分析电路的交流特性时，直流电压源Vdc等效于短路，第二电容C3和第四电容C4并联形成等效电容，等效电容和第二电感L2在谐振电路100的完整电流回路中，呈现串联关系。
在一种可能的实施方式中，谐振电路100还包括：并联在输入端口104和第一谐振支路101之间的第一变压器T1，和/或并联在输出端口105和第三谐振支路103之间的第二变压器T2。其中，第一变压器T1、第二变压器T2实现电压隔离以及信号幅度变换的功能。
如图7所示，第一变压器T1并联在输入端口104和第一谐振支路101之间。
如图8所示，第二变压器T2并联在输出端口105和第三谐振支路103之间。
如图9所示，第一变压器T1并联在输入端口104和第一谐振支路101之间，第二变压器T2并联在输出端口105和第三谐振支路103之间。
本发明实施例提供的谐振电路100，在电路形式上完全对称，因此，该电路在正向工作和反向工作时具有相似的增益特性。当第一电感L1的电感值与第三电感L3的电感值相同，第一电容C1的电容值与第三电容C3的电容值相同时，电路在正向工作和反向工作时具有相同的增益特性。在具体实施中，可以通过调节第一电感L1的电感值、第一电容C1的电容值、第三电感L3的电感值和第三电容C3的电容值，从而调节电路在正向工作时的增益特性和在反向工作时的增益特性，例如，将第一电感L1的电感值设置为15uH、第一电容C1的电容值设置为100nF、第三电感L3的电感值设置为15uH、第三电容C3的电容值设置为100nF。
如图10所示，为谐振电路100的分析电路示意图，当交流电压源Vac并联在输入端口104处时，即第一谐振支路101直接并联在交流电压源Vac上，第一谐振支路101对输出端口105的输出电压没有任何影响。在这种情况下，如图11所示，为谐振电路100在正向工作时的电路增益曲线，由于谐振电路100的电路结构完全对称，因此，谐振电路100在反向工作时的电路增益曲线与正向工作时的电路增益曲线相似，本发明实施例提供的谐振电路100，可以实现在双向范围内进行增益调节。
如图12所示，本发明实施例提供的谐振电路100存在三个谐振频率点f1、f2和f3，分别为第一谐振支路101、第二谐振支路102和第三谐振支路103的谐振频率，具体关系如下：
Figure BDA0002394299850000081
在一般情况下，通常默认f1大于f2，f3大于f2，在第一电感L1的电感值与第三电感L3的电感值相同，第一电容C1的电容值与第三电容C3的电容值相同时，f1等于f3。谐振频率f2、f3决定了谐振电路100在正向工作时的增益特性，谐振频率f1、f2决定了谐振电路100在反向工作时的增益特性。
具体实施时，电路在正向工作时，当外部激励源的工作频率为f3时，第三谐振支路103工作在谐振状态，输出电压为0；当外部激励源的工作频率为f2时，第二谐振支路102工作在谐振状态，输出电压与输入电压相等，谐振电路的电路增益为1；当外部激励源的工作频率在f2和f3之间时，第二谐振支路102的阻抗随着工作频率的增大逐渐增大，当工作频率为f2时，第二谐振支路102的阻抗达到最小值，第三谐振支路103的阻抗随着工作频率的增大逐渐减小，当工作频率为f3时，第三谐振支路103的阻抗达到最小值。因此，谐振电路100的电路增益随着工作频率的增大先增加后减小，在中间频率点上会出现最大增益值，即峰值增益对应的工作频率点fm1，当第二谐振支路102的阻抗与第三谐振支路103的阻抗相等时，谐振电路100的电路增益为峰值增益，此时对应的工作频率点为fm1。
需要注意的是，谐振电路100在正向工作时，第三谐振支路103与负载并联连接，计算峰值增益对应的工作频率点fm1时，需要计算第三谐振支路103与负载并联后的等效阻抗，当等效阻抗与第二谐振支路102的阻抗相等时，谐振电路100的电路增益为峰值增益，此时对应的工作频率点为fm1。
电路在反向工作时，当外部激励源的工作频率为f1时，第一谐振支路101工作在谐振状态，输出电压为0；当外部激励源的工作频率为f2时，第二谐振支路102工作在谐振状态，输出电压与输入电压相等，谐振电路的电路增益为1；当外部激励源的工作频率在f2和f1之间时，第二谐振支路102的阻抗随着工作频率的增大逐渐增大，当工作频率为f2时，第二谐振支路102的阻抗达到最小值，第一谐振支路101的阻抗随着工作频率的增大逐渐减小，当工作频率为f1时，第一谐振支路101的阻抗达到最小值。因此，谐振电路100的电路增益随着工作频率的增大先增加后减小，在中间频率点上会出现最大增益值，即峰值增益对应的工作频率点fm2，当第二谐振支路102的阻抗与第一谐振支路101的阻抗相等时，谐振电路100的电路增益为峰值增益，此时对应的工作频率点为fm2。
需要注意的是，谐振电路100在反向工作时，第一谐振支路101与负载并联连接，计算峰值增益对应的工作频率点fm2时，需要计算第一谐振支路101与负载并联后的等效阻抗，当等效阻抗与第二谐振支路102的阻抗相等时，谐振电路100的电路增益为峰值增益，此时对应的工作频率点为fm2。
因此可知，无论谐振电路100正向工作还是反向工作，当电路工作频率大于峰值增益对应的工作频率点时，电路增益随着工作频率的增大而减小。电路工作频率范围中大于峰值增益对应的工作频率点的工作频率区间也被称为电路有效工作区间，当电路工作在其他工作区间时，无法保证谐振电路增益的单调性。
下面主要对谐振电路100中的第一谐振支路101、第二谐振支路102和第三谐振支路103进行详细介绍。
第一谐振支路101，为谐振电路100在反向工作时提供励磁回路，通过调节第一电感L1和第一电容C1，从而改变反向工作时电路的峰值增益对应的工作频率点，同时改变反向工作时电路的励磁电流大小。
如图13所示，工作频率点和电路增益的对应曲线，随着第一电感L1的减小，电路峰值增益随之增大，峰值增益对应的工作频率点增大，在电路增益为单位增益处的工作频率点不变，有效工作频率的范围变窄。因此，减小第一电感L1可以在较窄的有效工作频率变化范围内，获得更大的电路增益。
如图14所示，工作频率点和电路增益的对应曲线，随着第一电容C1的减小，电路峰值增益随之增大，峰值增益对应的工作频率点增大，在电路增益为单位增益处的工作频率点不变，有效工作频率的范围变窄。
由此可知，减小第一电感L1和减小第一电容C1对谐振电路的增益影响是相同的，这对于电路参数的调整提供了可选择性，当调节谐振电路的增益特性时，可以选择调节第一电感L1的电感值，也可以选择调节第一电容C1的电容值，还可以选择同时调节第一电感L1的电感值和第一电容C1的电容值，具体调节哪个电路参数根据实际电路的阻抗变化确定。
第二谐振支路102，为谐振电路100在正向工作和反向工作时的主谐振腔，通过调节第二电感L2和第二电容C2，从而调整谐振电路100电路增益为单位增益时对应的工作频率点。
如图15所示，工作频率点和电路增益的对应曲线，随着第二电感L2的减小，当电路增益为单位增益时对应的工作频率点增大，电路峰值增益减小，电路峰值增益对应的工作频率点增大，有效工作频率的范围变宽。
如图16所示，工作频率点和电路增益的对应曲线，随着第二电容C2的减小，当电路增益为单位增益时对应的工作频率点增大，电路峰值增益减小，电路峰值增益对应的工作频率点增大，有效工作频率的范围变宽。
由此可知，减小第二电感L2和减小第二电容C2对谐振电路的增益影响是相同的，这对于电路参数的调整提供了可选择性，当调节谐振电路的增益特性时，可以选择调节第二电感L2的电感值，也可以选择调节第二电容C2的电容值，还可以选择同时调节第二电感L2的电感值和第二电容C2的电容值，具体进行调节的电路参数根据实际电路的阻抗变化确定，也可以对电路参数进行敏感性分析，对比参数变化对电路增益的影响程度，从而确定进行调节的电路参数。
第三谐振支路103，为谐振电路100在正向工作时提供励磁回路，通过调节第三电感L3和第三电容C3，从而改变正向工作时电路的峰值增益对应的工作频率点，同时改变正向工作时电路的励磁电流大小。由于谐振电路100的电路结构完全对称，因此电路在正向工作时的参数变化分析与第一谐振支路101在反向工作时的参数变化完全相同，此处不再赘述。
与传统LLC谐振电路的增益特性相比，谐振电路100与LLC谐振电路相同位置的器件参数完全一致，如图17所示，为谐振电路100与LLC谐振电路在正向工作和反向工作时的增益特性曲线。
假设谐振电路100中的参数取值为：L1＝15uH，C1＝100nF，L2＝3uH，C2＝100nF，L3＝15uH，C3＝100nF，在某一负载条件下，正向工作时的增益特性对比如表一所示。
Figure BDA0002394299850000111
Figure BDA0002394299850000121
参照表一，LLC谐振电路的有效工作频率范围在126khz-290khz之间，电路增益在1-2.3范围内连续调节；本发明实施例提供的谐振电路100的有效工作频率范围在170khz-290khz之间，电路增益在1-3.94范围内连续调节。当工作频率点大于单位增益对应的工作频率点以后，LLC谐振电路和谐振电路100的增益特性基本相同。
谐振电路100相较于LLC谐振电路，能够实现在较窄的有效工作频率范围内得到较高的电路增益。一方面，控制谐振电路100的控制器只需要发出较窄的频率范围就可以得到较高的电路增益，另一方面，谐振电路100的磁性元器件工作在较窄的频率范围内，简化了磁性元器件的设计条件。
谐振电路100具有与正向工作时相同的电路参数，在某一负载条件下，反向工作时的增益特性对比如表二所示。
Figure BDA0002394299850000122
参照表二，LLC谐振电路的有效工作频率范围在126khz-290khz之间，电路增益峰值为1；本发明实施例提供的谐振电路100的有效工作频率范围在170khz-290khz之间，电路增益峰值为3.94。由此可知，谐振电路100相较于LLC谐振电路，能够实现在较窄的有效工作频率范围内得到较高的电路增益。
如图18所示，基于相同的发明构思，本发明实施例还提供了一种双向谐振变换器，包括：依次连接的第一整流电路201、谐振电路100、第二整流电路202，其中，谐振电路100为本发明实施例提供的谐振电路。
在一种可能的实施方式中，如图19所示，第一整流电路201包括：并联连接的第一整流桥臂和第二整流桥臂，第一整流桥臂的中点和第二整流桥臂的中点分别与谐振电路的输入端口104的两个端点连接。
第二整流电路202包括：并联连接的第四整流桥臂和第五整流桥臂，第四整流桥臂的中点和第五整流桥臂的中点分别与谐振电路的输出端口105的两个端点连接。
其中，第一整流桥臂由开关s1-s2组成，第二整流桥臂由开关s3-s4组成，开关s1-s4完全相同；第四整流桥臂由开关s5、s7组成，第五整流桥臂由开关s6、s8组成，开关s5-s8完全相同。
正向工作时，第一整流电路201工作在斩波状态，将直流电压DC1斩波成交流方波，输入到谐振电路100输入端口104。具体的工作过程为：s1和s4同时闭合或断开，s2和s3同时闭合或断开，s1和s3带死区互补闭合或断开，s2和s4带死区互补闭合或断开。当s1和s3同时闭合时，输入的直流电压DC1加至第一整流电路201的两个桥臂中点，即谐振电路100输入端口104；当s2和s3同时闭合时，输入的直流电压DC1反极性加至第一斩波/整流电路201的两个桥臂中点。
需要注意的是，谐振电路100只改变输入端口104中输入信号的幅值和相位，不会改变输入信号的频率，因此，输出端口105中输出信号与输入信号的频率相同，只是幅值和相位发生了变化。
第二整流电路202工作在整流状态，将谐振电路100的输出信号整流成直流信号，从而完成正向直流-直流变换(DC-DC)功能。
反向工作时，由于谐振电路100电路结构对称，第一整流电路201和第二整流电路202的工作状态交换，即第一整流电路201工作在整流状态，第二整流电路202工作在斩波状态，从而完成反向直流-直流变换(DC-DC)功能。
具体地，如图20所示，本发明实施例提供的双向谐振电路变换器的结构示意图，包括：由开关s1-s4组成的第一整流电路201、由开关s5-s8组成的第二整流电路202，以及如图4所示的谐振电路100。由于电路结构对称，因此，电路在正向工作和反向工作时的电路增益特性相似。
其中，开关s1-s8包括但不限于：金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)、(绝缘栅双极性晶体管，InsulatedGate Bipolar Transistor，IGBT)或以上开关器件反向并联二极管。
在一种可能的实施方式中，如图21所示，第一整流电路包括：并联连接的第三整流桥臂，第三整流桥臂的中点和第三整流桥臂与电源正极或负极连接的节点，分别与谐振电路100的输入端口104的两个端点连接。
具体地，如图22所示，本发明实施例提供的双向谐振电路变换器的结构示意图，包括：由第三整流桥臂组成的第一整流电路201、由开关s5-s8组成的第二整流电路202，以及如图6所示的谐振电路100。其中，直流源Vdc是公用半桥电路一侧的直流源。
在本发明的其他实施例中，谐振电路100中的直流源和DC-DC变换器半桥电路侧的直流源公用，由于串联回路中的器件位置改变并不影响电路的特性，并且由于第四电容C4与直流源Vdc串联时，对直流源的极性没有要求。因此，根据直流源的极性不同，可以衍生出多个实现方式，如图23、图24、图25、图26、图27所示。
本发明实施例提供的任意一种双向谐振电路变换器200，其中包括的第一一整流电路201、第二整流电路202和谐振电路100的电流波形基本相似，以谐振电路100中第一谐振支路101和第三谐振支路103的电路参数相同为例，分析双向谐振电路变换器200工作过程的电流波形。
正向工作过程波形分析：
如图28所示，正向工作时的电流波形示意图。I(L1)、I(L2)、I(L3)分别是正向工作时谐振电路100中的第一谐振支路101、第二谐振支路102、第三谐振支路103的电流波形，由图可知，I(L2)波形接近正弦波，由负载电流和第三谐振支路103的电流叠加而成。
I(s5)、I(s7)是第二整流电路202中开关s5和s7的电流波形。第二整流电路202工作在整流模式，由图可知，电流波形处于断续状态，在每个高频开关周期内，电流从0开始增长，增长到最大值后回到0。在这种工作模式下，第二整流电路202中开关s5和s7处于零电流闭合、零电流断开，不存在开关损耗，也不存在开关切换过程中产生的电压应力(di/dt)。
I(s1)、I(s2)是第一整流电路201中开关s1和s2的电流波形，由于s1和s3、s2和s4同时闭合或断开，因此，s1和s3、s2和s4的电流波形相同。以s1的电流波形为例，在每个高频开关周期内，电流从负数开始增长，电流先经过s1的反并联二极管或开关内寄生并联二极管，之后经过s1开关本体，由此可见，s1的工作过程是零电压闭合，即s1在闭合之前二极管导通，s1两端的电压被钳位到二极管导通电压，不存在闭合损耗，只存在断开损耗。
反向工作过程波形分析：
如图29所示，反向工作时的电流波形示意图。I(L1)、I(L2)、I(L3)分别是反向工作时谐振电路100中的第一谐振支路101、第二谐振支路102、第三谐振支路103的电流波形，由图可知，I(L2)波形接近正弦波，由负载电流和第一谐振支路101的电流叠加而成。
I(s1)、I(s2)是第一整流电路201中开关s1和s2的电流波形。第一整流电路201工作在整流模式，由图可知，电流波形处于断续状态，在每个高频开关周期内，电流从0开始增长，增长到最大值后回到0。在这种工作模式下，第一整流电路201中开关s1和s2处于零电流闭合、零电流断开，不存在开关损耗，也不存在开关切换过程中产生的电压应力(di/dt)。
I(s5)、I(s7)是第二整流电路202中开关s5和s7的电流波形，由于s5和s8、s6和s7同时闭合或断开，因此，s5和s8、s6和s7的电流波形相同。以s5的电流波形为例，在每个高频开关周期内，电流从负数开始增长，电流先经过s5的反并联二极管或开关内寄生并联二极管，之后经过s5开关本体，由此可见，s5的工作过程是零电压闭合，即s5在闭合之前二极管导通，s5两端的电压被钳位到二极管导通电压，不存在闭合损耗，只存在断开损耗。
通过以上工作过程电流波形的分析，由此可知，本发明实施例提供的双向谐振电路变换器200的正向工作过程和反向工作过程完全对称，增益特性相似。具体来说，双向谐振电路变换器200的正向增益和反向增益完全取决于谐振电路100。因此，双向谐振电路变换器200同样可以在较窄的有效工作频率范围内得到较高的电路增益，第一整流电路201和第二整流电路202的开关器件工作在较窄的开关频率范围内，工作过程的开关损耗相对稳定，同时，也方便选择合适的滤波器消除变换器的纹波。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由下面的权利要求指出。
应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅有所附的权利要求来限制。

Claims (10)

1.一种谐振电路，其特征在于，包括：输入端口、输出端口、以及连接所述输入端口和所述输出端口之间、且依次连接形成闭合回路的第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路，其中，
所述第一谐振支路的第一端与所述输入端口的第一端连接，所述第一谐振支路的第二端与所述输入端口的第二端连接；
所述第二谐振支路连接在所述第一谐振支路的第一端与所述第三谐振支路的第一端之间，和/或连接在所述第一谐振支路的第二端和所述第三谐振支路的第二端之间；
所述第三谐振支路的第一端与所述输出端口的第一端连接，所述第三谐振支路的第二端与所述输出端口的第二端连接。
2.根据权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，所述第一谐振支路包括串联连接的第一电感和第一电容，所述第二谐振支路包括串联连接的第二电感和第二电容，所述第三谐振支路包括串联连接的第三电感和第三电容。
3.根据权利要求2所述的谐振电路，其特征在于，所述第一电感的电感值与所述第三电感的电感值相同，所述第一电容的电容值与所述第三电容的电容值相同。
4.根据权利要求2所述的谐振电路，其特征在于，
所述第二电感和所述第二电容连接在所述第一谐振支路的第一端与所述第三谐振支路的第一端之间；或者
所述第二电感和所述第二电容连接在所述第一谐振支路的第二端和所述第三谐振支路的第二端之间；或者
所述第二电感连接在所述第一谐振支路的第一端与所述第三谐振支路的第一端之间，所述第二电容连接在所述第一谐振支路的第二端与所述第三谐振支路的第二端之间；或者
所述第二电感连接在所述第一谐振支路的第二端与所述第三谐振支路的第二端之间，所述第二电容连接在所述第一谐振支路的第一端与所述第三谐振支路的第一端之间。
5.根据权利要求2所述的谐振电路，其特征在于，所述电路还包括：并联连接于所述第二电容两端的直流电压源和第四电容，所述直流电压源与所述第四电容串联连接。
6.根据权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，所述电路还包括：并联在所述输入端口和所述第一谐振支路之间的第一变压器，和/或并联在所述输出端口和所述第三谐振支路之间的第二变压器。
7.一种双向谐振电路变换器，其特征在于，包括：依次连接的第一整流电路、谐振电路、第二整流电路，其中，所述谐振电路为如权利要求1-6中任一项所述的谐振电路。
8.根据权利要求7所述的双向谐振电路变换器，其特征在于，所述第一整流电路包括：并联连接的第一整流桥臂和第二整流桥臂，所述第一整流桥臂的中点和所述第二整流桥臂的中点分别与所述谐振电路的输入端口的两个端点连接。
9.根据权利要求7所述的双向谐振电路变换器，其特征在于，所述第一整流电路包括：第三整流桥臂，所述第三整流桥臂的中点和所述第三整流桥臂与电源正级或负极连接的节点，分别与所述谐振电路的输入端口的两个端点连接。
10.根据权利要求8或9所述的双向谐振电路变换器，其特征在于，所述第二整流电路包括：并联连接的第四整流桥臂和第五整流桥臂，所述第四整流桥臂的中点和所述第五整流桥臂的中点分别与所述谐振电路的输出端口的两个端点连接。
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