JPH08280178A - 直流分離出力電圧発生用回路装置 - Google Patents

直流分離出力電圧発生用回路装置

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JPH08280178A
JPH08280178A JP8085216A JP8521696A JPH08280178A JP H08280178 A JPH08280178 A JP H08280178A JP 8085216 A JP8085216 A JP 8085216A JP 8521696 A JP8521696 A JP 8521696A JP H08280178 A JPH08280178 A JP H08280178A
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frequency
power supply
inductance
capacitance
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JP8085216A
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English (en)
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Manfred Albach
アルバッハ マンフレート
Thomas Duerbaum
ダーバーム トーマス
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Electronics NV
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 原理的には損失無しで、図１に示された従来
の直流分離出力電圧発生用回路装置を変形する。 【解決手段】 第１インダクタンス（６）と第２整流装
置（７）との間の接合点（22）を、第２インダクタンス
（12）とスイッチング装置（13）との間の接合点（24）
と結合する第１制御キャパシタンス（23）と並列に配設
された、第２制御キャパシタンス（28）と第２スイッチ
ング装置（29）との直列配置を具えて、第１インダクタ
ンス（６）と第１制御キャパシタンス（23）とは、それ
により決定される共振周波数が第２周波数よりも大きく
且つ第２周波数が第１周波数に対して大きいように選択
されて、一方第２制御キャパシタンス（28）が第１制御
キャパシタンス（23）に対して大きいように選択される
ような方法で寸法決めされる直流分離出力電圧発生用回
路装置。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は少なくともほぼ正弦
波状交流入力電圧から少なくとも直流出力電圧を発生す
るための回路装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】原理的には、この種類の回路装置は、Ot
mer Kilgenstein による研究論文である「Schaltnetzte
ile in der Praxis 」から既知である。これらの装置に
おいては、正弦波状電源交流電圧が、１個以上の直流出
力電圧を発生するスイッチモード電源に対する入力電圧
としてその時働く直流電圧へ、ブリッジ整流器と貯蔵コ
ンデンサとによって変換される。これらの出力電圧は、
電源交流電圧へ直流分離されても、あるいは直流結合さ
れてもよい。この既知の回路装置の本質的な欠点は、電
源周波数の領域内、すなわち低周波数領域内におけると
同時に、スイッチング周波数及びそれらの高調波の領域
内での、すなわち比較的高い周波数における電磁気的妨
害の発生である。電源周波数すなわち低周波数領域にお
ける場合には、特に電源から引き出された電流の強い歪
みが、非常に有害な方法でそれ自身現れる。
【０００３】今でに説明した種類のスイッチモード電源
において注意されるべき別の問題点は、スイッチモード
電源の高周波数スイッチにおけるスイッチング損失の発
生である。スイッチング周波数の増大と共に増大するこ
れらのスイッチング損失は、特に高周波数スイッチの許
容できない熱的負荷へ導き、且つこの熱的負荷により与
えられる限界を越えたスイッチング周波数の増大を妨げ
る。しかしながら、これに反して、例えばスイッチモー
ド電源の磁気的構成要素の大きさの低減のために、スイ
ッチング周波数の増大が非常に望ましい。
【０００４】正弦波状入力電圧から直流電圧を発生する
ための回路装置は欧州特許明細書第EP-B1-0233315 号か
ら既知であり、その装置により電源周波数高調波が低減
される。この目的のために、既知の回路装置は、ダイオ
ードと、コイルと、コンデンサ及びトランジスタから成
るスイッチモード電源を具えており、その電源へ本質的
に正弦波状の入力電圧が整流器を介して印加され、その
電源の要素は、トランジスタがターンオンされた場合に
は、ダイオードが阻止され且つコイル電流が少なくとも
そのトランジスタを通って流れ、且つトランジスタがタ
ーンオフされた場合には、ダイオード及び負荷とコンデ
ンサとの並列回路を通って流れるように配設されてい
る。負荷は最終のユーザがそれを介して供給される（別
の）スイッチモード電源を具えてもよい。この回路装置
においては、直流分離を使用しないスイッチモード電源
が整流器とコンデンサとの間に配設される。この（別
の）スイッチモード電源は、正弦波状電流が電源からそ
れにより引き出され得て且つ電源交流電圧のピークより
も高いコンデンサにおける電圧を同時に発生するアップ
コンバータとして好適に構成される。従って、変圧器を
具えてもよい負荷内の次のスイッチモード電源は平均出
力電力に対して寸法決めされてもよい。この（別の）ス
イッチモード電源は高い入力電圧を供給されるので、そ
こに生じる電流及び従ってまた付随するオーミック損失
が比較的小さい。しかしながら、この（別の）スイッチ
モード電源用の回路構成要素の低減された数は、前述の
ように、コイル、フリーホイールダイオード及び対応す
る制御回路を有する高周波数動作スイッチを本質的に具
えているアップコンバータ用の構成要素の追加の数によ
り相殺される。
【０００５】高周波数スイッチにおけるフライバックパ
ルスの損失付随減衰がそれにより実行される（スナバー
又は電圧クランプと呼ばれる）減衰部材は、ドイツ国特
許明細書第DE-OS3537536号から、又は1993年５月の「Un
itrode Switching RegulatedPower Supply Design Semi
nar Manual 」に発表されたPhilip C, Toddによる論文
「Snubber Circuits; Theory, Design and Applicatio
n」から既知である。そのような回路は、それらが高周
波数スイッチにおけるカットオフ電圧の立ち上がり時間
を制限するので、高周波数妨害を低減するために特に用
いられ得る。実際には、高周波数スイッチにおける電圧
が阻止状態への切り換えへ早く上がり得るほど、容量的
な妨害電流が大きくなり、その電流が高周波数スイッチ
の環境、例えば消費器と大地とへ接続された高周波数ス
イッチ端子に一般に存在する寄生キャパシタンス内に流
れる。そのような妨害がまえもって減衰されない場合に
は、それらを抑制するために精密な電源フィルタが必要
になり得る。特に、そのような妨害がモニタ又はテレビ
ジョンセット内ばかりでなくその他の同等に高感度の装
置においても、それらが、例えばこれらの場合における
画像妨害として見えるようになり得るので、そのような
妨害がスイッチモード電源にそれらの影響を有し得る。
【０００６】また前述の減衰部材が追加の数の回路構成
要素に相当する。低及び高周波数妨害を抑制するための
前述の既知の手段が電源回路に一緒にとられねばならぬ
場合には、回路構成要素の数が特に増大する。
【０００７】低い数の回路構成要素により、電圧上昇が
低減される、すなわちスイッチモード電源の高周波数ス
イッチにおける電圧の上昇時間及び従って妨害及びスイ
ッチング損失が高周波数において低減され、且つ同時に
ことによると実質的に正弦波状電流がその電源から引き
出されるから、この電源電流の高調波及び従って低周波
数妨害はその回路装置により低減される回路は特開平7-
194122号公報から既知である。
【０００８】その回路装置が再び図１に示されている。
図２は二つの高周波数スイッチング周期に対する特有の
電圧波形を示している。瞬時t2において高周波数スイッ
チ13がスイッチオフされた場合には、変圧器の一次側12
における電流ILP がエネルギーを維持し且つコンデンサ
23とダイオード７及び27を通って流れると言う事実によ
って変圧器の一次側12における電流ILP が一定のままで
ある。事実上一定な電流ILP によって、コンデンサ23の
充電は時間的に線型な電圧変化によって反転される。変
圧器の一次側にこれも同時に存在するコンデンサ電圧UC
R が、量が一次側で変換された変圧器出力電圧と等しい
負の値を有する場合には、出力ダイオード16が導通にな
り、且つ変圧器内に蓄積されるエネルギーが出力コンデ
ンサ17から供給され得る。実際の回路においては、しか
しながら、変圧器は漏洩インダクタンスを現して、それ
が二次側における電流の増加と同時に一次側における電
流の上昇が任意の短い時間内に実現され得ず、すなわち
一次側に時間の短い期間の間まだ流れている電流が更に
別の量にまでもコンデンサ23を負に充電することを保証
する。結果として、高周波数スイッチ13に生じるカット
オフ電圧は非常に高くなり得て、かくして対応するカッ
トオフ電圧（例えば、800V）において高価な構成要素の
使用を必要にする。この理由のために、冒頭部分で参照
された文献から既知の保護回路（電圧クランプ）が非常
にしばしば用いられ、その電圧クランプが漏洩インダク
タンスからエネルギーを引き継ぎ且つそれを熱に変換す
る。
【０００９】一方において、この電圧クランプがスイッ
チモード電源の全体効率を減少し、他方において、図１
の回路との組み合わせが今や説明されるであろう更に望
ましくない問題点へ導く。図２に示された特性曲線はこ
の目的のために考えられるべきである。すでに解明した
ように、コンデンサ23は高周波数スイッチ13がスイッチ
オフされた後に負の電圧へ充電される。この電圧は新し
いスイッチングサイクルの開始まで維持される。瞬時t0
において高周波数スイッチ13がスイッチオンされた場合
に、コイル６とコンデンサ23とが整流された電源入力電
圧へ接続された共振回路を構成する。この回路部分が図
３にもう一度別に示されている。初期条件のIL(t0)＝０
及び UCR(t0)＜０により、電圧変化UCR(t)が次の式によ
り規定され得る。 UCR(t)＝[UCR(t0)−ｕi ] ×cos(ωt)＋ｕi この電圧の最大値として、値 UCRmax ＝２×ｕi −UCR(t0) ＝２×ｕi ＋｜UCR(t0) ｜ がcos(ωt)＝−１に対して得られる。電源交流電圧の零
交差に際して、すなわちｕi ＝０に際して、コンデンサ
電圧が最初の負値から共振の理由のために同じ振幅の正
の値までだけ変化できる。増大する電源電圧によって、
コンデンサ電圧は２×ｕi の付加的な値だけ上がり得
る。この関数の全体変動は図４に完全な電源半波に対し
て細線によって示されている。しかしながら、この全体
電圧が貯蔵コンデンサ８における電圧U2を越えた場合
に、ダイオード７が導通になり、２個のコンデンサ23及
び８が並列に配置される。コンデンサ８の非常に大きい
キャパシタンスによって、それ故に電圧が一定値U2にお
いて保持される。
【００１０】冒頭部分に参照された問題点は今や電源電
圧零交差の領域にある。ここで、電圧UCR はU2の下にと
どまる値に到達する。瞬時t2において高周波数スイッチ
13がスイッチオフされた場合に、このスイッチにおける
カットオフ電圧U3が U3＝U2−UCR として素子13, 23, ７及び８を具えているループ内の電
圧サイクルによって計算され得て、すなわちそのスイッ
チにおける電圧が零から二つの値U2とUCR との間の差値
まで直接跳躍する。スイッチング素子におけるカットオ
フ電圧の上昇時間はこの値の上だけにコンデンサ23によ
り制限されるだろう。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】高周波数スイッチにお
いて起こる最大カットオフ電圧が、すべての環境のもと
でのスイッチング素子における、すなわち零の電源入力
電圧においてもまた、電圧の制限された上昇時間を同時
に維持しながら、より低い値、例えば600Vにおいて原理
的には損失無しである電圧クランプによって制限され得
るような方法で、図１に示された回路装置を変形するこ
とが本発明の目的である。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によると、この目
的は交流入力電圧が印加され得て且つ整流された電圧を
得ることができる直流出力端子を有する第１整流装置に
よって、第１周波数の少なくとも実質的に正弦波状交流
入力電圧から、少なくとも直流出力電圧を発生するため
の回路装置であって、第１インダクタンスと第２整流装
置及び第１フィルタキャパシタンスがこの順序で直流出
力端子へ並列に接続された直列配置を構成する第１イン
ダクタンスと第２整流装置及び第１フィルタキャパシタ
ンスと、２個の入力端子を有するスイッチモード電源で
あって、それらの入力端子により前記スイッチモード電
源が第１フィルタキャパシタンスへ並列に配設され、且
つそれらの入力端子の間に前記スイッチモード電源が第
２周波数において導通状態と阻止状態とに交互に切り換
え得て且つ１個又は複数個の直流出力電圧を得ることが
できる第２インダクタンスとスイッチング装置との直列
配置を具えるスイッチモード電源と、同じく第１インダ
クタンスと第２整流装置との間の接合点を第２インダク
タンスとスイッチング装置との間の接合点と結合する第
１制御キャパシタンスと、同じく前記二つの接合点の間
の第１制御キャパシタンスへ並列に配設された第２制御
キャパシタンスと第２スイッチング装置との直列配置と
を具えており、第１インダクタンスと第１制御キャパシ
タンスとはそれにより決定される共振周波数が第２周波
数よりも大きく且つ第２周波数が第１周波数に対して大
きいように選択されて、一方第２制御キャパシタンスが
第１制御キャパシタンスに対して大きいように選択され
るような方法で寸法決めされることにより解決される。
【００１３】本発明による回路装置においては、２個の
制御キャパシタンスが電源電流の低周波数歪みを低減す
るためにアップコンバータの機能を引き継ぐばかりでな
く、スイッチング装置から発生する高周波数妨害を減衰
する、特に非導通状態への遷移に際してスイッチング装
置を横切る電圧の上昇時間の低減する機能をも引き継い
で、且つスイッチング装置において生じる最大カットオ
フ電圧の制限をも引き継いでいる。既知の消費的な減衰
部材と比較して、本発明による回路装置にはオーミック
損失が生じないので、この回路装置は少ししか加熱され
ず且つその効率が高められる。
【００１４】
【発明の実施の形態】この回路装置の動作の一般的な記
載は、特開平7-194122号公報に記載された回路装置の記
載に本質的に対応し、それから複写されてもよい。従っ
て、図５における二つの構成要素28及び29の結果として
の差のみが解明されるであろう。関連する電流特性と電
圧波形とは図６に示されている。
【００１５】主スイッチ13がスイッチオンされる瞬時t0
が出発点であると仮定しよう。スイッチ29も同じ瞬時に
スイッチオンされる。電圧UCR とUCC とは同じ負値を有
するので、スイッチ29は零電圧でオンされ且つ均等化電
流は２個のコンデンサ23と28との間に流れない。これら
の２個の構成要素はt0とt1との間の次の区間では並列接
続される。この並列回路23及び28とスイッチ13とを通っ
て、共振電流ILが流れる。二つのコンデンサの間の全体
電流ILの分離は二つの構成要素のキャパシタンスに比例
して達成され、すなわち電流の本質的に大きい方の部分
がコンデンサ28を通って流れる。２個の構成要素23及び
28の比較的大きい全体キャパシタンスによって、負電圧
UCR＝UCC が非常にゆっくりと最初に減少する。瞬時t1
においてスイッチ29がスイッチオフされ、すなわちコン
デンサ28における電圧UCC が次の時間区間の間一定のま
まになる。図６における瞬時t4まで、この回路は図１に
おける回路と類似して振る舞う。これまでの本質的な差
は、コンデンサ28の充電の部分的な反転によって、コイ
ル６内に付加的な電流が作り出されることである。電圧
値U2へコンデンサ23の充電を反転するために充分なエネ
ルギーがコイル６内に存在することが、すなわち電源電
圧の零交差においてもUCR の正値がU2と等しくなること
がこれにより達成される。スイッチオフの直後のスイッ
チ13における先に説明した電圧跳躍が確かに回避され
る。
【００１６】スイッチ13がスイッチオフされた後に、電
圧U3が電流ILP のピーク値とコンデンサ23の値とに依存
して、t3とt4との間の区間内に時間制限された方法で上
昇する。瞬時t4において、さしあたり負電圧UCR が電圧
UCC の値に達する。従って、MOSFETスイッチ29の逆ダイ
オードがこの瞬間に導通になり、且つ二つのコンデンサ
23と28とは再び並列になる。カットオフ電圧がU3の電圧
上昇と同じ上昇時間においてt3とt4との間の区間内にス
イッチ29において取り去られる。t4とt5との間の区間に
おいて、電圧 UCR＝UCC が並列接続された構成要素23と
28との本質的に大きい全体キャパシタンスによって非常
にゆっくりとだけ増大し、すなわち漏洩インダクタンス
内に蓄積されたエネルギーのみがスイッチ13を横切る全
体電圧の非常に制限された上昇へ導き、且つ従って低減
された電圧安定性を有するMOSFETの使用を許容する。
【００１７】スイッチ29のスイッチオン時間t1−t0によ
り、この回路装置は最適化のために別の自由度を与え
る。最小スイッチオン時間が、コンデンサ23の充電を完
全に反転するためにコイル６内に充分なエネルギーを蓄
積することにより与えられる。しかしながら、この時間
は瞬時t3まで、すなわちスイッチ13のスイッチオン時間
まで最大限増大され得るが、境界の場合（２個のスイッ
チ13及び29の同期スイッチング）には図４を参照して説
明したのと同じ問題が再び起こるだろ。それでもやは
り、例えばコンデンサ８における電圧を入力電圧の変動
に対して一定に維持するように、あるいは電源電流の高
調波を更に低減するように、t0とt3との間の区間内に瞬
時t1を固定することを制御の可能性が与えられる。
【００１８】電流ILP が減衰してしまった後に、図５に
示された回路は時間区間ｔ＞t5において図１に示された
回路と再び類似して振る舞う。今まで用いられた回路装
置と比較して、高周波数スイッチングサイクル内での改
善がかくして完全に記載された。
【図面の簡単な説明】
【図１】正弦波状入力電圧から少なくとも一つの直流電
圧を発生するための従来の回路装置の一例を示す基本的
な回路図である。
【図２】図１の回路における二つの高周波数スイッチン
グ周期に対する特有の電圧波形を示している。
【図３】図１の回路においてコイルとコンデンサとが整
流された電源入力電圧へ接続された共振回路を抜き出し
て示した回路図である。
【図４】コンデンサ電圧の波形を示す図である。
【図５】正弦波状入力電圧から少なくとも一つの直流電
圧を発生するための本発明による回路装置の一実施例を
示す基本的な回路図である。
【図６】図５における電流特性と電圧波形とを示す図で
ある。
【符号の説明】
１ 第１整流装置 ２，３ 交流入力端子 ４，５ 直流出力端子 ６ コイルすなわち第１インダクタンス ７ ダイオードすなわち第２整流装置 ８ 貯蔵コンデンサすなわち第１フィルタキャパシタン
ス ９ スイッチモード電源 10, 11 入力端子 12 変圧器の一次側すなわち第２インダクタンス 13 高周波数スイッチすなわちスイッチング装置 16 出力ダイオード 17 出力コンデンサ 18, 19 直流出力端子 22 第１インダクタンスと第２整流装置との間の接合点 23 コンデンサすなわち第１制御キャパシタンス 24 第２インダクタンスとスイッチング装置との間の接
合点 25 スイッチング装置のゲート 27 ダイオード 28 コンデンサすなわち第２制御キャパシタンス 29 第２スイッチング装置 30 第２スイッチング装置のゲート ICC 第２制御キャパシタンスを流れる電流 ICR 第１制御キャパシタンスを流れる電流 IL 共振電流 ILP 変圧器の一次側における電流 U1 第１インダクタンスと第２整流装置との間の接合点 U2 第１フィルタキャパシタンスの電圧 U3 第２インダクタンスとスイッチング装置との間の接
合点の電圧 U25 スイッチング装置のゲートの電圧 U30 第２スイッチング装置のゲートの電圧 UCC 第２制御キャパシタンスの電圧 UCR 第１制御キャパシタンスの電圧

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流入力電圧が入力端子（２，３）にお
    いて印加され得て且つ整流された電圧を得ることができ
    る直流出力端子（４，５）を有する第１整流装置（１）
    によって、第１周波数の入力端子（２，３）における少
    なくとも実質的に正弦波状交流入力電圧から、少なくと
    も直流出力電圧を出力端子（18, 19）において発生する
    ための回路装置であって、第１インダクタンス（６）と
    第２整流装置（７）及び第１フィルタキャパシタンス
    （８）がこの順序で直流出力端子（４，５）へ並列に接
    続された直列配置を構成する第１インダクタンス（６）
    と第２整流装置（７）及び第１フィルタキャパシタンス
    （８）と、２個の入力端子（10, 11）を有するスイッチ
    モード電源（９）であって、それらの入力端子により前
    記スイッチモード電源が第１フィルタキャパシタンス
    （８）へ並列に配設され、且つそれらの入力端子の間に
    前記スイッチモード電源が第２周波数において導通状態
    と阻止状態とに交互に切り換え得て且つ１個又は複数個
    の直流出力電圧を出力端子（18, 19）において得ること
    ができる第２インダクタンス（12）とスイッチング装置
    （13）との直列配置を具えているスイッチモード電源
    （９）と、同じく第１インダクタンス（６）と第２整流
    装置（７）との間の接合点（22）を第２インダクタンス
    （12）とスイッチング装置（13）との間の接合点（24）
    と結合する第１制御キャパシタンス（23）と、同じく前
    記接合点（22と24）の間の第１制御キャパシタンス（2
    3）へ並列に配設された第２スイッチング装置（29）と
    第２制御キャパシタンス（28）との直列配置とを具えて
    おり、第１インダクタンス（６）と第１制御キャパシタ
    ンス（23）とはそれにより決定される共振周波数が第２
    周波数よりも大きく且つ第２周波数が第１周波数に対し
    て大きいように選択されて、一方第２制御キャパシタン
    ス（28）が第１制御キャパシタンス（23）に対して大き
    いように選択されるような方法で寸法決めされる直流分
    離出力電圧発生用回路装置。
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