JP2022067247A

JP2022067247A - 容量絶縁型電力変換装置

Info

Publication number: JP2022067247A
Application number: JP2020175864A
Authority: JP
Inventors: 和斗平井; Kazuto Hirai; 健一渡辺; Kenichi Watanabe
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2020-10-20
Filing date: 2020-10-20
Publication date: 2022-05-06
Anticipated expiration: 2040-10-20
Also published as: CN116325465A; JP7508991B2; WO2022085617A1; US20230396178A1; DE112021005579T5

Abstract

【課題】出力電圧を制御できる容量絶縁型電力変換装置を提供すること。
【解決手段】容量絶縁型電力変換装置１０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を有する１次側回路３０と、１次側回路３０に接続された第１接続線ＬＮ１及び第２接続線ＬＮ２と、第１コンデンサＣ１と、第２コンデンサＣ２と、第３接続線ＬＮ３と、励磁インダクタＬ１と、２次側回路４０と、制御回路６０と、を備えている。コンデンサＣ１，Ｃ２は接続線ＬＮ１，ＬＮ２上に設けられている。励磁インダクタＬ１は、第３接続線ＬＮ３上に設けられている。制御回路６０は、スイッチング周波数を制御することにより、２次側回路４０から出力される直流電力の電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、容量絶縁型電力変換装置に関する。

従来から、トランスを用いて１次側回路と２次側回路との間で電力伝送を行う絶縁型の電力変換装置が知られている（例えば特許文献１参照）。特許文献１に示すような絶縁型の電力変換装置では、トランスを介して１次側回路と２次側回路との間で電力伝送が行われる。これにより、何らかの異常が発生した場合であっても、１次側回路及び２次側回路間で直流電力が伝送される事態が生じにくいため、安全性の向上を図ることができる。

特開２０１７－５５５３６号公報

ここで、上記のようにトランスを用いる場合、トランスの体格及び重量に起因して電力変換装置の大型化及び重量化が懸念される。
これに対して、例えば、トランスではなくコンデンサを用いて、１次側回路と２次側回路との間で電力伝送を行う容量絶縁型電力変換装置が考えられる。しかしながら、コンデンサを用いる場合、２次側回路から出力される電圧である出力電圧を制御しにくいといった課題がある。

本発明は、上述した事情を鑑みてなされたものであり、その目的は出力電圧を制御できる容量絶縁型電力変換装置を提供することである。

上記目的を達成する容量絶縁型電力変換装置は、スイッチング素子を有し、当該スイッチング素子が所定のスイッチング周波数でＯＮ／ＯＦＦすることにより入力電力を交流電力に変換する１次側回路と、前記１次側回路に接続された第１接続線及び第２接続線と、前記第１接続線上に設けられた第１コンデンサと、前記第２接続線上に設けられた第２コンデンサと、前記両接続線によって前記両コンデンサを介して前記１次側回路に接続され、前記両接続線から入力される交流電力を直流電力に変換する２次側回路と、前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサよりも前記２次側回路寄りに設けられ、前記第１接続線と前記第２接続線とを接続する第３接続線と、前記第３接続線上に設けられた励磁インダクタと、前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記スイッチング周波数、前記スイッチング素子のデューティ比又は位相を制御することにより、前記２次側回路から出力される直流電力の電圧である出力電圧を制御することを特徴とする。

かかる構成によれば、スイッチング素子がスイッチング周波数でＯＮ／ＯＦＦすることにより、入力電力を直流電力に変換する電力変換が行われる。
この場合、１次側回路と２次側回路との間に両コンデンサが介在しているため、両者が絶縁されている。これにより、何らかの要因によって異常が発生した場合であっても、直流電力が１次側回路と２次側回路との間を伝送することを抑制できるため、安全性の向上を図ることができる。

特に、本構成によれば、トランスではなく、両コンデンサによって絶縁が実現されている。一般的に、両コンデンサは、トランスと比較して、軽量及び小型になり易い。これにより、トランスを用いる構成と比較して、軽量化及び小型化を図ることができる。

また、本構成によれば、スイッチング周波数、デューティ比又は位相に応じて、入力電力の電圧に対する出力電圧の比率である変換比が変わる。この特性に着目し、本構成の制御部は、スイッチング周波数、デューティ比又は位相を制御することにより、出力電圧を制御する。これにより、両コンデンサを用いて絶縁する構成において、出力電圧を制御することができる。

上記容量絶縁型電力変換装置について、前記第１接続線上又は前記第２接続線上に設けられた共振インダクタと、前記両コンデンサ、前記共振インダクタ及び前記励磁インダクタを含む共振回路と、を備えているとよい。

かかる構成によれば、スイッチング素子のターンオンをゼロ電圧スイッチングとすることができるため、損失の低減及びサージの抑制を図ることができる。
上記電力変換装置について、前記共振インダクタは、前記励磁インダクタよりも前記１次側回路寄りに設けられているとよい。

かかる構成によれば、励磁インダクタを流れる電流は共振インダクタにも流れる。これにより、共振インダクタも、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い励磁するインダクタンス成分として機能するため、励磁インダクタのインダクタンスを下げることができる。したがって、励磁インダクタの小型化などを図ることができる。

上記容量絶縁型電力変換装置について、前記共振回路は、前記両コンデンサのキャパシタンス及び前記両インダクタのインダクタンスに基づく第１共振周波数と、前記両コンデンサのキャパシタンス及び前記共振インダクタのインダクタンスに基づく周波数であって前記第１共振周波数よりも高い第２共振周波数とを有し、前記制御部は、昇圧動作を行う場合には、前記スイッチング周波数を前記第１共振周波数から前記第２共振周波数までの範囲内で制御する一方、降圧動作を行う場合には、前記スイッチング周波数を前記第２共振周波数よりも高くするとよい。

かかる構成によれば、スイッチング周波数を制御することにより、昇圧と降圧との双方を行うことができる。
上記容量絶縁型電力変換装置について、前記共振インダクタは、前記励磁インダクタよりも前記２次側回路寄りに設けられているとよい。

かかる構成によれば、励磁インダクタを流れる電流が共振インダクタに流れることを抑制できるため、共振インダクタによって生じる損失を低減できる。

この発明によれば、容量絶縁型電力変換装置において出力電圧を制御できる。

容量絶縁型電力変換装置の一例を示す回路図。スイッチング周波数と変換比との関係を示すグラフ。別例の容量絶縁型電力変換装置を示す回路図。別例の容量絶縁型電力変換装置を示す回路図。

以下、容量絶縁型電力変換装置の一実施形態について説明する。なお、以下の記載は、容量絶縁型電力変換装置の一例を示すものであり、容量絶縁型電力変換装置が本実施形態の内容に限定されるものではない。

図１に示すように、本実施形態の容量絶縁型電力変換装置１０は、例えば蓄電装置１０１と負荷１０２とに接続される。詳細には、容量絶縁型電力変換装置１０は、入力端１１，１２及び出力端２１，２２を備えている。入力端１１，１２は、蓄電装置１０１に接続され、出力端２１，２２は、負荷１０２に接続される。

容量絶縁型電力変換装置１０は、蓄電装置１０１から入力端１１，１２に入力される放電電圧Ｖｂの直流電力を、所望の電圧の直流電力に変換して出力端２１，２２を介して負荷１０２に向けて出力するＤＣ／ＤＣコンバータ装置である。本実施形態では、放電電圧Ｖｂの直流電力が「入力電力」に対応する。

容量絶縁型電力変換装置１０は、１次側回路３０と、２次側回路４０と、第１接続線ＬＮ１及び第２接続線ＬＮ２と、第３接続線ＬＮ３と、共振回路５０と、を備えている。
１次側回路３０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を有し、当該スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が所定のスイッチング周波数ｆでＯＮ／ＯＦＦすることにより入力電力を交流電力に変換するものである。

例えば、１次側回路３０は、第１中間線３０ａによって互いに直列に接続された第１上アームスイッチング素子Ｑ１及び第１下アームスイッチング素子Ｑ２と、第２中間線３０ｂによって互いに直列に接続された第２上アームスイッチング素子Ｑ３及び第２下アームスイッチング素子Ｑ４と、を有している。

１次側回路３０は入力端１１，１２に接続されている。詳細には、両上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、第１入力端１１に接続されており、両下アームスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、第２入力端１２に接続されている。入力電力としての放電電圧Ｖｂの直流電力は、１次側回路３０に入力される。

２次側回路４０は、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２から入力される交流電力を直流電力に変換（換言すれば整流）するものである。２次側回路４０は、出力端２１，２２に接続されており、２次側回路４０によって変換された直流電力は出力端２１，２２から出力される。

２次側回路４０は、例えばダイオードブリッジを有している。詳細には、２次側回路４０は、第３中間線４０ａによって互いに順方向に接続された第１上アームダイオードＤ１及び第１下アームダイオードＤ２と、第４中間線４０ｂによって互いに順方向に接続された第２上アームダイオードＤ３及び第２下アームダイオードＤ４と、を有している。また、２次側回路４０は、ダイオードブリッジから出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサ４１を有している。

両接続線ＬＮ１，ＬＮ２は、１次側回路３０と２次側回路４０とを接続するものである。換言すれば、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２は、１次側回路３０に接続されており、２次側回路４０は、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２によって１次側回路３０に接続されている。詳細には、第１接続線ＬＮ１は、第１中間線３０ａと第３中間線４０ａとを接続しており、第２接続線ＬＮ２は、第２中間線３０ｂと第４中間線４０ｂとを接続している。

共振回路５０は、第１接続線ＬＮ１上に設けられた第１コンデンサＣ１と、第２接続線ＬＮ２上に設けられた第２コンデンサＣ２と、を有している。１次側回路３０と２次側回路４０とは、両コンデンサＣ１，Ｃ２を介して接続されている。

両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスは例えば同一である。ただし、これに限られず、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスは異なっていてもよい。
第３接続線ＬＮ３は、両コンデンサＣ１，Ｃ２よりも２次側回路４０寄りに設けられており、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２を接続している。詳細には、第３接続線ＬＮ３は、第１接続線ＬＮ１における第１コンデンサＣ１と２次側回路４０とを接続している部分と、第２接続線ＬＮ２における第２コンデンサＣ２と２次側回路４０とを接続している部分と、を接続している。

本実施形態の共振回路５０は、励磁インダクタＬ１と、共振インダクタＬ２と、を備えている。
励磁インダクタＬ１は、第３接続線ＬＮ３上に設けられている。励磁インダクタＬ１は、例えば専用のコイルで構成されていてもよいし、第３接続線ＬＮ３に含まれる寄生インダクタンスによって構成されていてもよい。励磁インダクタＬ１のインダクタンスは、例えば共振インダクタＬ２のインダクタンスよりも高い。なお、説明の便宜上、以降の説明において励磁インダクタＬ１を流れる電流を励磁電流ともいう。

共振インダクタＬ２は、例えば第１接続線ＬＮ１上に設けられている。共振インダクタＬ２は、例えば専用のコイルで構成されていてもよいし、第１接続線ＬＮ１に含まれる寄生インダクタンスによって構成されていてもよい。

本実施形態では、共振インダクタＬ２は、励磁インダクタＬ１よりも１次側回路３０寄りに設けられている。詳細には、共振インダクタＬ２は、第１接続線ＬＮ１上において、第１コンデンサＣ１と、第３接続線ＬＮ３との接続点との間に設けられている。このため、励磁電流は共振インダクタＬ２にも流れる。したがって、共振インダクタＬ２においても逆起電力が発生する。すなわち、本実施形態では、両インダクタＬ１，Ｌ２が、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作に伴い励磁するインダクタンス成分として機能する。

本実施形態の共振回路５０は、両コンデンサＣ１，Ｃ２と両インダクタＬ１，Ｌ２とによって構成されている。１次側回路３０と２次側回路４０とは、共振回路５０を介して接続されているといえる。

かかる構成によれば、両コンデンサＣ１，Ｃ２によって、１次側回路３０と２次側回路４０とが絶縁されている。詳細には、両コンデンサＣ１，Ｃ２によって、１次側回路３０と２次側回路４０との間での直流電力の伝送が遮断（換言すれば規制）されている。一方、両コンデンサＣ１，Ｃ２を介した交流電力の伝送は可能となっている。

すなわち、本実施形態において容量絶縁型とは、両コンデンサＣ１，Ｃ２によって１次側回路３０及び２次側回路４０間の直流電力の伝送が遮断されている形式を意味しており、１次側回路３０及び２次側回路４０間の交流電力の伝送は許容されている。

ここで、本実施形態の共振回路５０は、２種類の共振周波数ｆｍ１，ｆｍ２を有している。第１共振周波数ｆｍ１は、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスと両インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスによって決まる共振周波数である。第２共振周波数ｆｍ２は、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスと共振インダクタＬ２のインダクタンスによって決まる共振周波数である。第２共振周波数ｆｍ２は、第１共振周波数ｆｍ１よりも高い。

図１に示すように、容量絶縁型電力変換装置１０は、１次側回路３０の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する制御部としての制御回路６０を備えている。
制御回路６０は、例えば各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御するための制御処理を実行するプログラムや必要な情報が記憶されたメモリと、上記プログラムに基づいて制御処理を実行するＣＰＵとを有する構成でもよい。

ただし、これに限られず、制御回路６０は、例えば専用ハードウェア回路を有する構成でもよいし、１又は複数の専用ハードウェア回路とソフトウェア処理を実行するＣＰＵとの組み合わせでもよい。換言すれば、制御回路６０の具体的な構成は任意であり、例えば１つ以上の専用のハードウェア回路、及び、コンピュータプログラム（ソフトウェア）に従って動作する１つ以上のプロセッサの少なくとも一方によって実現されていればよい。

制御回路６０は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を所定のスイッチングパターンでＯＮ／ＯＦＦさせる。
例えば、第１上アームスイッチング素子Ｑ１及び第２下アームスイッチング素子Ｑ４がＯＮ状態であり、且つ、第１下アームスイッチング素子Ｑ２及び第２上アームスイッチング素子Ｑ３がＯＦＦ状態であるスイッチングパターンを第１パターンとする。そして、第１上アームスイッチング素子Ｑ１及び第２下アームスイッチング素子Ｑ４がＯＦＦ状態であり、且つ、第１下アームスイッチング素子Ｑ２及び第２上アームスイッチング素子Ｑ３がＯＮ状態であるスイッチングパターンを第２パターンとする。制御回路６０は、スイッチング周波数ｆでスイッチングパターンを第１パターンと第２パターンとに交互に切り替える。これにより、放電電圧Ｖｂの直流電力が交流電力に変換される。

ここで、本実施形態の制御回路６０は、スイッチング周波数ｆを制御することにより、２次側回路４０（換言すれば出力端２１，２２）から出力される直流電力の電圧（以下、「出力電圧Ｖｏｕｔ」という。）を制御する。この点について図２を用いて以下に詳細に説明する。図２は、スイッチング周波数ｆに対する変換比Ｒを模式的に示すグラフである。変換比Ｒとは、放電電圧Ｖｂに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比率である。

図２に示すように、本実施形態の容量絶縁型電力変換装置１０においては、変換比Ｒはスイッチング周波数ｆに応じて変動する。詳細には、スイッチング周波数ｆが第１共振周波数ｆｍ１である場合に変換比Ｒが最大となる。変換比Ｒの最大値は「１」よりも大きい。そして、スイッチング周波数ｆが第１共振周波数ｆｍ１よりも大きくなるに従って変換比Ｒは小さくなり、スイッチング周波数ｆが第２共振周波数ｆｍ２となるとき、変換比Ｒは「１」となる。スイッチング周波数ｆが第２共振周波数ｆｍ２よりも高くなると、変換比Ｒは、「１」よりも小さくなる。

すなわち、スイッチング周波数ｆが第１共振周波数ｆｍ１から第２共振周波数ｆｍ２までの範囲内（ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２）であれば、変換比Ｒは「１」以上となるため、出力電圧Ｖｏｕｔは放電電圧Ｖｂ以上となる。つまり、スイッチング周波数ｆが第１共振周波数ｆｍ１から第２共振周波数ｆｍ２までの範囲内である場合、容量絶縁型電力変換装置１０において昇圧動作が行われる。

また、ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２である条件下では、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、電圧が０Ｖとなっている状態でスイッチングを行うことが可能である。すなわち、ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２である条件下での各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオンは、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）である。換言すれば、ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２である条件下でのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオン時のスイッチング方式は、ソフトスイッチング方式となっている。

ちなみに、ｆｍ１≦ｆ≦ｆｍ２である条件下では、２次側回路４０の各ダイオードＤ１～Ｄ４の動作は、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となっている。これにより、リカバリー電流が発生しにくいため、順方向電圧の低いダイオードを用いることができる。したがって、損失の低減を図ることができる。

一方、スイッチング周波数ｆが第２共振周波数ｆｍ２よりも大きい場合（ｆ＞ｆｍ２）、変換比Ｒは「１」未満となるため、出力電圧Ｖｏｕｔは放電電圧Ｖｂよりも低くなる。すなわち、スイッチング周波数ｆが第２共振周波数ｆｍ２よりも高い場合、容量絶縁型電力変換装置１０において降圧動作が行われる。

制御回路６０は、例えば、放電電圧Ｖｂと上記周波数特性とに基づいて、所望の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されるようにスイッチング周波数ｆを制御する。詳細には、制御回路６０は、放電電圧Ｖｂと出力電圧Ｖｏｕｔの目標値とに基づいて、目標となる変換比Ｒを導出し、当該変換比Ｒが得られるスイッチング周波数ｆで各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。

例えば、制御回路６０は、昇圧動作を行う場合には、スイッチング周波数ｆを第１共振周波数ｆｍ１から第２共振周波数ｆｍ２までの範囲内で制御する一方、降圧動作を行う場合には、スイッチング周波数ｆを第２共振周波数ｆｍ２よりも高くする。

次に本実施形態の作用について説明する。
各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がスイッチング周波数ｆでＯＮ／ＯＦＦすることにより電力変換が行われる。本実施形態では、１次側回路３０によって放電電圧Ｖｂの直流電力が交流電力に変換され、１次側回路３０、両コンデンサＣ１，Ｃ２及び励磁インダクタＬ１によって電圧変換が行われる。そして、電圧変換された交流電力が２次側回路４０によって整流される。この場合、スイッチング周波数ｆを変更することにより変換比Ｒが変更され、出力電圧Ｖｏｕｔが変更される。

以上詳述した本実施形態によれば以下の効果を奏する。
（１）容量絶縁型電力変換装置１０は、１次側回路３０と、１次側回路３０に接続された第１接続線ＬＮ１及び第２接続線ＬＮ２と、第１コンデンサＣ１と、第２コンデンサＣ２と、第３接続線ＬＮ３と、励磁インダクタＬ１と、２次側回路４０と、制御部としての制御回路６０と、を備えている。

１次側回路３０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を有し、当該スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が所定のスイッチング周波数ｆでＯＮ／ＯＦＦすることにより、入力電力としての放電電圧Ｖｂの直流電力を交流電力に変換する。コンデンサＣ１，Ｃ２は接続線ＬＮ１，ＬＮ２上に設けられている。第３接続線ＬＮ３は、両コンデンサＣ１，Ｃ２よりも２次側回路４０寄りに設けられており、第１接続線ＬＮ１及び第２接続線ＬＮ２を接続している。励磁インダクタＬ１は、第３接続線ＬＮ３上に設けられている。２次側回路４０は、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２によって両コンデンサＣ１，Ｃ２を介して１次側回路３０に接続されており、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２から入力される交流電力を直流電力に変換する。制御回路６０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御するものであり、スイッチング周波数ｆを制御することにより、２次側回路４０から出力される直流電力の電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。

かかる構成によれば、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がスイッチング周波数ｆでＯＮ／ＯＦＦすることにより、容量絶縁型電力変換装置１０にて入力電力を直流電力に変換する電力変換が行われる。

この場合、１次側回路３０と２次側回路４０との間に両コンデンサＣ１，Ｃ２が介在しているため、両者が絶縁されている。これにより、何らかの要因によって異常が発生した場合であっても、直流電力が１次側回路３０と２次側回路４０との間を伝送することを抑制できるため、安全性の向上を図ることができる。

特に、本実施形態では、トランスではなく、両コンデンサＣ１，Ｃ２によって絶縁が実現されている。一般的に、両コンデンサＣ１，Ｃ２は、トランスと比較して、軽量及び小型であるとともに安価である。これにより、トランスを用いる構成と比較して、軽量化、小型化及びコストの低減を図ることができる。

また、上記両コンデンサＣ１，Ｃ２及び励磁インダクタＬ１を有する容量絶縁型電力変換装置１０では、スイッチング周波数ｆに応じて、入力電力の電圧（本実施形態では放電電圧Ｖｂ）に対する出力電圧Ｖｏｕｔの比率である変換比Ｒが変わる。この特性に着目し、本実施形態の制御回路６０は、スイッチング周波数ｆを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。これにより、両コンデンサＣ１，Ｃ２を用いて絶縁する構成において、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。

（２）容量絶縁型電力変換装置１０は、第１接続線ＬＮ１上又は第２接続線ＬＮ２上（本実施形態では第１接続線ＬＮ１上）に設けられた共振インダクタＬ２と、両コンデンサＣ１，Ｃ２及び両インダクタＬ１，Ｌ２を含む共振回路５０と、を備えている。

かかる構成によれば、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオンをＺＶＳとすることができるため、損失の低減及びサージの抑制を図ることができる。
（３）共振インダクタＬ２は、励磁インダクタＬ１よりも１次側回路３０寄りに設けられている。

かかる構成によれば、励磁インダクタＬ１を流れる電流である励磁電流は共振インダクタＬ２にも流れる。これにより、共振インダクタＬ２も、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作に伴い励磁するインダクタンス成分として機能するため、励磁インダクタＬ１のインダクタンスを下げることができる。したがって、励磁インダクタＬ１の小型化などを図ることができる。

（４）共振回路５０は２種類の共振周波数ｆｍ１，ｆｍ２を有する。第１共振周波数ｆｍ１は、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスと両インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスに基づく共振周波数である。第２共振周波数ｆｍ２は、両コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンスと共振インダクタＬ２のインダクタンスに基づく共振周波数である。第２共振周波数ｆｍ２は、第１共振周波数ｆｍ１よりも高い。

かかる構成において、制御回路６０は、昇圧動作を行う場合には、スイッチング周波数ｆを第１共振周波数ｆｍ１から第２共振周波数ｆｍ２までの範囲内に制御する一方、降圧動作を行う場合には、スイッチング周波数ｆを第２共振周波数ｆｍ２よりも高くする。

かかる構成によれば、スイッチング周波数ｆを制御することにより、昇圧と降圧との双方を行うことができる。
なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。また、技術的に矛盾が生じない範囲内で上記実施形態と各別例とを組み合わせてもよい。

○ 図３に示すように、共振インダクタＬ２は、励磁インダクタＬ１よりも２次側回路４０寄りに設けられていてもよい。例えば、共振インダクタＬ２は、第１接続線ＬＮ１における第３接続線ＬＮ３との接続点と２次側回路４０との間の部分上に設けられていてもよい。この場合、励磁電流が共振インダクタＬ２に流れることを抑制できるため、共振インダクタＬ２によって生じる損失を低減できる。

○ 共振インダクタＬ２と第１コンデンサＣ１とは逆に配置されていてもよい。詳細には、共振インダクタＬ２が第１コンデンサＣ１よりも１次側回路３０の近くに設けられていてもよい。

○ １次側回路３０は、入力電力を交流電力に変換することができればその具体的な回路構成は任意である。
例えば、図４に示すように、１次側回路３０は、互いに直列に接続された直列キャパシタＣｘ、上アームスイッチング素子Ｑｘ及び下アームスイッチング素子Ｑｙを有する構成でもよい。直列キャパシタＣｘ及び両アームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙの直列接続体は、入力端１１，１２に接続されている。

この場合、第１接続線ＬＮ１は、第１入力端１１と直列キャパシタＣｘとを接続する線と、２次側回路４０とを接続している。第２接続線ＬＮ２は、両アームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙを接続する線と２次側回路４０とを接続している。

また、共振回路５０の具体的な回路構成は任意である。例えば、容量絶縁型電力変換装置１０は、第３接続線ＬＮ３とは別に第４接続線ＬＮ４を有していてもよい。第４接続線ＬＮ４は、例えば共振インダクタＬ２及び両コンデンサＣ１，Ｃ２よりも１次側回路３０寄りに配置されている。詳細には、第４接続線ＬＮ４は、第１接続線ＬＮ１における１次側回路３０と共振インダクタＬ２とを接続している部分と、第２接続線ＬＮ２における１次側回路３０と第２コンデンサＣ２とを接続している部分とを接続している。

共振回路５０は、第３接続線ＬＮ３上に設けられた第１励磁インダクタＬ１とは別に、第４接続線ＬＮ４上に設けられた第２励磁インダクタＬ３を備えている。つまり、本別例の共振回路５０は、両コンデンサＣ１，Ｃ２と各インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３とによって構成されている。

かかる構成によれば、両アームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙのデューティ比に応じて、出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。したがって、制御回路６０は、両アームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙのデューティ比を制御することにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２を用いて１次側回路３０と２次側回路４０とを絶縁しつつ、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを実現することができる。

○ 制御回路６０は、１次側回路３０の位相を制御することにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御するものでもよい。換言すれば、容量絶縁型電力変換装置１０は、位相シフト方式のＤＣ／ＤＣコンバータでもよい。

○ 要は、容量絶縁型電力変換装置１０は、スイッチング素子を有する１次側回路３０、２次側回路４０、両接続線ＬＮ１，ＬＮ２、両コンデンサＣ１，Ｃ２及び励磁インダクタＬ１を有し、スイッチング周波数ｆ、デューティ比又は位相に応じて出力電圧Ｖｏｕｔが変化するように構成されていればよい。そして、制御回路６０は、スイッチング周波数ｆ、デューティ比又は位相を制御することにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御するものであればよい。

○ ２次側回路４０は、共振回路５０から入力される交流電力を直流電力に変換することができればその具体的な回路構成は任意である。例えば、２次側回路４０は、ダイオードに代えて、２次側スイッチング素子を有し、当該２次側スイッチング素子がスイッチング周波数ｆでＯＮ／ＯＦＦすることにより電力変換を行う構成でもよい。

また、２次側回路４０は、共振回路５０から入力される交流電力を昇圧又は降圧しながら直流電力に変換するものであってもよい。この場合、１次側回路３０におけるスイッチング周波数ｆ、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のデューティ比又は位相と、２次側回路４０との双方を制御することにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御する構成でもよい。つまり、容量絶縁型電力変換装置１０は、１次側回路３０のみで出力電圧Ｖｏｕｔを制御する構成に限られない。

○ 共振回路５０は、両コンデンサＣ１，Ｃ２及び両インダクタＬ１，Ｌ２以外の素子を含んでもよい。要は、共振回路５０は、少なくとも両コンデンサＣ１，Ｃ２及び両インダクタＬ１，Ｌ２を有していればよい。

○ 共振インダクタＬ２は、第２接続線ＬＮ２上に設けられていてもよい。また、共振インダクタＬ２は、第１接続線ＬＮ１上と第２接続線ＬＮ２上との双方に設けられていてもよい。

○ 共振インダクタＬ２を省略してもよい。この場合であっても、容量絶縁型電力変換装置１０において電力変換は可能である。ただし、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオン時にソフトスイッチング方式を実現することができる点に着目すれば、容量絶縁型電力変換装置１０は共振インダクタＬ２を有している方がよい。

○ 容量絶縁型電力変換装置１０は、２次側回路４０と出力端２１，２２との間に設けられたＤＣ／ＤＣ変換回路又はＤＣ／ＡＣ変換回路を別途備えていてもよい。
○ 容量絶縁型電力変換装置１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータであったがこれに限られない。例えば、容量絶縁型電力変換装置１０は、入力電力として交流電力が入力されるものであって、当該交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換装置でもよい。すなわち、入力電力は、蓄電装置１０１の電力に限られず、任意であり、例えば交流電力であってもよい。この場合、容量絶縁型電力変換装置１０は、入力電力を整流して１次側回路３０に出力する整流回路を備えてもよい。

１０…容量絶縁型電力変換装置、３０…１次側回路、４０…２次側回路、５０…共振回路、６０…制御回路、Ｃ１…第１コンデンサ、Ｃ２…第２コンデンサ、ＬＮ１…第１接続線、ＬＮ２…第２接続線、ＬＮ３…第３接続線、Ｌ１，Ｌ３…励磁インダクタ、Ｌ２…共振インダクタ、Ｑ１～Ｑ４…スイッチング素子、ｆ…スイッチング周波数、ｆｍ１…第１共振周波数、ｆｍ２…第２共振周波数、Ｖｏｕｔ…出力電圧。

Claims

スイッチング素子を有し、当該スイッチング素子が所定のスイッチング周波数でＯＮ／ＯＦＦすることにより入力電力を交流電力に変換する１次側回路と、
前記１次側回路に接続された第１接続線及び第２接続線と、
前記第１接続線上に設けられた第１コンデンサと、
前記第２接続線上に設けられた第２コンデンサと、
前記両接続線によって前記両コンデンサを介して前記１次側回路に接続され、前記両接続線から入力される交流電力を直流電力に変換する２次側回路と、
前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサよりも前記２次側回路寄りに設けられ、前記第１接続線と前記第２接続線とを接続する第３接続線と、
前記第３接続線上に設けられた励磁インダクタと、
前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング周波数、前記スイッチング素子のデューティ比又は位相を制御することにより、前記２次側回路から出力される直流電力の電圧である出力電圧を制御することを特徴とする容量絶縁型電力変換装置。
前記第１接続線上又は前記第２接続線上に設けられた共振インダクタと、
前記両コンデンサ、前記共振インダクタ及び前記励磁インダクタを含む共振回路と、
を備えている請求項１に記載の容量絶縁型電力変換装置。
前記共振インダクタは、前記励磁インダクタよりも前記１次側回路寄りに設けられている請求項２に記載の容量絶縁型電力変換装置。
前記共振回路は、前記両コンデンサのキャパシタンス及び前記両インダクタのインダクタンスに基づく第１共振周波数と、前記両コンデンサのキャパシタンス及び前記共振インダクタのインダクタンスに基づく周波数であって前記第１共振周波数よりも高い第２共振周波数とを有し、
前記制御部は、
昇圧動作を行う場合には、前記スイッチング周波数を前記第１共振周波数から前記第２共振周波数までの範囲内で制御する一方、
降圧動作を行う場合には、前記スイッチング周波数を前記第２共振周波数よりも高くする請求項３に記載の容量絶縁型電力変換装置。
前記共振インダクタは、前記励磁インダクタよりも前記２次側回路寄りに設けられている請求項２に記載の容量絶縁型電力変換装置。