WO2022085617A1 - 容量絶縁型電力変換装置 - Google Patents

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WO2022085617A1
WO2022085617A1 PCT/JP2021/038384 JP2021038384W WO2022085617A1 WO 2022085617 A1 WO2022085617 A1 WO 2022085617A1 JP 2021038384 W JP2021038384 W JP 2021038384W WO 2022085617 A1 WO2022085617 A1 WO 2022085617A1
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inductor
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和斗 平井
健一 渡辺
Original Assignee
株式会社豊田自動織機
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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    • H02M7/05—Capacitor coupled rectifiers
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • This disclosure relates to a capacitive isolated power converter.
  • Patent Document 1 discloses an isolated power conversion device that transmits power between a primary side circuit and a secondary side circuit using a transformer.
  • power is transmitted between the primary side circuit and the secondary side circuit via a transformer.
  • a transformer when used as described above, there is a concern that the power conversion device may become larger and heavier due to the physique and weight of the transformer.
  • a capacitively isolated power conversion device that uses a capacitor instead of a transformer to transmit power between the primary side circuit and the secondary side circuit can be considered.
  • a capacitor when used, there is a problem that it is difficult to control the output voltage, which is the voltage output from the secondary circuit.
  • An object of the present disclosure is to provide a capacitively isolated power conversion device capable of controlling an output voltage.
  • the capacitively isolated power converter has a switching element, and the switching element alternately switches between an ON state and an OFF state at a predetermined switching frequency to convert input power into AC power.
  • the primary side circuit configured to do so, the first connection line and the second connection line connected to the primary side circuit, the first capacitor provided on the first connection line, and the second connection.
  • the second capacitor provided on the line and the first and second connection lines are connected to the primary circuit via the first and second capacitors, and are input from the first and second connection lines.
  • a secondary circuit configured to convert AC power to DC power, and a first connection line and a second connection provided closer to the secondary circuit than the first capacitor and the second capacitor.
  • the control unit includes a third connection line connecting the wires, an exciting inductor provided on the third connection line, and a control unit configured to control the switching element, and the control unit has the switching frequency.
  • the control unit By controlling the duty ratio of the switching element or the phase of the AC power flowing in the primary side circuit, it is configured to control the output voltage which is the voltage of the DC power output from the secondary side circuit.
  • the circuit diagram which shows an example of the capacity insulation type power conversion apparatus The graph which shows the relationship between a switching frequency and a conversion ratio.
  • the circuit diagram which shows the capacity insulation type power conversion apparatus of another example A circuit diagram showing another example of a capacitive isolated power converter.
  • the capacity-insulated power conversion device 10 of the present embodiment is connected to, for example, a power storage device 101 and a load 102.
  • the capacitively isolated power conversion device 10 includes input ends 11 and 12 and output ends 21 and 22.
  • the input ends 11 and 12 are connected to the power storage device 101, and the output ends 21 and 22 are connected to the load 102.
  • the capacitively isolated power conversion device 10 converts the DC power of the discharge voltage Vb input from the power storage device 101 to the input terminals 11 and 12 into DC power of a desired voltage, and loads 102 via the output terminals 21 and 22. It is a DC / DC converter device that outputs toward. In this embodiment, the DC power of the discharge voltage Vb corresponds to the "input power".
  • the capacitively isolated power conversion device 10 includes a primary side circuit 30, a secondary side circuit 40, a first connection line LN1, a second connection line LN2, a third connection line LN3, and a resonance circuit 50. I have.
  • the primary circuit 30 has switching elements Q1 to Q4.
  • the primary side circuit 30 converts the input power into AC power by alternately switching between the ON state and the OFF state at the predetermined switching frequency f.
  • the primary side circuit 30 is connected in series with the first upper arm switching element Q1 and the first lower arm switching element Q2 connected in series by the first intermediate line 30a and the second intermediate line 30b. It has a second upper arm switching element Q3 and a second lower arm switching element Q4.
  • the primary circuit 30 is connected to the input ends 11 and 12. Specifically, the upper arm switching elements Q1 and Q3 are connected to the first input end 11, and the both lower arm switching elements Q2 and Q4 are connected to the second input end 12.
  • the DC power of the discharge voltage Vb is input to the primary circuit 30.
  • the secondary side circuit 40 converts the AC power input from both connection lines LN1 and LN2 into DC power, in other words, rectifies the AC power.
  • the secondary side circuit 40 is connected to the output ends 21 and 22, and the DC power converted by the secondary side circuit 40 is output from the output ends 21 and 22.
  • the secondary circuit 40 has, for example, a diode bridge. Specifically, the secondary side circuit 40 is connected in the forward direction to each other by the first upper arm diode D1 and the first lower arm diode D2 connected in the forward direction by the third intermediate line 40a and the fourth intermediate line 40b. It has a second upper arm diode D3 and a second lower arm diode D4. Further, the secondary circuit 40 has a smoothing capacitor 41 that smoothes the DC power output from the diode bridge.
  • connection lines LN1 and LN2 connect the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40.
  • both connection lines LN1 and LN2 are connected to the primary side circuit 30, and the secondary side circuit 40 is connected to the primary side circuit 30 by both connection lines LN1 and LN2.
  • the first connecting line LN1 connects the first intermediate line 30a and the third intermediate line 40a
  • the second connecting line LN2 connects the second intermediate line 30b and the fourth intermediate line 40b. are doing.
  • the resonance circuit 50 has a first capacitor C1 provided on the first connection line LN1 and a second capacitor C2 provided on the second connection line LN2.
  • the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40 are connected via both capacitors C1 and C2.
  • the capacitances of both capacitors C1 and C2 are, for example, the same. However, the capacitance is not limited to this, and the capacitances of both capacitors C1 and C2 may be different.
  • the third connection line LN3 is provided closer to the secondary circuit 40 than the capacitors C1 and C2. In other words, the third connection line LN3 is provided between both capacitors C1 and C2 and the secondary circuit 40. In the present specification, terms such as “... closer” and “between " refer to a circuit-like positional relationship rather than a spatial positional relationship.
  • the third connection line LN3 connects both connection lines LN1 and LN2.
  • the third connection line LN3 includes a part of the first connection line LN1 that connects the first capacitor C1 to the secondary side circuit 40 and the second connection line that connects the second capacitor C2 to the secondary side circuit 40. It is connected to a part of LN2.
  • the resonance circuit 50 of the present embodiment includes an excitation inductor L1 and a resonance inductor L2.
  • the excitation inductor L1 is provided on the third connection line LN3.
  • the exciting inductor L1 may be composed of, for example, a dedicated coil, or may be configured by a parasitic inductance contained in the third connection line LN3.
  • the inductance of the exciting inductor L1 is higher than, for example, the inductance of the resonant inductor L2.
  • the current flowing through the exciting inductor L1 will also be referred to as an exciting current in the following description.
  • the resonance inductor L2 is provided on, for example, the first connection line LN1.
  • the resonance inductor L2 may be composed of, for example, a dedicated coil, or may be configured by a parasitic inductance included in the first connection line LN1.
  • the resonance inductor L2 is provided closer to the primary circuit 30 than the excitation inductor L1.
  • the resonant inductor L2 is provided between the exciting inductor L1 and the primary circuit 30.
  • the resonant inductor L2 is provided on the portion of the first connection line LN1 between the connection point with the first capacitor C1 and the connection point with the third connection line LN3. Therefore, the exciting current also flows through the resonant inductor L2. Therefore, a counter electromotive force is also generated in the resonant inductor L2. That is, in the present embodiment, both inductors L1 and L2 function as inductance components that are excited by the switching operation of the switching elements Q1 to Q4.
  • the resonance circuit 50 of this embodiment is composed of both capacitors C1 and C2 and both inductors L1 and L2. It can be said that the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40 are connected via the resonance circuit 50.
  • both capacitors C1 and C2 cut off or regulate the transmission of DC power between the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40.
  • AC power can be transmitted via both capacitors C1 and C2.
  • the capacitive insulation type means a type in which the transmission of DC power between the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40 is cut off by both capacitors C1 and C2. Transmission of AC power between the circuit 30 and the secondary circuit 40 is allowed.
  • the resonance circuit 50 of the present embodiment has two types of resonance frequencies fm1 and fm2.
  • the first resonance frequency fm1 is a resonance frequency determined by the capacitance of both capacitors C1 and C2 and the inductance of both inductors L1 and L2.
  • the second resonance frequency fm2 is a resonance frequency determined by the capacitance of both capacitors C1 and C2 and the inductance of the resonance inductor L2.
  • the second resonance frequency fm2 is higher than the first resonance frequency fm1.
  • the capacitively isolated power conversion device 10 includes a control circuit 60 which is a control unit for controlling the switching elements Q1 to Q4 of the primary side circuit 30.
  • the control circuit 60 is a processing circuit having, for example, a program for executing control processing for controlling each switching element Q1 to Q4, a memory in which necessary information is stored, and a CPU for executing control processing based on the above program. But it may be.
  • control circuit 60 is not limited to this, and may be, for example, a processing circuit having a dedicated hardware circuit, or a processing circuit including a combination of one or a plurality of dedicated hardware circuits and a CPU that executes software processing.
  • the specific configuration of the control circuit 60 is arbitrary.
  • the control circuit 60 may be, for example, a processing circuit realized by at least one of one or more dedicated hardware circuits and one or more processors operating according to a computer program (software).
  • the control circuit 60 alternately switches each switching element Q1 to Q4 between an ON state and an OFF state in a predetermined switching pattern.
  • the first switching pattern is that the first upper arm switching element Q1 and the second lower arm switching element Q4 are in the ON state, and the first lower arm switching element Q2 and the second upper arm switching element Q3 are in the OFF state.
  • the second switching pattern is such that the first upper arm switching element Q1 and the second lower arm switching element Q4 are in the OFF state, and the first lower arm switching element Q2 and the second upper arm switching element Q3 are in the ON state.
  • the control circuit 60 alternately switches the switching pattern between the first pattern and the second pattern at the switching frequency f. As a result, the DC power of the discharge voltage Vb is converted into AC power.
  • the control circuit 60 of the present embodiment controls the output voltage Vout, which is the voltage of the DC power output from the secondary circuit 40, in other words, the output terminals 21 and 22, by controlling the switching frequency f.
  • Vout which is the voltage of the DC power output from the secondary circuit 40, in other words, the output terminals 21 and 22, by controlling the switching frequency f.
  • FIG. 2 is a graph schematically showing the conversion ratio R with respect to the switching frequency f.
  • the conversion ratio R is the ratio of the output voltage Vout to the discharge voltage Vb.
  • the conversion ratio R fluctuates according to the switching frequency f. Specifically, the conversion ratio R becomes maximum when the switching frequency f is the first resonance frequency fm1. The maximum value of the conversion ratio R is larger than "1". Then, the conversion ratio R becomes smaller as the switching frequency f becomes larger than the first resonance frequency fm1, and when the switching frequency f becomes the second resonance frequency fm2, the conversion ratio R becomes “1”. When the switching frequency f becomes higher than the second resonance frequency fm2, the conversion ratio R becomes smaller than “1”.
  • the conversion ratio R is “1” or more, so that the output voltage Vout is the discharge voltage. It becomes Vb or more. That is, when the switching frequency f is within the range from the first resonance frequency fm1 to the second resonance frequency fm2, the capacitive isolation type power conversion device 10 performs the boosting operation.
  • each switching element Q1 to Q4 can perform switching in a state where the voltage is 0V. That is, the turn-on of each switching element Q1 to Q4 under the condition of fm1 ⁇ f ⁇ fm2 is zero voltage switching (ZVS).
  • ZVS zero voltage switching
  • the switching method at the time of turn-on of the switching elements Q1 to Q4 under the condition of fm1 ⁇ f ⁇ fm2 is a soft switching method.
  • each diode D1 to D4 of the secondary circuit 40 is zero current switching (ZCS).
  • ZCS zero current switching
  • the switching frequency f is larger than the second resonance frequency fm2 (f> fm2)
  • the conversion ratio R is less than "1"
  • the output voltage Vout is lower than the discharge voltage Vb. That is, when the switching frequency f is higher than the second resonance frequency fm2, the capacitive isolation type power conversion device 10 performs the step-down operation.
  • the control circuit 60 controls the switching frequency f so that a desired output voltage Vout is output, for example, based on the discharge voltage Vb and the above frequency characteristics. Specifically, the control circuit 60 derives a target conversion ratio R based on the discharge voltage Vb and the target value of the output voltage Vout, and each switching element Q1 to the switching frequency f at which the conversion ratio R is obtained. Control Q4.
  • control circuit 60 controls the switching frequency f within the range from the first resonance frequency fm1 to the second resonance frequency fm2 when performing the step-up operation, while the switching frequency f when performing the step-down operation. Is higher than the second resonance frequency fm2.
  • Power conversion is performed by alternately switching between the ON state and the OFF state at the switching frequency f of the switching elements Q1 to Q4.
  • the DC power of the discharge voltage Vb is converted into AC power by the primary side circuit 30, and the voltage conversion is performed by the primary side circuit 30, both capacitors C1 and C2, and the exciting inductor L1.
  • the voltage-converted AC power is rectified by the secondary circuit 40.
  • the conversion ratio R is changed and the output voltage Vout is changed by changing the switching frequency f.
  • the capacitively isolated power conversion device 10 includes a primary side circuit 30, a first connection line LN1 and a second connection line LN2 connected to the primary side circuit 30, a first capacitor C1, and a second capacitor. It includes C2, a third connection line LN3, an exciting inductor L1, a secondary circuit 40, and a control circuit 60 which is a control unit.
  • the primary side circuit 30 has switching elements Q1 to Q4.
  • the primary side circuit 30 converts the DC power of the discharge voltage Vb, which is the input power, into AC power by alternately switching the ON state and the OFF state at the predetermined switching frequency f of the switching elements Q1 to Q4.
  • Capacitors C1 and C2 are provided on the connection lines LN1 and LN2, respectively.
  • the third connection line LN3 is provided closer to the secondary circuit 40 than both capacitors C1 and C2, and connects the first connection line LN1 and the second connection line LN2.
  • the excitation inductor L1 is provided on the third connection line LN3.
  • the secondary side circuit 40 is connected to the primary side circuit 30 via both capacitors C1 and C2 by both connection lines LN1 and LN2.
  • the secondary circuit 40 converts AC power input from both connection lines LN1 and LN2 into DC power.
  • the control circuit 60 controls the switching elements Q1 to Q4.
  • the control circuit 60 controls the output voltage Vout, which is the voltage of the DC power output from the secondary circuit 40, by controlling the switching frequency f.
  • the switching elements Q1 to Q4 alternately switch between the ON state and the OFF state at the switching frequency f, so that the capacitance isolated power conversion device 10 performs power conversion for converting the input power into DC power.
  • both capacitors C1 and C2 are interposed between the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40, the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40 are isolated from each other. As a result, even if an abnormality occurs due to some factor, it is possible to suppress the transmission of DC power between the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40, so that safety can be improved. can.
  • both capacitors C1 and C2 are lighter, smaller, and cheaper than a transformer. As a result, it is possible to reduce the weight, size, and cost as compared with the configuration using a transformer.
  • the conversion ratio R which is the ratio of the output voltage Vout to the discharge voltage Vb which is the voltage of the input power according to the switching frequency f.
  • the control circuit 60 of the present embodiment controls the output voltage Vout by controlling the switching frequency f. Thereby, the output voltage Vout can be controlled in the configuration in which both capacitors C1 and C2 are used for insulation.
  • the capacitively isolated power conversion device 10 is a resonance circuit 50 including a resonance inductor L2 provided on the first connection line LN1 or the second connection line LN2, both capacitors C1 and C2, and both inductors L1 and L2. And have.
  • the resonance inductor L2 is provided on the first connection line LN1.
  • each switching element Q1 to Q4 can be set to ZVS, it is possible to reduce the loss and suppress the surge.
  • the resonance inductor L2 is provided closer to the primary circuit 30 than the excitation inductor L1.
  • the exciting current which is the current flowing through the exciting inductor L1
  • the resonant inductor L2 also functions as an inductance component that excites with the switching operation of the switching elements Q1 to Q4, so that the inductance of the exciting inductor L1 can be reduced. Therefore, it is possible to reduce the size of the excitation inductor L1.
  • the resonance circuit 50 has two types of resonance frequencies fm1 and fm2.
  • the first resonance frequency fm1 is a resonance frequency based on the capacitance of both capacitors C1 and C2 and the inductance of both inductors L1 and L2.
  • the second resonance frequency fm2 is a resonance frequency based on the capacitance of both capacitors C1 and C2 and the inductance of the resonance inductor L2.
  • the second resonance frequency fm2 is higher than the first resonance frequency fm1.
  • the control circuit 60 controls the switching frequency f within the range from the first resonance frequency fm1 to the second resonance frequency fm2 when performing the step-up operation, while switching when performing the step-down operation.
  • the frequency f is made higher than the second resonance frequency fm2.
  • both step-up and step-down can be performed by controlling the switching frequency f.
  • the above embodiment may be changed as follows. Further, the above-described embodiment and each of the other examples may be combined within a range that does not cause a technical contradiction.
  • the resonance inductor L2 may be provided closer to the secondary circuit 40 than the excitation inductor L1.
  • the resonant inductor L2 may be provided between the exciting inductor L1 and the secondary circuit 40.
  • the resonance inductor L2 may be provided on a portion of the first connection line LN1 between the connection point with the secondary circuit 40 and the connection point with the third connection line LN3. In this case, since the exciting current can be suppressed from flowing to the resonant inductor L2, the loss caused by the resonant inductor L2 can be reduced.
  • the resonance inductor L2 and the first capacitor C1 may be arranged in the opposite direction. Specifically, the resonant inductor L2 may be provided closer to the primary circuit 30 than the first capacitor C1.
  • the specific circuit configuration of the primary circuit 30 is arbitrary as long as the input power can be converted into AC power.
  • the primary circuit 30 may have a series capacitor Cx connected in series with each other, an upper arm switching element Qx, and a lower arm switching element Qy.
  • the series connection body of the series capacitor Cx and the both arm switching elements Qx and Qy are connected to the input ends 11 and 12.
  • the first connection line LN1 connects the secondary side circuit 40 to the line connecting the first input end 11 and the series capacitor Cx.
  • the second connection line LN2 connects the secondary side circuit 40 to the line connecting both arm switching elements Qx and Qy.
  • the capacitively isolated power conversion device 10 may have a fourth connection line LN4 in addition to the third connection line LN3.
  • the fourth connection line LN4 is arranged closer to the primary circuit 30 than, for example, the resonant inductor L2 and both capacitors C1 and C2.
  • the fourth connection line LN4 connects a part of the first connection line LN1 connecting the primary side circuit 30 to the resonance inductor L2 and the primary side circuit 30 connected to the second capacitor C2. 2 Connecting line A part of LN2 is connected.
  • the resonance circuit 50 includes a second excitation inductor L3 provided on the fourth connection line LN4, in addition to the first excitation inductor L1 provided on the third connection line LN3. That is, the resonance circuit 50 of this other example is composed of both capacitors C1 and C2 and inductors L1, L2 and L3.
  • the output voltage Vout changes according to the duty ratio of both arm switching elements Qx and Qy. Therefore, the control circuit 60 controls the output voltage Vout by controlling the duty ratios of the two arm switching elements Qx and Qy. Thereby, the desired output voltage Vout can be realized while insulating the primary side circuit 30 and the secondary side circuit 40 from each other by using the capacitors C1 and C2.
  • the control circuit 60 may be configured to control the output voltage Vout by controlling the phase of the AC power flowing through the primary circuit 30.
  • the capacitively isolated power converter 10 may be a phase shift type DC / DC converter.
  • the capacitively isolated power conversion device 10 has a primary side circuit 30 having a switching element, a secondary side circuit 40, both connection lines LN1 and LN2, both capacitors C1 and C2, and an exciting inductor L1 for switching.
  • the output voltage Vout may be configured to change according to the frequency f, the duty ratio, or the phase.
  • the control circuit 60 may be configured to control the output voltage Vout by controlling the switching frequency f, the duty ratio, or the phase.
  • the specific circuit configuration of the secondary circuit 40 is arbitrary as long as the AC power input from the resonance circuit 50 can be converted into DC power.
  • the secondary side circuit 40 may have a secondary side switching element instead of the diode, and the secondary side switching element may be configured to perform power conversion by turning on / off at the switching frequency f.
  • the secondary circuit 40 may convert AC power input from the resonance circuit 50 into DC power while stepping up or down.
  • the output voltage Vout may be controlled by controlling the secondary circuit 40 in addition to the switching frequency f, the duty ratios of the switching elements Q1 to Q4, or the phase of the AC power flowing through the primary circuit 30. good. That is, the capacitance isolated power conversion device 10 is not limited to the configuration in which the output voltage Vout is controlled only by the primary side circuit 30.
  • the resonance circuit 50 may include elements other than both capacitors C1 and C2 and both inductors L1 and L2. In short, the resonant circuit 50 may have at least both capacitors C1 and C2 and both inductors L1 and L2.
  • the resonance inductor L2 may be provided on the second connection line LN2. Further, the resonance inductor L2 may be provided on both the first connection line LN1 and the second connection line LN2.
  • Resonant inductor L2 may be omitted. Even in this case, power conversion is possible in the capacity-insulated power conversion device 10. However, paying attention to the fact that the soft switching method can be realized when the switching elements Q1 to Q4 are turned on, it is preferable that the capacitive insulation type power conversion device 10 has the resonant inductor L2.
  • the capacitance isolated power conversion device 10 may separately include a DC / DC conversion circuit or a DC / AC conversion circuit provided between the secondary side circuit 40 and the output terminals 21 and 22.
  • the capacity-isolated power conversion device 10 is a DC / DC converter, but the present invention is not limited to this.
  • the capacitive isolation type power conversion device 10 may be an AC / DC conversion device in which AC power is input as input power and the AC power is converted into DC power. That is, the input power is not limited to the power of the power storage device 101, and may be arbitrary, for example, AC power.
  • the capacitive isolated power conversion device 10 may include a rectifying circuit that rectifies the input power and outputs the input power to the primary circuit 30.

Landscapes

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  • Power Engineering (AREA)
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  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

容量絶縁型電力変換装置（１０）は、スイッチング素子（Ｑ１～Ｑ４）を有する１次側回路（３０）と、１次側回路（３０）に接続された第１接続線（ＬＮ１）及び第２接続線（ＬＮ２）と、第１接続線（ＬＮ１）上に設けられた第１コンデンサ（Ｃ１）と、第２接続線（ＬＮ２）上に設けられた第２コンデンサ（Ｃ２）と、第３接続線（ＬＮ３）と、第３接続線（ＬＮ３）上に設けられた励磁インダクタ（Ｌ１）と、２次側回路（４０）と、制御回路（６０）と、を備えている。制御回路（６０）は、スイッチング周波数を制御することにより、２次側回路（４０）から出力される直流電力の電圧である出力電圧（Ｖｏｕｔ）を制御する。

Description

容量絶縁型電力変換装置
　本開示は、容量絶縁型電力変換装置に関する。
　特許文献１は、トランスを用いて１次側回路と２次側回路との間で電力伝送を行う絶縁型の電力変換装置を開示している。特許文献１に示すような絶縁型の電力変換装置では、トランスを介して１次側回路と２次側回路との間で電力伝送が行われる。これにより、何らかの異常が発生した場合であっても、１次側回路及び２次側回路間で直流電力が伝送される事態が生じにくいため、安全性の向上を図ることができる。
特開２０１７－５５５３６号公報
　ここで、上記のようにトランスを用いる場合、トランスの体格及び重量に起因して電力変換装置の大型化及び重量化が懸念される。
　これに対して、例えば、トランスではなくコンデンサを用いて、１次側回路と２次側回路との間で電力伝送を行う容量絶縁型電力変換装置が考えられる。しかしながら、コンデンサを用いる場合、２次側回路から出力される電圧である出力電圧を制御しにくいといった課題がある。
　本開示の目的は出力電圧を制御できる容量絶縁型電力変換装置を提供することである。
　本開示の一態様に係る容量絶縁型電力変換装置は、スイッチング素子を有し、当該スイッチング素子が所定のスイッチング周波数でＯＮ状態とＯＦＦ状態とに交互に切り替わることにより、入力電力を交流電力に変換するように構成された１次側回路と、前記１次側回路に接続された第１接続線及び第２接続線と、前記第１接続線上に設けられた第１コンデンサと、前記第２接続線上に設けられた第２コンデンサと、前記第１及び第２接続線によって前記第１及び第２コンデンサを介して前記１次側回路に接続され、前記第１及び第２接続線から入力される交流電力を直流電力に変換するように構成された２次側回路と、前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサよりも前記２次側回路寄りに設けられ、前記第１接続線と前記第２接続線とを接続する第３接続線と、前記第３接続線上に設けられた励磁インダクタと、前記スイッチング素子を制御するように構成された制御部と、を備え、前記制御部は、前記スイッチング周波数、前記スイッチング素子のデューティ比、又は前記１次側回路に流れる交流電力の位相を制御することにより、前記２次側回路から出力される直流電力の電圧である出力電圧を制御するように構成される。
容量絶縁型電力変換装置の一例を示す回路図。 スイッチング周波数と変換比との関係を示すグラフ。 別例の容量絶縁型電力変換装置を示す回路図。 もう一つの別例の容量絶縁型電力変換装置を示す回路図。
　以下、容量絶縁型電力変換装置の一実施形態について説明する。なお、以下の記載は、容量絶縁型電力変換装置の一例を示すものであり、容量絶縁型電力変換装置が本実施形態の内容に限定されるものではない。
　図１に示すように、本実施形態の容量絶縁型電力変換装置１０は、例えば蓄電装置１０１と負荷１０２とに接続される。詳細には、容量絶縁型電力変換装置１０は、入力端１１，１２及び出力端２１，２２を備えている。入力端１１，１２は、蓄電装置１０１に接続され、出力端２１，２２は、負荷１０２に接続される。
　容量絶縁型電力変換装置１０は、蓄電装置１０１から入力端１１，１２に入力される放電電圧Ｖｂの直流電力を、所望の電圧の直流電力に変換して出力端２１，２２を介して負荷１０２に向けて出力するＤＣ／ＤＣコンバータ装置である。本実施形態では、放電電圧Ｖｂの直流電力が「入力電力」に対応する。
　容量絶縁型電力変換装置１０は、１次側回路３０と、２次側回路４０と、第１接続線ＬＮ１と、第２接続線ＬＮ２と、第３接続線ＬＮ３と、共振回路５０と、を備えている。
　１次側回路３０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を有する。１次側回路３０は、当該スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が所定のスイッチング周波数ｆでＯＮ状態とＯＦＦ状態とに交互に切り替わることにより、入力電力を交流電力に変換する。
　例えば、１次側回路３０は、第１中間線３０ａによって互いに直列に接続された第１上アームスイッチング素子Ｑ１及び第１下アームスイッチング素子Ｑ２と、第２中間線３０ｂによって互いに直列に接続された第２上アームスイッチング素子Ｑ３及び第２下アームスイッチング素子Ｑ４と、を有している。
　１次側回路３０は入力端１１，１２に接続されている。詳細には、両上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、第１入力端１１に接続されており、両下アームスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、第２入力端１２に接続されている。放電電圧Ｖｂの直流電力は、１次側回路３０に入力される。
　２次側回路４０は、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２から入力される交流電力を直流電力に変換する、換言すれば交流電力を整流する。２次側回路４０は、出力端２１，２２に接続されており、２次側回路４０によって変換された直流電力は出力端２１，２２から出力される。
　２次側回路４０は、例えばダイオードブリッジを有している。詳細には、２次側回路４０は、第３中間線４０ａによって互いに順方向に接続された第１上アームダイオードＤ１及び第１下アームダイオードＤ２と、第４中間線４０ｂによって互いに順方向に接続された第２上アームダイオードＤ３及び第２下アームダイオードＤ４と、を有している。また、２次側回路４０は、ダイオードブリッジから出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサ４１を有している。
　両接続線ＬＮ１，ＬＮ２は、１次側回路３０と２次側回路４０とを接続する。換言すれば、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２は、１次側回路３０に接続されており、２次側回路４０は、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２によって１次側回路３０に接続されている。詳細には、第１接続線ＬＮ１は、第１中間線３０ａと第３中間線４０ａとを接続しており、第２接続線ＬＮ２は、第２中間線３０ｂと第４中間線４０ｂとを接続している。
　共振回路５０は、第１接続線ＬＮ１上に設けられた第１コンデンサＣ１と、第２接続線ＬＮ２上に設けられた第２コンデンサＣ２と、を有している。１次側回路３０と２次側回路４０とは、両コンデンサＣ１，Ｃ２を介して接続されている。
　両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスは例えば同一である。ただし、これに限られず、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスは異なっていてもよい。
　第３接続線ＬＮ３は、両コンデンサＣ１，Ｃ２よりも２次側回路４０寄りに設けられている。換言すれば、第３接続線ＬＮ３は、両コンデンサＣ１，Ｃ２と２次側回路４０との間に設けられている。なお、本明細書において、「・・・寄りに」及び「・・・の間に」等の位置関係を表す用語は、空間的な位置関係ではなく、回路的な位置関係を指している。第３接続線ＬＮ３は両接続線ＬＮ１，ＬＮ２を接続している。詳細には、第３接続線ＬＮ３は、第１コンデンサＣ１を２次側回路４０に接続する第１接続線ＬＮ１の一部分と、第２コンデンサＣ２を２次側回路４０に接続する第２接続線ＬＮ２の一部分と、を接続している。
　本実施形態の共振回路５０は、励磁インダクタＬ１と、共振インダクタＬ２と、を備えている。
　励磁インダクタＬ１は、第３接続線ＬＮ３上に設けられている。励磁インダクタＬ１は、例えば専用のコイルで構成されていてもよいし、第３接続線ＬＮ３に含まれる寄生インダクタンスによって構成されていてもよい。励磁インダクタＬ１のインダクタンスは、例えば共振インダクタＬ２のインダクタンスよりも高い。なお、説明の便宜上、以降の説明において励磁インダクタＬ１を流れる電流を励磁電流ともいう。
　共振インダクタＬ２は、例えば第１接続線ＬＮ１上に設けられている。共振インダクタＬ２は、例えば専用のコイルで構成されていてもよいし、第１接続線ＬＮ１に含まれる寄生インダクタンスによって構成されていてもよい。
　本実施形態では、共振インダクタＬ２は、励磁インダクタＬ１よりも１次側回路３０寄りに設けられている。換言すれば、共振インダクタＬ２は、励磁インダクタＬ１と１次側回路３０との間に設けられている。詳細には、共振インダクタＬ２は、第１接続線ＬＮ１において、第１コンデンサＣ１との接続点と、第３接続線ＬＮ３との接続点との間の部分上に設けられている。このため、励磁電流は共振インダクタＬ２にも流れる。したがって、共振インダクタＬ２においても逆起電力が発生する。すなわち、本実施形態では、両インダクタＬ１，Ｌ２が、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作に伴い励磁するインダクタンス成分として機能する。
　本実施形態の共振回路５０は、両コンデンサＣ１，Ｃ２と両インダクタＬ１，Ｌ２とによって構成されている。１次側回路３０と２次側回路４０とは、共振回路５０を介して接続されているといえる。
　かかる構成によれば、両コンデンサＣ１，Ｃ２によって、１次側回路３０と２次側回路４０とが互いから絶縁されている。詳細には、両コンデンサＣ１，Ｃ２によって、１次側回路３０と２次側回路４０との間での直流電力の伝送が遮断あるいは規制されている。一方、両コンデンサＣ１，Ｃ２を介した交流電力の伝送は可能となっている。
　すなわち、本実施形態において容量絶縁型とは、両コンデンサＣ１，Ｃ２によって１次側回路３０及び２次側回路４０間の直流電力の伝送が遮断されている形式を意味しており、１次側回路３０及び２次側回路４０間の交流電力の伝送は許容されている。
　ここで、本実施形態の共振回路５０は、２種類の共振周波数ｆｍ１，ｆｍ２を有している。第１共振周波数ｆｍ１は、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスと両インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスとによって決まる共振周波数である。第２共振周波数ｆｍ２は、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスと共振インダクタＬ２のインダクタンスとによって決まる共振周波数である。第２共振周波数ｆｍ２は、第１共振周波数ｆｍ１よりも高い。
　図１に示すように、容量絶縁型電力変換装置１０は、１次側回路３０の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する制御部である制御回路６０を備えている。
　制御回路６０は、例えば各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御するための制御処理を実行するプログラムや必要な情報が記憶されたメモリと、上記プログラムに基づいて制御処理を実行するＣＰＵとを有する処理回路でもよい。
　ただし、これに限られず、制御回路６０は、例えば専用ハードウェア回路を有する処理回路でもよいし、１又は複数の専用ハードウェア回路とソフトウェア処理を実行するＣＰＵとの組み合わせを含む処理回路でもよい。換言すれば、制御回路６０の具体的な構成は任意である。制御回路６０は、例えば１つ以上の専用のハードウェア回路、及び、コンピュータプログラム（ソフトウェア）に従って動作する１つ以上のプロセッサの少なくとも一方によって実現された処理回路であればよい。
　制御回路６０は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を所定のスイッチングパターンでＯＮ状態とＯＦＦ状態とに交互に切り替える。
　例えば、第１上アームスイッチング素子Ｑ１及び第２下アームスイッチング素子Ｑ４がＯＮ状態であり、且つ、第１下アームスイッチング素子Ｑ２及び第２上アームスイッチング素子Ｑ３がＯＦＦ状態であるスイッチングパターンを第１パターンとする。そして、第１上アームスイッチング素子Ｑ１及び第２下アームスイッチング素子Ｑ４がＯＦＦ状態であり、且つ、第１下アームスイッチング素子Ｑ２及び第２上アームスイッチング素子Ｑ３がＯＮ状態であるスイッチングパターンを第２パターンとする。制御回路６０は、スイッチング周波数ｆでスイッチングパターンを第１パターンと第２パターンとに交互に切り替える。これにより、放電電圧Ｖｂの直流電力が交流電力に変換される。
　本実施形態の制御回路６０は、スイッチング周波数ｆを制御することにより、２次側回路４０、換言すれば出力端２１，２２、から出力される直流電力の電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。この点について図２を用いて以下に詳細に説明する。図２は、スイッチング周波数ｆに対する変換比Ｒを模式的に示すグラフである。変換比Ｒとは、放電電圧Ｖｂに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比率である。
　図２に示すように、本実施形態の容量絶縁型電力変換装置１０においては、変換比Ｒはスイッチング周波数ｆに応じて変動する。詳細には、スイッチング周波数ｆが第１共振周波数ｆｍ１である場合に変換比Ｒが最大となる。変換比Ｒの最大値は「１」よりも大きい。そして、スイッチング周波数ｆが第１共振周波数ｆｍ１よりも大きくなるに従って変換比Ｒは小さくなり、スイッチング周波数ｆが第２共振周波数ｆｍ２となるとき、変換比Ｒは「１」となる。スイッチング周波数ｆが第２共振周波数ｆｍ２よりも高くなると、変換比Ｒは、「１」よりも小さくなる。
　すなわち、スイッチング周波数ｆが第１共振周波数ｆｍ１から第２共振周波数ｆｍ２までの範囲内（ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２）であれば、変換比Ｒは「１」以上となるため、出力電圧Ｖｏｕｔは放電電圧Ｖｂ以上となる。つまり、スイッチング周波数ｆが第１共振周波数ｆｍ１から第２共振周波数ｆｍ２までの範囲内である場合、容量絶縁型電力変換装置１０において昇圧動作が行われる。
　また、ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２である条件下では、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、電圧が０Ｖとなっている状態でスイッチングを行うことが可能である。すなわち、ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２である条件下での各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオンは、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）である。換言すれば、ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２である条件下でのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオン時のスイッチング方式は、ソフトスイッチング方式となっている。
　ちなみに、ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２である条件下では、２次側回路４０の各ダイオードＤ１～Ｄ４の動作は、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となっている。これにより、リカバリー電流が発生しにくいため、順方向電圧の低いダイオードを用いることができる。したがって、損失の低減を図ることができる。
　一方、スイッチング周波数ｆが第２共振周波数ｆｍ２よりも大きい場合（ｆ＞ｆｍ２）、変換比Ｒは「１」未満となるため、出力電圧Ｖｏｕｔは放電電圧Ｖｂよりも低くなる。すなわち、スイッチング周波数ｆが第２共振周波数ｆｍ２よりも高い場合、容量絶縁型電力変換装置１０において降圧動作が行われる。
　制御回路６０は、例えば、放電電圧Ｖｂと上記周波数特性とに基づいて、所望の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されるようにスイッチング周波数ｆを制御する。詳細には、制御回路６０は、放電電圧Ｖｂと出力電圧Ｖｏｕｔの目標値とに基づいて、目標となる変換比Ｒを導出し、当該変換比Ｒが得られるスイッチング周波数ｆで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。
　例えば、制御回路６０は、昇圧動作を行う場合には、スイッチング周波数ｆを第１共振周波数ｆｍ１から第２共振周波数ｆｍ２までの範囲内で制御する一方、降圧動作を行う場合には、スイッチング周波数ｆを第２共振周波数ｆｍ２よりも高くする。
　次に本実施形態の作用について説明する。
　各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がスイッチング周波数ｆでＯＮ状態とＯＦＦ状態とに交互に切り替わることにより電力変換が行われる。本実施形態では、１次側回路３０によって放電電圧Ｖｂの直流電力が交流電力に変換され、１次側回路３０、両コンデンサＣ１，Ｃ２及び励磁インダクタＬ１によって電圧変換が行われる。そして、電圧変換された交流電力が２次側回路４０によって整流される。この場合、スイッチング周波数ｆを変更することにより変換比Ｒが変更され、出力電圧Ｖｏｕｔが変更される。
　以上詳述した本実施形態によれば以下の効果を奏する。
　（１）容量絶縁型電力変換装置１０は、１次側回路３０と、１次側回路３０に接続された第１接続線ＬＮ１及び第２接続線ＬＮ２と、第１コンデンサＣ１と、第２コンデンサＣ２と、第３接続線ＬＮ３と、励磁インダクタＬ１と、２次側回路４０と、制御部である制御回路６０と、を備えている。
　１次側回路３０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を有する。１次側回路３０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が所定のスイッチング周波数ｆでＯＮ状態とＯＦＦ状態とに交互に切り替わることにより、入力電力である放電電圧Ｖｂの直流電力を交流電力に変換する。コンデンサＣ１，Ｃ２は接続線ＬＮ１，ＬＮ２上にそれぞれ設けられている。第３接続線ＬＮ３は、両コンデンサＣ１，Ｃ２よりも２次側回路４０寄りに設けられており、第１接続線ＬＮ１及び第２接続線ＬＮ２を接続している。励磁インダクタＬ１は、第３接続線ＬＮ３上に設けられている。２次側回路４０は、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２によって両コンデンサＣ１，Ｃ２を介して１次側回路３０に接続されている。２次側回路４０は、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２から入力される交流電力を直流電力に変換する。制御回路６０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。制御回路６０は、スイッチング周波数ｆを制御することにより、２次側回路４０から出力される直流電力の電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。
　かかる構成によれば、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がスイッチング周波数ｆでＯＮ状態とＯＦＦ状態とに交互に切り替わることにより、容量絶縁型電力変換装置１０は入力電力を直流電力に変換する電力変換を行う。
　１次側回路３０と２次側回路４０との間に両コンデンサＣ１，Ｃ２が介在しているため、１次側回路３０と２次側回路４０とが互いから絶縁されている。これにより、何らかの要因によって異常が発生した場合であっても、直流電力が１次側回路３０と２次側回路４０との間を伝送することを抑制できるため、安全性の向上を図ることができる。
　特に、本実施形態では、トランスではなく、両コンデンサＣ１，Ｃ２によって絶縁が実現されている。一般的に、両コンデンサＣ１，Ｃ２は、トランスと比較して、軽量及び小型であるとともに安価である。これにより、トランスを用いる構成と比較して、軽量化、小型化及びコストの低減を図ることができる。
　また、上記両コンデンサＣ１，Ｃ２及び励磁インダクタＬ１を有する容量絶縁型電力変換装置１０では、スイッチング周波数ｆに応じて、入力電力の電圧である放電電圧Ｖｂに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比率である変換比Ｒが変わる。この特性に着目し、本実施形態の制御回路６０は、スイッチング周波数ｆを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。これにより、両コンデンサＣ１，Ｃ２を用いて絶縁する構成において、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。
　（２）容量絶縁型電力変換装置１０は、第１接続線ＬＮ１上又は第２接続線ＬＮ２上に設けられた共振インダクタＬ２と、両コンデンサＣ１，Ｃ２及び両インダクタＬ１，Ｌ２を含む共振回路５０と、を備えている。本実施形態では、共振インダクタＬ２は第１接続線ＬＮ１上に設けられている。
　かかる構成によれば、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオンをＺＶＳとすることができるため、損失の低減及びサージの抑制を図ることができる。
　（３）共振インダクタＬ２は、励磁インダクタＬ１よりも１次側回路３０寄りに設けられている。
　かかる構成によれば、励磁インダクタＬ１を流れる電流である励磁電流は共振インダクタＬ２にも流れる。これにより、共振インダクタＬ２も、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作に伴い励磁するインダクタンス成分として機能するため、励磁インダクタＬ１のインダクタンスを下げることができる。したがって、励磁インダクタＬ１の小型化などを図ることができる。
　（４）共振回路５０は２種類の共振周波数ｆｍ１，ｆｍ２を有する。第１共振周波数ｆｍ１は、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスと両インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスとに基づく共振周波数である。第２共振周波数ｆｍ２は、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスと共振インダクタＬ２のインダクタンスとに基づく共振周波数である。第２共振周波数ｆｍ２は、第１共振周波数ｆｍ１よりも高い。
　かかる構成において、制御回路６０は、昇圧動作を行う場合には、スイッチング周波数ｆを第１共振周波数ｆｍ１から第２共振周波数ｆｍ２までの範囲内に制御する一方、降圧動作を行う場合には、スイッチング周波数ｆを第２共振周波数ｆｍ２よりも高くする。
　かかる構成によれば、スイッチング周波数ｆを制御することにより、昇圧と降圧との双方を行うことができる。
　なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。また、技術的に矛盾が生じない範囲内で上記実施形態と各別例とを組み合わせてもよい。
　○　図３に示すように、共振インダクタＬ２は、励磁インダクタＬ１よりも２次側回路４０寄りに設けられていてもよい。換言すれば、共振インダクタＬ２は、励磁インダクタＬ１と２次側回路４０との間に設けられていてもよい。例えば、共振インダクタＬ２は、第１接続線ＬＮ１において、２次側回路４０との接続点と、第３接続線ＬＮ３との接続点との間の部分上に設けられていてもよい。この場合、励磁電流が共振インダクタＬ２に流れることを抑制できるため、共振インダクタＬ２によって生じる損失を低減できる。
　○　共振インダクタＬ２と第１コンデンサＣ１とは逆に配置されていてもよい。詳細には、共振インダクタＬ２が第１コンデンサＣ１よりも１次側回路３０の近くに設けられていてもよい。
　○　１次側回路３０の具体的な回路構成は、入力電力を交流電力に変換することができるのであれば任意である。
　例えば、図４に示すように、１次側回路３０は、互いに直列に接続された直列キャパシタＣｘ、上アームスイッチング素子Ｑｘ及び下アームスイッチング素子Ｑｙを有する構成でもよい。直列キャパシタＣｘ及び両アームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙの直列接続体は、入力端１１，１２に接続されている。
　この場合、第１接続線ＬＮ１は、２次側回路４０を、第１入力端１１と直列キャパシタＣｘとを接続する線に接続している。第２接続線ＬＮ２は、２次側回路４０を、両アームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙを接続する線に接続している。
　また、共振回路５０の具体的な回路構成は任意である。例えば、図４に示すように、容量絶縁型電力変換装置１０は、第３接続線ＬＮ３とは別に第４接続線ＬＮ４を有していてもよい。第４接続線ＬＮ４は、例えば共振インダクタＬ２及び両コンデンサＣ１，Ｃ２よりも１次側回路３０寄りに配置されている。詳細には、第４接続線ＬＮ４は、１次側回路３０を共振インダクタＬ２に接続している第１接続線ＬＮ１の一部分と、１次側回路３０を第２コンデンサＣ２に接続している第２接続線ＬＮ２の一部分と、を接続している。
　共振回路５０は、第３接続線ＬＮ３上に設けられた第１励磁インダクタＬ１とは別に、第４接続線ＬＮ４上に設けられた第２励磁インダクタＬ３を備えている。つまり、本別例の共振回路５０は、両コンデンサＣ１，Ｃ２とインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３とによって構成されている。
　かかる構成によれば、両アームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙのデューティ比に応じて、出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。したがって、制御回路６０は、両アームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙのデューティ比を制御することにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２を用いて１次側回路３０と２次側回路４０とを互いから絶縁しつつ、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを実現することができる。
　○　制御回路６０は、１次側回路３０に流れる交流電力の位相を制御することにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御するように構成されてもよい。換言すれば、容量絶縁型電力変換装置１０は、位相シフト方式のＤＣ／ＤＣコンバータでもよい。
　○　要は、容量絶縁型電力変換装置１０は、スイッチング素子を有する１次側回路３０、２次側回路４０、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２、両コンデンサＣ１，Ｃ２及び励磁インダクタＬ１を有し、スイッチング周波数ｆ、デューティ比又は位相に応じて出力電圧Ｖｏｕｔが変化するように構成されていればよい。そして、制御回路６０は、スイッチング周波数ｆ、デューティ比又は位相を制御することにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御するように構成されていればよい。
　○　２次側回路４０の具体的な回路構成は、共振回路５０から入力される交流電力を直流電力に変換することができるのであれば任意である。例えば、２次側回路４０は、ダイオードに代えて、２次側スイッチング素子を有し、当該２次側スイッチング素子がスイッチング周波数ｆでＯＮ／ＯＦＦすることにより電力変換を行う構成でもよい。
　また、２次側回路４０は、共振回路５０から入力される交流電力を昇圧又は降圧しながら直流電力に変換するものであってもよい。この場合、スイッチング周波数ｆ、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のデューティ比、又は１次側回路３０に流れる交流電力の位相に加えて、２次側回路４０を制御することにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御する構成でもよい。つまり、容量絶縁型電力変換装置１０は、１次側回路３０のみで出力電圧Ｖｏｕｔを制御する構成に限られない。
　○　共振回路５０は、両コンデンサＣ１，Ｃ２及び両インダクタＬ１，Ｌ２以外の素子を含んでもよい。要は、共振回路５０は、少なくとも両コンデンサＣ１，Ｃ２及び両インダクタＬ１，Ｌ２を有していればよい。
　○　共振インダクタＬ２は、第２接続線ＬＮ２上に設けられていてもよい。また、共振インダクタＬ２は、第１接続線ＬＮ１上と第２接続線ＬＮ２上との双方に設けられていてもよい。
　○　共振インダクタＬ２を省略してもよい。この場合であっても、容量絶縁型電力変換装置１０において電力変換は可能である。ただし、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオン時にソフトスイッチング方式を実現することができる点に着目すれば、容量絶縁型電力変換装置１０は共振インダクタＬ２を有している方がよい。
　○　容量絶縁型電力変換装置１０は、２次側回路４０と出力端２１，２２との間に設けられたＤＣ／ＤＣ変換回路又はＤＣ／ＡＣ変換回路を別途備えていてもよい。
　○　容量絶縁型電力変換装置１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータであったがこれに限られない。例えば、容量絶縁型電力変換装置１０は、入力電力として交流電力が入力されるものであって、当該交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換装置でもよい。すなわち、入力電力は、蓄電装置１０１の電力に限られず、任意であり、例えば交流電力であってもよい。この場合、容量絶縁型電力変換装置１０は、入力電力を整流して１次側回路３０に出力する整流回路を備えてもよい。

Claims (5)

  1. 　スイッチング素子を有し、当該スイッチング素子が所定のスイッチング周波数でＯＮ状態とＯＦＦ状態とに交互に切り替わることにより、入力電力を交流電力に変換するように構成された１次側回路と、
    　前記１次側回路に接続された第１接続線及び第２接続線と、
    　前記第１接続線上に設けられた第１コンデンサと、
    　前記第２接続線上に設けられた第２コンデンサと、
    　前記第１及び第２接続線によって前記第１及び第２コンデンサを介して前記１次側回路に接続され、前記第１及び第２接続線から入力される交流電力を直流電力に変換するように構成された２次側回路と、
    　前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサよりも前記２次側回路寄りに設けられ、前記第１接続線と前記第２接続線とを接続する第３接続線と、
    　前記第３接続線上に設けられた励磁インダクタと、
    　前記スイッチング素子を制御するように構成された制御部と、
    を備え、
    　前記制御部は、前記スイッチング周波数、前記スイッチング素子のデューティ比、又は前記１次側回路に流れる交流電力の位相を制御することにより、前記２次側回路から出力される直流電力の電圧である出力電圧を制御するように構成される、容量絶縁型電力変換装置。
  2. 　前記第１接続線上又は前記第２接続線上に設けられた共振インダクタと、
    　前記第１及び第２コンデンサ、前記共振インダクタ、及び前記励磁インダクタを含む共振回路と、
    を備えている、請求項１に記載の容量絶縁型電力変換装置。
  3. 　前記共振インダクタは、前記励磁インダクタよりも前記１次側回路寄りに設けられている、請求項２に記載の容量絶縁型電力変換装置。
  4. 　前記共振回路は、前記第１及び第２コンデンサのキャパシタンス、前記励磁インダクタのインダクタンス、及び前記共振インダクタのインダクタンスに基づく第１共振周波数と、前記第１及び第２コンデンサのキャパシタンス及び前記共振インダクタのインダクタンスに基づく第２共振周波数と、を有し、
    　前記第２共振周波数は前記第１共振周波数よりも高く、
    　前記制御部は、
    　　昇圧動作を行う場合には、前記スイッチング周波数を前記第１共振周波数から前記第２共振周波数までの範囲内で制御する一方、
    　　降圧動作を行う場合には、前記スイッチング周波数を前記第２共振周波数よりも高くする、ように構成される、請求項３に記載の容量絶縁型電力変換装置。
  5. 　前記共振インダクタは、前記励磁インダクタよりも前記２次側回路寄りに設けられている、請求項２に記載の容量絶縁型電力変換装置。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0974741A (ja) * 1995-08-31 1997-03-18 Murata Mfg Co Ltd コンバータ
JP2007295795A (ja) * 2006-04-26 2007-11-08 Power Integrations Inc 電源装置におけるトランスレス型安全絶縁のための方法および装置
JP2013169112A (ja) * 2012-02-16 2013-08-29 Panasonic Corp 電源装置、点灯装置、灯具、及び車両
JP2016115515A (ja) * 2014-12-15 2016-06-23 株式会社アイ・ライティング・システム 点灯用直流電源および照明器具
JP2016123258A (ja) * 2014-06-02 2016-07-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源、および、充電装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6132887B2 (ja) 2015-09-09 2017-05-24 三菱電機株式会社 電力変換装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0974741A (ja) * 1995-08-31 1997-03-18 Murata Mfg Co Ltd コンバータ
JP2007295795A (ja) * 2006-04-26 2007-11-08 Power Integrations Inc 電源装置におけるトランスレス型安全絶縁のための方法および装置
JP2013169112A (ja) * 2012-02-16 2013-08-29 Panasonic Corp 電源装置、点灯装置、灯具、及び車両
JP2016123258A (ja) * 2014-06-02 2016-07-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源、および、充電装置
JP2016115515A (ja) * 2014-12-15 2016-06-23 株式会社アイ・ライティング・システム 点灯用直流電源および照明器具

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