MXPA02000016A - Circuito de suministro de energia de conmutacion. - Google Patents

Circuito de suministro de energia de conmutacion.

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Abstract

Un circuito de suministro de energia de conmutacion, que es pequeno, de peso. ligero, y altamente eficiente para conversion de energia, incluye un transformador convertidor aislante que esta formado por un nucleo sin espacio y un enrollamiento primario y un enrollamiento secundario enrollados en el nucleo, de modo que la inductancia mutua entre los enrollamientos que exhiba un modo de aditivo, Un circuito rectificador de media onda esta provisto en el lado secundario del circuito y efectua una operacion de rectificacion en el modo de aditivo para obtener un voltaje de salida de corriente continua del lado secundario. En un sistema de circuito de control de voltaje constante para estabilizar el voltaje de salida del lado secundario, la frecuencia de conmutacion de un elemento de conmutacion se varia en respuesta al nivel de voltaje de salida del lado secundario, para controlar la impedancia de resonancia de un circuito de resonancia paralelo del lado primario y el angulo de continuidad del elemento de conmutacion en forma opuesta.

Description

( ( CIRCUITO DE SUMINISTRO DE ENERGÍA DE CONMUTACIÓN Campo Técnico Esta invención ST relaciona con ur. circuito de suministro de energía de conmutación que se puede incorporar como un suministro de energía en diversos dispositivos electrónicos.
Técnica Anterior Un circuito de suministro de energía de conmutación puede adoptar un convertidor de conmutación tal como un convertidor de retorno o un convertidor de avance. Puesto que estos convertidores de conmutación utilizan una señal de forma de onda rectangular para una operación de conmutación, un circuito de suministro de energía de conmutación que adopta dicho convertidor también se puede llamar un suministro de energia de conmutación duro. La Figura 7 ilustra un circuito 700 de suministro de energía de conmutación duro adoptando un sistema de Convertidor de Estrangulación de Llamada ("RCC"). El circuito 700 de suministro de energía se utiliza como un suministro d? energía de espera proporcionado separadamente de un suministro de energía principal y está construido de manera de satisfacer, por ejemplo, una condición de carga baja en donde la energía de carga (Po) es 50 W o menos u otra condición en donde la energía de carga Po es 0.5 W o menos . Como se muestra en la Figura 7, el circuito 700 de suministro de energía incluye un transformador de convertidor CVT que tiene un arrollamiento de impulsión NB, un arrollamiento primario NI en un lado primario, y un arrollamiento secundario N2 en un lados secundario. De esta manera, el circuito 700 de suministro de energía está dividido en un lado 710 primario y un lado 715 secundario . El circuito 700 de suministro de energía incluye un circuito 705 de filtración de rectificador para recibir un suministro de energía de Corriente Alterna ( "AC" ) comercial con un voltaje VAC de AC de entrada y producir un voltaje Ei de entrada de Corriente Directa ( "DC" ) . El circuito 705 de filtración de rectificador es un circuito rectificador de multiplicación de voltaje de onda completa compuesto de un circuito Di de rectificador de puente y un capacitor Ci de filtración. El circuito 705 de suavi'zación de rectificador produce voltaje Ei de entrada de DC filtrado rectificado que es substancialmente igual al voltaje VAC de entrada de AC. Además, un resistor Ri de limitación de corriente entrante se interpone en una trayectoria de corriente de rectificador del circuito 705 de suavización de rectificador a fin de suprimir cualquier pico de corriente entrante inicial de fluir hacia el capacitor Ci de filtración, por ejemplo, cuando el suministro de energía de AC se proporciona inicialmente al circuito 705. El elemento Ql de conmutación recibe y conmuta voltaje Ei de entrada de DC para producir una salida de conmutación, De manera ilustrativa, se usa un transistor bipolar para elemento Ql de conmutación. El colector del elemento Ql de conmutación está conectado a una terminal de electrodo positivo del capacitor Ci de filtración a través de una conexión en serie al arrollamiento NI primario del transformador de convertidor CVT. La base del elemento Ql de conmutación está conectada para recibir el voltaje Ei filtrado rectificado a través de un resistor RS de inicio de manera que una corriente de base se puede suministrar al mismo al iniciar. Además una conexión de circuito en serie del resistor RB de limitación de corriente de base, un diodo D4, y arrollamiento NB de impulsión se conecta a la base del elemento Ql de conmutación. Un extremo del arrollamiento NB de impulsión se pone a tierra. Un capacitor CB se conecta en paralelo al diodo D , El resistor RB de limitación de corriente de base, el diodo D4 , el arrollamiento BN de impulsión, y el capacitor CB cooperativamente formar un circuito de impulsión de oscilación autoexcitado que oscila e impulsa al elemento Ql de conmutación de una manera autoexcitada , El emisor del elemento Ql de conmutación se conecta a tierra a través de un resistor R7. El transformador CVT de convertidor se proporciona para transmitir una salida de conmutación obtenida por el lado 710 primario del circuito 700 de suministro de energía al lado 715 secundario y tiene el arrollamiento NI primario y el arrollamiento N2 secundario arrollados en el mismo. Asimismo, el arrollamiento NB de impulsión para oscilación autoexcitada arriba descrito se arrolla en el lado primario del transformador CVT de convertidor Un circuito rectificador de media onda formado por un diodo D01 rectificador y un capacitor COI de filtración se conecta al arrollamiento N2 secundario del transformador CVT de convertidor y produce y da salida a un voltaje EOl de salida de DC del lado secundario, El voltaje EOl de salida de DC de lado secundario se suministra a una carga (no mostrada) y además se da entrada como un voltaje de detección a un circuito 7 de control para control de voltaje constante.
El circuito 7 de control incluye un fotoacoplador PC para aislar, en DC, partes del mismo en ßl lado 715 secundario de partes en el lado 710 primario. En el lado 715 secundario, el circuito 7 de control comprende un par de resistores R3 y R4 que dividen el voltaje EOl de salida de DC del lado secuncario, y el voltaje dividido se da entrada a una entrada de detección de un elemento Q3 de detección. Un extremo del elemento Q3 de detección se conecta para recibir el voltaje EOl de salida de DC del lado secundario a través de una conexión en serie de un resistor Rl y un fotodiodo PD del fotoacoplador PC. E otro extremo del elemento Q3 de detección está conectado a tierra. Una conexión de circuito en serie de un capacitor Cll y un resistor R2 se conecta en paralelo al resistor R4. Otra conexión de circuito en serie de un capacitor C12 y un resistor R5 se conecta a través de una junta entre los resistores R4 y R3 y una junta entre el elemento Q3 de detección y el fotodiodo PD. En el lado 710 primario, el circuito 7 de control incluye un fototransistor PT de fotoacoplador PC. Un circuito rectificador de media onda formado por un diodo D3 y un capacitor C3 para rectificar y filtrar un voltaje alterno excitado en el arrollamiento NB de impulsión se conecta al colector del fototransistor PT de manera que un voltaje de DC baja obtenido por el circuito rectificador de media onda (D3 y C3) se pueda suministrar como suministro de energía de operación al fototransistor PT. El emisor del fototransistor PT se conecta a la base de un transistor Q , que sirve como un amplificador. Una conexión de circuito en serie de un resistor R8 y un diodo ZD Zener se inserta entre el emisor del fototransistor PT y una junta entre el arrollamiento NB de impulsión y el diodo D4. El colector del transistor Q4 se conecta a la base del elemento Ql de conmutación, y el emisor del transistor QA se conecta a tierra. La base del transistor QA se conecta al emisor del elemento Ql de conmutación a través de una conexión de circuito paralelo de un resistor R6 y un capacitor C13, y de esta manera, se conecta a tierra a través del resistor R7. Un circuito 10 de reajuste se forma conectando en serie el diodo DRS a una conexión de circuito en paralelo de un resistor RES y un capacitor CRS. El circuito 10 de reajuste .se conecta en paralelo al arrollamiento Ml primario. Un circuito 11 de protección incluye un capacitor Csn conectado en serie a un resistor Rsn. El colector del elemento Ql de conmutación se conecta a tierra a través del circuito 11 de protección, El circuito 10 de reajuste y el circuito 11 de protección se requieren para suprimir un voltaje de punta que aparece al desconectar el elemento Ql de conmutación , La operación de conmutación se inicia aplicando corriente al elemento Ql de conmutación a través del resistor RS de inicio, conectando de esta manera el elemento Ql de conmutación. Cuando el elemento Ql de conmutación está conectado, la energía magnética se almacena hacia el arrollamiento NI primario del transformador de convertidor CVT. Cuando el elemento de conmutación Ql está desconectado, la energía magnética almacenada en el arrollamie o NI primario se descarga al lado secundario del transformador CVT de convertidor. Esta operación se repite para producir un voltaje de salida en el lado secundario del transformador CVT de transformado . El circuito 7 de control varía la cantidad de corriente que pasa a través del elemento Q3 de detección en respuesta al voltaje EOl de salida de DC del iado secundario. El fotoacoplador PC varía de manera controlable la corriente de base suministrada al transistor QA en respuesta a la cantidad de corriente que fluye a travos del elemento Q3 de detección, variando de esta manera la corriente de colector del transistor QA . Puesto que el colector del transistor QA está conectado a la base del elemento Ql de conmutación, la corriente de base (cantidad de corriente de impulsión) a fluir desde el circuito de impulsión de oscilación autoexcitada (resistor RB, diodo D4 , impulsión NB, y capacitor CB ) a la base del elemento Ql de conmutación varía de conformidad con la corriente colectora del transistor Q4 , Consecuentemente, el tiempo conectado del elemento Ql de conmutación se varía, y como resultado, la frecuencia de conmutación se varía de manera controlable, realizando de esta manera el control de voltaje constante, El circuito 700 de suministro de energía que tiene la construcción mostrada en la Figura ?, un efecto de voltaje constante se puede obtener controlando una frecuencia de conmutación (fs) para aumentaren respuesta a una elevación en voltaje VAC de entrada de AC o una disminución en la energía Po de carga. La escala de control de la frecuencia fs de conmutación se ajusta a una escala amplia de 25 KHz a 250 KHz debido a que la sensibilidad de control es baja. Los diagramas de forma de onda en las Figuras 8A a 8C ilustran una operación de circuito 700 de suministro de energía, Un voltaje Vcp a través del elemento Ql de conmutación y resistor R7 (entre el colector del elemento Ql de conmutación y tierra) tiene una forma de onda tal como la mostrada en la Figura 8A. Como se muestra por la Figura 8A, el voltaje Vcp exhibe un nivel U durante un período TON cuando el elemento Ql de conmutación está encendido, pero exhibe una forma de un impulso rectangular a través de un período TOFF cuando el elemento Ql de conmutación está desconectado, Como se puede ver de la forma de onda de impulso del voltaje Vcp mostrado en la Figura 8A, se genera un voltaje de punta al desconectar el elemento Ql de conmutación mediante un componente de inductancLa de fuga del transformador de convertidor CVT y una capacidad distribuida (capacidad electrostática) entre los arrollamientos NI, N2 y NB en el transformador CVT de convertidor. El circuito 10 de reajuste y el circuito 11 de protección se proporcionan a fin de suprimir una porción de la forma de onda de voltaje Vcp cuando aparece el voltaje de punta. Una corriente Icp de colector fluye hacia el colector del elemento Ql de conmutación en respuesta a una operación de conmutación del elemento Ql de conmutación. La corriente Icp de colector fluye en una forma de onda como se muestra en la Figura 8B durante el período TON. Una corriente 12 rectificada fluye del arrollamiento N2 secundario hacia el diodo D01 rectificador durante el período TOFF cuando el elemento Ql de conmutación está desconectado, correspondiendo a la operación de conmutación de un RCC. Los convertidores de conmutación (retroceso o de avance) utilizados en un suministro de energía de conmutación duro, tal como el circuito 700, están limitados en eficiencia de conversión de energía y la cantidad de ruido de conmutación que pueden suprimir. De esta manera, diversos suministros de onergía de conmutación suaves, que emplean convertidores de conmutación de tipo resonancia, se pueden utilizar. Un convertidor de conmutación de tipo resonancia es ventajoso porque puede obtener fácilmente una elevada eficiencia de conversión de energía. Dicho convertidor también genera ruido inferior que un convertidor utilizado en un suministro de energía de conmutación duro debido a que la forma de onda de una operación de conmutación de un convertidor de tipo de resonancia es una forma de onda sinusoidal. El tipo de resonancia también es ventajoso debido a que se puede formar de un número de partes comparativamente pequeño , Un circuito 900 de suministro de energía de conmutación que satisface la condición de carga baja de tener una energía Po de cara de 50 W o menos o 0.5 W o menos se muestra en la Figura 9. Por sencillez, las porciones semejantes en la Figura 9 a aquellas en la Figura 7 están denotadas por números de referencia similares y su descripción se omite . Haciendo referencia a la Figura 9, el circuito 900 de suministro de energía incluye un convertidor autoexcitado del tipo de resonancia de corriente en donde un voltaje Ei filtrado rectificado se utiliza como un suministro de energía de operación. El convertidor de conmutación del circuito 900 de suministro de energía incluye un par de elementos Ql y Q2 de conmutación conectados en una conexión de medio puente, como se muestra en la Figura 9, e interpuesto entre la junta de lado de electrodo positivo de un capacitor Ci de filtración y tierra. Los resistores RS1 y RS2 de arranque están interpuestos entre el colector y la base de los elementos Ql y Q2 de conmutación, respectivamente, Un par de diodos DD1 y DD2 de sujeción están interpuestos entre la base y el emisor de los elementos Ql y Q2 de conmutación, respectivamente . Una conexión de circuito en serie de un capacitor CB1 de resonancia, un resistor RB1 de limitación de corriente de base, y un arrollamiento NB1 de impulsión (que tiene una inductancia LB1 ) se interpone entre la base del elemento Ql de conmutación y el colector del elemento Q2 de conmutación, formando de esta manera cooperativamente un circuito de resonancia en serie para oscilación autoexcitada y determinación de la frecuencia de conmutación del elemento Ql de conmutación . De manera similar, otra conexión de circuito en serie de un capacitor CB2 de resonancia un resistor RB2 de limitación de corriente de base., y un arrollamiento 1SIB2 de impulsión (que tiene una inductancia LB2) se interpone entre la base del elemento Q2 de conmutación y tierra, formando un circuito de resonancia en serie para oscilación autoexcitada y determinar la frecuencia de conmutación del elemento Q2 de conmutación Los capacitores CC1 y CC2 de resonancia parcial están conectados entre el colector y el emisor de los elementos Ql y Q2 de conmutación, respectivamente. Los capacitores CC1 y CC2 de resonancia parcial se proporcionan a fin de absorber el ruido de conmutación de los elementos Ql y Q2 de conmutación, respectivamente. Actúan además para obtener una operación do conmutación de voltaje de cero al desconectar los elementos Ql y Q2 de conmutación, respectivamente, de conformidad con las frecuencias de conmutación que se varían controlablemente por una operación de control de voltaje constante realizada de una manera tal como se describe más adelante. La operación reduce la pérdida de conmutación, Un transformador PRT de impulsión (Transformador de Regulación de Energíaj se proporciona para impulsar los elementos Ql y Q2 de conmutación y variar de manera controlable las frecuencias de conmutación para realizar control de voltaje constante. El transformador PRT de impulsión en el circuito 900 de suministro de energía es un reactor saturable ortogonal en el que los arrollamientos NBl y NB2 de impulsión y un arrollamiento ND de detección de corriente de resonancia están arrollados, y en el que un arrollamiento NC de control está arrollado en una dirección ortogonal a los arrollamientos NBl, NB2 , y ND . Un extremo del arrollamiento NBl de impulsión del transformador PRT de impulsión está conectado a la base del elemento Ql de conmutación a través ae una conexión en serie al capacitor CB1 de resonancia y el resistor RB1 de limitación de corriente de base, y el otro extremo del arrollamiento NBl de impulsión está conectado al emisor del elemento Ql de conmutación, Un extremo del arrollamiento NB2 de impulsión se conecta a tierra, y el otro extremo del arrollamiento NB2 de impulsión se conecta a la base del elemento Q2 de conmutación a través de una conexión en serie al capacitor CB2 de resonancia y el íesistor RB2 de limitación de corriente de base. El arrollamiento NBl de impulsión y el arrollamiento NB2 de impulsión están enrollados de manera que puedan generar voltajes que tienen polaridades opuestas, Un transformador de convertidor de aislamiento (Transformador de Aislamiento de Energía j transmite salidas de conmutación de los elementos Ql y Q2 de conmutación a su lado secundario. En este caso, un extremo del arrollamiento NI primario del transformador PIT de convertidor de aislamiento está conectado a una junta (punto de salida de conmutación) entre el emisor del elemento Ql de conmutación y el colector del elemento Q2 de conmutación a través del arrollamiento ND de detección de corriente de resonancia. El otro extremo del arrollamiento NI primario está conectado a tierra a través 'de un capacitor Cl de resonancia en serie de modo que se pueda obtener una señal de salida de conmutación, De esta manera, un circuito de resonancia en serie para una operación de convertidor de conmutación de tipo de resonancia de corriente se forma de una capacitancia de capacitor Cl de resonancia en serie y un componente de inductancia de fuga del transformador PIT de convertidor de aislamiento incluyendo el arrollamiento NI primario (arrollamiento de resonancia en serie) , En el lado secundario del transformador PIT de convertidor d© aislamiento, un voltaje alterno con un período de conmutación .se excita en' el arrollamiento N2 secundario mediante la señal de salida de conmutación suministrada al arrollamiento NI primario. Se proporciona una derivación para el arrollamiento N2 secundario, y los diodos DOl, D02 y D03 de rectificador, y los capacitores COI y C02 de filtración se conectan como se muestra en la Figura 9. Se forma un circuito rectificador de onda completa mediante los diodos DOl y D02 de rectificador y el capacitor COI de filtración, y un circuito rectificador de media onda se forma mediante el diodo C03 de rectificador y el capacitor C02 de filtración . El circuito rectificador de onda completa formado por los diodos DOl y D02 de rectificador y el capacitor COI de filtración realiza una operación de rectificación de onda completa para producir un voltaje EOl de salida de DC y suministra energía eléctrica a una carga (no mostrada) en ia siguiente etapa. El voltaje EOl de salida de DC se admite también a un circuito 9 de control y se utiliza como un voltaje de detección mediante el circuito 9 de control. Además, para proteger de cortocircuito a la carga, un fusible, por ejemplo, un enlace de circuito integrado ("IC"), IL se interpone - íe - entre el voltaje EOl de salida de DC y la <carga , El circuito 9 de control suministra una corriente de DC, cuyo nivel se varía, por ejemplo, en respuesta al nivel del voltaje EOl de salida de DC del lado secundario, como una corriente de control para controlar el arrollamiento NC del transformador PRT de impulsión para realizar control de voltaje constante de la manera tal como se describe más adelante. El circuito 9 de control incluye un par de resistores R3 y R4. entre los cuales se divide el voltaje EOl de salida de DC del lado secundario. El voltaje dividido se da entrada a un elemento Q3 de detección. El cátodo del elemento Q3 de detección se conecta al electrodo positivo del capacitor C02 de filtración a través de una conexión en serie para controlar el arrollamiento NC, y el ánodo del elemento Q3 de detección se conecta a tierra. Una conexión de circuito en serie de un capacitor C12 y un resistor P5 se interpone entre el electrodo positivo del capacitor COI de filtración y una junta entre los resistores R3 y R4 , Otra conexión de circuito en serie de un capacitor Cll y un resistor R2 de interpone entre el cátodo del elemento Q3 de detección y la junta entre los resistores R3 y R4 , En una operación de conmutación del circuito 900 de suministro de energía, la corriente de inicio se suministra a las bases de los elementos 01 y Q2 de conmutación a través de los resistores RS1 y RS2 de inicio, respectivamente, cuando el suministro de energía de AC se proporciona primero. Por ejemplo, si el elemento de conmutación Ql se conecta primero, entonces el elemento Q2 de conmutación se controla de manera que esté desconectado. Luego, como una . salida del elemento Ql de conmutación, una corriente II de resonancia fluye a través del arrollamiento ND de detección de corriente de resonancia, el arrollamiento NI primario, y el capacitor Cl de resonancia en serie. Los elementos de conmutación se controlan de manera que, cuando la corriente II de resonancia disminuye a cero, el elemento Q2 de conmutación se conecta y el elemento Ql de conmutación se desconecta, Luego, la corriente II de resonancia fluye en la dirección de reversa a través del elemento Q2 de conmutación, A continuación, una operación de conmutación autoexcitada, en donde los elementos Ql y Q2 de conmutación se conectan de manera alterna, se realiza, A medida que los elementos Ql y Q2 de conmutación repiten operaciones de conexión desconexión utilizando el voltaje terminal del capacitor Ci de filtración como un suministro de energía de operación, la corriente de impulsión que tiene una forma de onda próxima a una forma de onda de corriente de resonancia se suministra al arrollamiento NI primario del transformador PIT de convertidor de aislamiento mientras que una salida alterna se obtiene en el arrollamiento N2 secundario. El control de voltaje constante por el transformador PRT de impulsión se realiza de la siguiente manera . El circuito 9 de control controla el nivel de una corriente de control que fluye a través del arrollamiento NC de control para aumentar en respuesta a una elevación en el voltaje EOl de salida de DC del lado secundario. Mientras que el transformador PRT de impulsión está inclinado para acercarse a condición de saturación por la influencia de la variación de flujo magnético generado en el transformador PRT de impulsión y de esta manera dejando caer la inductapcia de los arrollamientos NBl y MB2 de impulsión, la condición de los circuitos de oscilación autoexcitados se varía mediante la corriente de control de manera que se puede elevar la frecuencia de conmutación, Mientras que la frecuencia de conmutación en el circuito 900 de suministro de energía se ajusta en una escala de frecuencia superior a la frecuencia de resonancia del circuito de resonancia en serie del capacitor Cl de resonancia en serie y el arrollamiento NI primario (control de lado superior], si la frecuencia de conmutación se eleva como se describe arriba, entonces la frecuencia de conmutación queda espaciada lejos de la frecuencia de resonancia del circuito de resonancia en serie. Consecuentemente, la impedancia de resonancia del circuito de resonancia en serie con respecto a la salida de conmutación aumenta. A medida que aumenta la impedancia de resonancia de esta manera, la corriente de impulsión que se va a suministrar al arrollamiento NI primario del circuito de resonancia en serie de lado primario se suprime. Como resultado, el voltaje EOl de salida de lado secundario se suprime, y consecuentemente, el control de voltaje constante se logra (sistema de control de frecuencia de conmutación), Las Figuras 10A a 10H son diagramas de forma de onda que ilustran operaciones del circuito 900 de suministro de energía. Particularmente, las Figuras 10A a 10D muestran formas do onda de operación de diferentes porciones del circuito 900 de suministro de energia cuando la energía Po de carga está a una energía de carga mínima (Pomin) y el volcaje VAC de entrada ce AC está a una energía de entrada de AC máxima (VACmax) , y las Figuras 10E a 10H muestran operación de formas de onda de las mismas porciones que aquellas de las Figuras 10A a 10D cuando la energía Po de carga está a una energía de carga máxima (Pomax) y el voltaje VAC de entrada de AC está a un voltaje de entrada de AC mínimo (VAC'min) , A medida que el elemento Q2 de conmutación realiza una operación de conmutación, el voltaje Vcp, obtenido entre el colector y el emisor del elemento Q2 de conmutación, tiene una forma de onda que exhibe el nivel de cero durante un período TON dentro del que el elemento Q2 de conmutación está conectado, pero que exhibe un impulso de una forma de onda rectangular durante un período TOFF dentro del que el elemento Q2 de conmutación está desconectado, como se muestra en las Figuras 10A y 10E. Además, como se puede reconocer de una comparación de los voltajes Vcp mostrados en las Figuras 10A y 10E, la frecuencia de conmutación se controla mediante la operación de control de voltaje constante descrita arriba de modo que es superior cuando la energía Po de carga está a energía Pomin de carga mínima y el voltaje VAC de entrada de AC está al voltaje VACmax de entrada de AC máximo que cuando la energía Po de carga está a Pomax de energía de carga máxima y el voltaje FAC de entrada de AC está en VACmin de energía de entrada de AC mínima, Én este caso, la corriente Icp de colector que fluye al colector del elemento Q2 de conmutación exhibe una forma de onda tal que fluye al colector del elemento Q2 de conmutación durante el período TON, pero tiene el nivel de cero durante el período TOFF, como se muestra en las Figuras 10B y 10F. Entre tanto, la corriente de salida de conmutación (corriente de resonancia en serie de lado primario) II que fluye a través del arrollamiento NI primario y el capacitor Cl de resonancia en serie exhibe una forma de onda de corriente substancialmente correspondiente a la frecuencia de conmutación, como se muestra en las Figura 10C y 10G. Como se muestra en las Figuras 10B y 10C, la corriente Icp de colector y la corriente II de resonancia en serie GT lado primario tienen formas de onda de una onda sinusoidal correspondiente al tipo de resonancia de corriente cuando la frecuencia de conmutación es baja. A medida que aumenta la frecuencia de conmutación, las formas de onda de la corriente Icp de colector y la corriente II de resonancia en serie dß lado primario se acercan a formas de onda de una onda de diente de sierra, como se muestra en las Figuras 10F y 10G. Se observa que el elemento Q2 de conmutación proporciona formas de onda que tienen fases desplazadas por 180 grados desde las formas de onda mostradas en las Figuras 10A a 10C y 10E a 10G, Por otra parto, en el lado 915 secundario, el diodo D02 rectificador se hace conductor substancialmente en una cronometración de período TON dentro del que el elemento Q2 de conmutación está conectadc.
Consecuentemente, la corriente 12 de rectificación que fluye desde el arrollamiento N2 secundario al diodo D02 rectificador exhibe una forma de onda como se muestra en la Figura 10D o 10H Además, la operación del diodo DOl rectificador proporciona una forma de onda que tiene un desplazamiento de fase de 180 grados de la forma de onda mostrada en la Figura 10D o 10H . Con el circuito 700 de suministro do energía en ?l sistema RCC. la frecuencia de conmutación rs se varía de manera controlable como una operación de control de voltaje constante como se describe arriba. Sin embargo, puesto que la sensibilidad de control para el control de voltaje constante es baja, la escala de variación de la frecuencia de conmutación fs es comparativamente amplia de 25 KHz a 250 KHz como se describe en lo que antecede. Por lo tanto, cuando la energía de carga Po se convierte en energía Pomin de carga mínima y la frecuencia de conmutación fs se hace baja, la pérdida de conmutación aumenta y la eficiencia de conversión de energía cae significativamente. Además, la pérdida de energía aumenta mediante el circuito 10 de reajuste y el circuito 11 de protección, que están conectados a fin de suprimir un voltaje de pico al desconectar el elemento de conmutación . Además, como se ve en la Figura 8A, el voltaje alterno que se genera mediante una operación de conmutación es una señal de impulso de una forma de onda rectangular, y el ruido de conmutación se genera al conectar y al desconectar. Por lo tanto, a fin de permitir que el circuito 700 de suministro de energía del sistema RCC se utiliza prácticamente como el suministro d? energía, por ejemplo, para un aparato de video, la condición de energía de carga está a aproximadamente 1 W o menos, mientras que la aplicación del circuito 700 de suministro de energía del sistema RCC se limita a una aplicación como un suministro de energía de espera, cuya energía Po de carga es aproximadamente 0,5 W o menos. Por otra parte, en el circuito 900 de suministro de energía do conmutación, un convertidor de resonancia de corriente mediante una conexión de medio puente en donde los capacitores para resonancia parcial se conectan entre el colector y el emisor de dos elementos de conmutación se proporciona a fin de realizar una operación de conmutación de cero voltios (voltaje de cero) al desconectar un elemento de conmutación. Por lo tanto, el circuito 900 de suministro de energía de conmutación genera menos ruido que el circuito 700 d? suministro de energía y tiene una eficiencia de conversión de energía más elevada. Sin embargo, el circuito 900 de suministro de energía de conmutación no supera todas las desventajas d?l circuito 700, a decir, la energía inválida aumenta cuando la energía Po de carga se acerca a energía Pomin de carga mínima y la frecuencia fs de conmutación cae, y la eficiencia de conversión de energía cae signif cativamente a, por ejemplo, aproximadamente 60%. Además, puesto que el circuito 900 de suministro de energía adopta una construcción de un convertidor de resonancia de corriente autoexcitado en donde dos elementos de conmutación están conectados en una conexión de medio pueden, requiere for.ación de un sistema de circuito de conmutación que incluye dos circuitos de impulsión de oscilación autoexcitados . En consecuencia, el número de componentes aumenta tanto, dando lugar a una limitación en la reducción en tamaño y peso de un tablero de circuito de suministro de energía, Adicionalmente, el circuito 900 de suministro de energía no se proporciona con una función de protección de cortocircuito de carga. En particular, durante el cortocircuito de la carga, la corriente de control (cantidad de corriente de DC) que fluye a través del arrollamiento NC de control del transformador de impulsión PRT se reduce substancialmente a cero. Consecuentemente, la frecuencia de conmutación fs disminuye casi a un límite inferior dé la escala de control, y también la corriente II de resonancia en serie d? lado primario que fluye a través del circuito de resonancia en serie de lado primario está inclinada para aumentar, En este estado, la generación de calor por la pérdida de conmutación en los elementos Ql y Q2 de conmutación aumenta a un nivel qµe no se puede ignorar, y de conformidad con las circunstancias, existe la posibilidad de que pueda ocurrir un escapa térmico y destruir los elementos Ql y Q2 de conmutación. Por lo tanto, por ejemplo, como se muestra en la Figura 9, es necesario interpone el fusible IL para cortar el voltaje EOl de salida de DC del lado secundario y La carga del otro cuando ocurre el cortocircuito con la carga. El fusible IL también aumenta el tamaño de ur tablero de circuito y disminuye i a eficiencia de conversión de energía .
Exposición de la Invención Un objeto de la presente intención es proporcionar un circuito de suministro de energía de conmutación que es pequeño, d? peso ligero, y altamente eficiente en conversión de energía mientras que satisface una condición de carga comparativamente baja tal como la energía Po de carga, por ejemplo, es de 50 W o menos. A fin de lograr el objeto arriba descrito, un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la presente invención comprende un circuito de filtración de rectificador para recibir un suministro de energía de AC comercial, que produce un voltaje filtrado rectificado de un nivel igual a un nivel del suministro de energía de AC comercial, y dar salida al voltaje filtrado rectificado como un voltaje de entrada de DC, un transformador de convertidor de aislamiento que incluye un núcleo que no tiene espacio formado en el mismo de manera que una eficiencia de acoplamiento deseable se pueda obtener, y un arrollamiento primario y un arrollamiento secundario enrollados en el núcleo con polaridades tales que un modo de operación aditivo se proporcione; un circuito de conmutación que incluye un elemento de conmutación para conmutar el voltaje de entrada de DC en conexión y desconexión de manera que se le de salida al arrollamiento primario del transformador de convertidor de aislamiento, un circuito de resonancia paralelo de lado primario formado de un componente de inductancia de fuga del arrollamiento primario del transformador de convertidor aislante y una capacitancia de un capacitor de resonancia paralelo para operar un elemento de conmutación de tipo de resonancia de voltaje, un circuito de producción de voltaje de salida de DC para recibir un voltaje alterno obtenido en el arrollamiento secundario del transformador de convertidor aislante y realizar una operación de rectificación de media onda para el voltaje alterno para producir un voltaje de salida de DC lateral secundario substancialmente igual al nivel del voltaje de entrada de DC; y un circuito de control de voltaje constante para variar la frecuencia de conmutación del elemento de conmutación en respuesta a un nivel en el voltaje de salida de DC de lado secundario para controlar una impedancia de resonancia del circuito de resonancia paralelo de lado primario y un ángulo de continuidad del elemento de conmutación de manera de realizar un control de voltaje constante del voltaje de salida de lado secundario. De preferencia, a fin de satisfacer una condición de energía de carga superior que un nivel particular, un capacitor de resonancia paralelo de lado secundario se conecta en paralelo al arrollamiento secundario del transformador de convertidor aislante de manera que un circuito de resonancia paralelo de lado secundario se forme de un componente de inductancia de fuga del arrollamiento secundario del transformador de convertidor aislante y una capacitancia del capacitor de resonancia paralelo de lado secundario. Para satisfacer una condición de energía de carga menor que un nivel particular, se omite el capacitor de resonancia paralelo de lado secundario. De preferencia, el circuito de conmutación incluye un circuito de resonancia en serie formado de una conexión en serie de cuando menos un arrollamiento de impulsión y un capacitor de resonancia. El circuito de suministro de energía de conmutación comprende un circuito de impulsión de oscilación autoexcitado para impulsar el elemento de conmutación de una manera autoexcitada en respuesta a una salida de resonancia del circuito de resonancia en serie. El circuito de control de voltaje constante incluye un transformador de control ortogonal como un reactor saturable en el que el arrollamiento de detección y el arrollamiento de impulsión conectados en serie al arrollamiento primario del transformador de convertidor aislante y un arrollamiento de control cuya dirección de arrollamiento TS ortogonal a aquella del arrollamiento de detección y el arrollamiento de impulsión están enrollados El circuito de control de voltaje constante suministra una corriente de control, que varía en respuesta a un nivel del voltaje de salida de DC de lado secundario, al arrollamiento de control para variar una inductancia del arrollamiento de impulsión para variar de manera controlable la frecuencia de conmutación.
De preferencia, el arrollamiento de detección y ?l arrollamiento de impulsión se forman del mismo tipo de material que el utilizado para el arrollamiento de control . El circuito de suministro de energía de conmutación se puede construir de manera que el circuito d? conmutación incluya un circuito de impulsión separadamente excitado para impulsar el elemento de conmutación de una manera separadamente excitada, y un circuito de voltaje constante varía de manera controlable un período de conexión del elemento de conmutación mientras que mantiene un período de desconexión del elemento de conmutación fijo en respuesta a un nivel del voltaje de salida d? DC de lado secundario para variar de manera controlable la frecuencia de conmutación. El elemento de conmutación del circuito de conmutación se puede formar de un circuito Darlington que incluye un transistor bipolar, un transistor de efecto de campo MOS, un transistor bipolar de compuerta aislado o un tiristor de inducción electrostática. En el circuito de suministro de energía de conmutación, se proporciona un convertidor de resonancia de voltaje en el lado primario, y el transformador de convertidor de aislamiento tiene un acoplamiento suelto. En el lado secundario, el voltaje de salida de DC de lado secundario se produce mediante un circuito rectificador de media onda para suministrar energía a una carga. Además, en la construcción para control de voltaje constante, la impedancia de resonancia del circuito de resonancia paralelo de lado primario y eí ángulo de continuidad del elemento de conmutación se controlan simultáneamente variando la frecuencia de conmutación en respuesta al nivel de salida de DC del ladc secundario, De esta manera, se logra el aumento de la sensibilidad de control mediante dicha operación de control compuesto. Más particularmente, cuando el circuito de suministro de energía de conmutación se forma, por ejemplo, de manera de satisfacer la condición de carga comparativamente baja de tener una energía de carga de aproximadamente 50 W o menos, incluye un convertidor de conmutación de resonancia de voltaje provisto en el lado primario y un transformador de convertidor de aislamiento, que incluye un arrollamiento primario y un arrollamiento secundario que están enrollados de manera que la inductancia mutua entre los mismos pueda proporcionar un modo de operación aditivo (-+M; sistema de avance). Además, un circuito rectificador de media onda se proporciona en el lado secundario ce manera que un voltaje de salida de DC de lado secundario se pueda obtener de un voltaje alterno (voltaje excitado) obtenido en el arrollamiento secundario mediante una operación de rectificación de media onda del circuito rectificador de media onda en el modo de operación aditiva. Además, como una construcción para control de voltaje constante para estabilizar el voltaje de salida secundario, la frecuencia de conmutación del lado primario se varia en respuesta al 'nivel de voltaje de salida del iado secundario, controlando de manera compuesta de esta manera la impedancia de resonancia del circuito de suministro de energía y el ángulo de continuidad del elemento de conmutación. A partir de la construcción arriba descrita, se pueden lograr las siguientes ventajas, Puesto que el convertidor de conmutación del circuito de suministro de energía de conmutación es del tipo de resonancia de voltaje, una operación de conmutación que produce menos ruido que un suministro de energía de conmutación del sistema RCC se realiza. Consecuentemente, en oposición a un suministro de energía de conmutación del sistema RCC, un circuito de suministro de energía de conformidad con la presente invención no requiere un circuito de reajuste ni un circuito de protección para suprimir un voltaje de pico. Consecuentemente, cuando se compara con un suministro de energía de conmutación del tipo RCC, el circuito de suministro de energía de conmutación de la presente invención logra mejora significativa en eficiencia de conversión de energía. El circuito de suministro de energía de conmutación de la presente invención también exhibe mejora significativa en eficiencia de conversión de energía, cuando opera con energía de carga máxima, sobre un convertidor de resonancia de corriente, que se considera que tiene una eficiencia de conversión de energía comparativamente elevada de su características. Un convertidor de resonancia de corriente se forma de una conexión de medio puente de dos elementos de conmutación. Puesto que el circuito de suministro de energía de conmutación de la presente invención se puede construir de modo que se obtenga energía de carga substancialmente igual utilizando un solo elemento de conmutación debido a que es un convertidor do resonancia d? voltaje, el número do partes se disminuye mucho, y se puede promover la reducción en tamaño, peso y costo del circuito . Adicionalmente , puesto que el circuito de suministro de energía de conmutación dß la presente invención se construye de manera que varíe la frecuencia de conmutación para controlar tanto la impedancia de resonancia para la salida de conmutación como el ángulo de continuidad del elemento de conmutación, realizando de esta manera control de voltaje constante, la sensibilidad de control se mejora y se expande la escala controlable, Consecuentemente, se puede lograr la estabilización del voltaje de salida del lado secundario sobre una escala de control más estrecha de la frecuencia de conmutación. Esta' reducción de la escala de control de la frecuencia de conmutación contribuye a la reducción del número de vueltas que necesita enrollarse en el transformador que forma el circuito de suministro de energía y la miniaturización en tamaño de diversos componentes y dispositivos . Cuando un sistema de circuito autoßxcitado para impulsar el elemento de conmutación se proporciona en el circuito de control de voltaje constante, se proporciona un transformador de control ortogonal en el que están enrollados un arrollamiento de control, un arrollamiento de impulsión, y un arrollamiento de detección. En este caso, si el arrollamiento de detección y el arrollamiento de impulsión se forman a partir del mismo tipo de material como se utiliza para el arrollamiento de control, entonces se mejora la eficiencia de producción del transformador de control ortogonal , Cuando un capacitor de resonancia paralelo de lado secundario se conecta en paralelo al arrollamiento secundario para formar un circuito de resonancia paralelo, el circuito rectificador de media onda del lado secundario recibe un voltaje alterno, que es una salida de resonancia del circuito de resonancia paralelo, para obtener un voltaje de salida de DC del lado secundario, Consecuentemente, la energía de carga aumenta. En otras palabras, el circuito de suministro de energía de conmutación puede tratar con una energía de Carga superior que un nivel particular insertando meramente el ^capacitor de resonancia paralelo de lado secundario. Cuando el circuito de suministro de energía de conmutación se aplica a una aplicación tal como, por ejemplo, un suministro de energía d? espera y se requiere solamente tratar con una energía de carga inferior que el nivel particular, el capacitor de resonancia paralelo de lado secundario se puede omitir. De esta manera, los ajustes de conformidad con una condición de energía de carga requerida se puede realizar sencillamente insertando o removiendo el capacitor de resonancia paralelo de lado secundario, Además, puesto que el circuito de resonancia paralelo se proporciona en el lado secundario, el voltaje de resonancia paralelo se obtiene en el lado secundario aún cuando ocurra el cortocircuito de la carga. De eta manera, la frecuencia de conmutación no cae aún durante cortocircuito de carga. Brevemente, el circuito de suministro de energía de conmutación tiene una función de protección contra el cortocircuito de carga. Consecuentemente, con el circuito de suministro de energía de conmutación de la presente invención, se elimina la necesidad de insertar un fusible de enlace IC o lo semejante en la salida del lado secundario. En consecuencia, se puede promover la mejora en la eficiencia de conversión de energía y reducción en tamaño y peso del circuito. En el circuito de suministro de energía de conmutación, el elemento de conmutación se puede formar de un circuito Darlington que incluye un transistor bipolar, un transistor de efecto de campo MOS, un transistor bipolar de compuerta aislada, o un tiristor de inducción electrostática. Por lo tanto, la eficiencia de conversión de energía se puede mejorar adicionalmente sobre, por ejemplo, un solo elemento de conmutación de transistor bipolar. De esta manera, de conformidad con la presente invención, la reducción en costo. tamaño, y peso, y mejora de características tales co o eficiencia de conversión de energía se promueven para un circuito de suministro de energía que incluye un convertidor de resonancia de voltaje en el lado primario y está listo para una carga comparativamente baja.
Los anteriores y otros objetos, particularidades y ventajas de la presente invención se harán evidentes a partir de la siguiente descripción y las reivindicaciones anexas, tomadas conjuntamente con los dibujos que se acompañan en las que partes o elementos semejantes se denotan por símbolos de referencia semejantes.
Breve Descripción de los Dibujos Para un entendimiento más completo de la invención, se hace referencia a la siguiente descripción y dibujos que se acompañan, en los cuales- La Figura 1 es un diagrama de circuito que muestra una construcción de un circuito de suministro de energía al que se aplica la presente invención; La Figura 2 es una vista en perspectiva que muestra una estructura de un transformador de control ortogonal provisto en el circuito de suministro de energía de la Figura 1; La Figura 3 es una vista en perspectiva que muestra una estructura de un transformador de convertidor aislante provisto en el circuito de suministro de energía de la Figura 1; Las Figuras 4A y 4B son diagramas de circuito que ilustran operaciones del transformador de convertidor aislante mostrado en la Figura 3, cuando la inductancia mutua entre los arrollamientos es +M y -M, respectivamente . Las Figuras 5A a 5J son diagramas de forma de onda que ilustran la operación de varios componentes del circuito de suministro de energia de la Figura 1; La Figura 6 es una vista diagramática que ilustra una relación entre una frocuencía de conmutación y un voltaje de salida de DC de lado secandario del circuito de suministro de energía de la Figure 1; La Figura 7 es un diagrama de circuito que muestra una construcción de un circuito de suministro de energía convencional ; Las Figuras 8A a 8C son diagramas de forma de onda que ilustran operaciones de varios componentes del circuito de suministro de energía de la Figura 7, La Figura 9 es un diagrama de circuito que muestra una construcción de otro circuito de suministro de energía convencional, y Las Figuras 10A a 10H son diagramas de forma de onda que ilustran operaciones de varios componentes del circuito de suministro do energía de la Figura 9, Mejor Modo para Llevar a Cabo la Invención La Figura 1 muestra una construcción de un circuito 100 de suministro de energía de conmutación de conformidad con la presente invención, Como se muestra en la Figura 1, el circuito 100 de suministro de energía incluye diversos componentes en común con aquellos de los circuitos 700 y 900 de suministro de energía. Se observa que la descripción de dichos componentes comunes se omite para evitar redundancia. Haciendo referencia a la Figura 1, el circuito 100 de suministro de energía incluye, en su lado 105 primario, un convertidor de conmutación autoexcitado del tipo de resonancia de voltaje que incluye un elemento Ql de conmutación. Un transistor bipolar (BJT: transistor de junta) que tiene una propiedad de soportar voltaje elevado ST adopta para el elemento Ql de conmutación. La base del elemento Ql de conmutación se conecta al electrodo positivo de un capacitor de filtración Ci (Voltaje filtrado rectificado Ei) a través d? una conexión en serie a un resistor RB de limitación d? corriente de base y un resistor RS de inicio de manera que la corriente de base se puede obtener desde una línea de filtración de rectificador durante el inicio. Además, un circuito de resonancia para impulsión de oscilación autoexcitada (circuito de impulsión de oscilación autoexcitada) se conecta entre la base del elemento Ql de conmutación y tierra y se forma de una conexión de circuito en serie que incluye el resistor P.B de limitación de corriente de base, un capacitor CB de resonancia, y un arrollamiento NB de impulsión de detección. El elemento Ql de conmutación se impulsa para conmutación con la corriente de impulsión aplicada a la base del mismo desde el circuito de impulsión de oscilación autoexcitado después de que se inicia con una corriente de arranque. Un diodos de sujeción DD se interpone entre la base del elemento Ql de conmutación y el electrodo negativo (tierra de lado primario) de los capacitores Ci de filtración y forma una trayectoria para corriente amortiguadora que fluye cuando el elemento de conmutación Ql está desconectado. El colector del elemento Ql de conmutación se conecta a un extremo del arrollamiento NI primario de un transformador PIT de convertidor aislante, y el emisor del elemento Ql de conmutación se conecta a tierra. Consecuentemente, una salida de conmutación del elemento Ql de conmutación se transmite al arrollamiento NI primario . Un capacitor Cr de resonancia paralelo se conecta en paralelo entre el colect.or y ei emisor del elemento Ql de conmutación. El capacitor Cr de resonancia paralelo forma, basado en una capacitancia de capacitor Cr de resonancia paralelo y una inductancia Ll de fuga del arrollamiento NI primario del transformador PIT de convertidor aislante, un circuito de resonancia paralelo de lado primario para conmutación de resonancia de voltaje del elemento Ql de conmutación. Aún cuando se omite aquí la descripción detallada, cuando el elemento Ql de conmutación está desconectado, la operación de resonancia de voltaje se obtiene mediante la acción del circuito de resonancia paralelo que ocasiona que el voltaje Ver a través del capacitor Cr de resonancia en realidad exhiba una onda de impulso de una forma de onda sinusoidal , Un transformador PRT de control ortogonal, como se muestra en la Figura 1, es un reactor saturable que incluye un arrollamiento ND de detección, arrollamiento NB de impulsión, y un arrollamiento MC de control, Como se muestra en la Figura 2, el transformador PRT de control ortogonal tiene un núcleo 200 tridimensional que se forma uniendo dos núcleos 201 y 202 de forma de canal doble, cada uno teniendo cuatro patas magnéticas, entre sí en los extremos de las patas magnéticas de los mismos. El arrollamiento ND de detección y el arrollamiento NB de impulsión se enrollan en la misma dirección de arrollamiento alrededor de dos patas magnéticas predeterminadas ' del núcleo 200 tridimensional, y el arrollamiento NC de control se enrolla en una dirección ortogonal a aquella del arrollamiento ND de detección y arrollamiento NB de impulsión En este caso, el arrollamiento ND de detección del transformador PRT de control ortogonal se interpone en serie entre el electrodo positivo del capacitor Ci de filtración y el arrollamiento NI primario del transformador PIT de convertidor aislante de manera que la salida de conmutación del elemento Ql de conmutación ST transmite al arrollamiento ND de detección a través del arrollamiento NI primario. En el transformador PRT de control ortogonal, el arrollamiento NB de impulsión se excita mediante una salida de conmutación obtenida en el arrollamiento ND de detección de manera que un voltaje alterno se genera en el arrollamiento NB de impulsión. El voltaje alterno se da salida como una fuente de voltaje de impulsión al circuito de impulsión de oscilación autoexcitado, Un circuito 1 de control mostrado en la Figura 1 opera para variar el nivel de una corriente de control (corriente DC) suministrada al arrollamiento NC de control en respuesta al nivel de un voltaje EOl de voltaje de salida de DC de lado secundario al mismo. Se observa que el circuito 1 de control puede tener dicha construcción interna, por ejemplo, como aquella del circuito 9 de control descrita en lo que antecede con referencia a la Figura , A medida que el nivel de la corriente de control (corriente DC) que se va a suministrar al arrollamiento NC de control se varía en respuesta a una variación del nivel de voltaje de salida de DC de lado secundario mediante la operación del circuito 1 de control, la inductancia LB del arrollamiento NB de impulsión se enrolla en el transformador PRT de control ortogonal se varía de manera controlable. Consecuentemente, la condición de resonancia del circuito d? resonancia en serie en el circuito de impulsión de oscilación autoexcitado para el elemento Ql de conmutación, incluyendo la inductancia LB del arrollamiento NB de impulsión, varía. Esta es una operación de variar la frecuencia de conmutación del elemento Ql de conmutación se describe a continuación con referencia a la Figura 5, y esta operación actúa para estabilizar el voltaje EOl de salida de DC de lado secundario . El transformador PIT de convertidor aislante del circuito 100 de suministro de energía se muestra en la Figura 3. Como se ilustra en la Figura 3, el transformador PIT de convertidor aislante incluye un núcleo 300 de forma de EE formado d? dos núcleos 301 y 302 de configuración en E hechos de un material de ferrita y combinados de modo que los polos magnéticos de los mismos estén opuestos entre sí . El arrollamiento NI primario y el arrollamiento N2 secundario (y otro arrollamiento N2A secundario) se enrollan separadamente uno del otro en las patas magnéticas centrales del núcleo 300 de forma de EE utilizando una bobina dividida cuya porción de arrollamiento se divide para un lado primario y un lado secundario. De conformidad con una modalidad, no se forma el espacio entre las patas magnéticas centrales de los núcleos 301 y 302 de forma de E. Consecuentemente, se establece dicha condición de acoplamiento suelto que se obtiene una condición de saturación requerida. El coeficiente de acoplamiento k es, por ejemplo, k = 0.90. En este caso, en el transformador PIT de convertidor aislante, un voltaje alterno se excita en el arrollamiento N2 secundario en respuesta a una salida de conmutación transmitida al arrollamiento NI primario. En el transformador PIT de convertidor aislante del circuito 100 de suministro de energía, so proporciona una derivación para el arrollamiento N2 secundario como se muestra en la Figura 1, y el ánodo de un diodo DOl rectificador está conectado en serie a la salida de derivación del arrollamiento N2 secundario. ?l cátodo - A A - del diodo DOl rectificador se conecta al electrodo positivo de un capacitor COI de filtración, y el electrodo negativo del capacitor COI de filtración se conecta a tierra. Brevemente, el diodo DOl rectificador y el capacitor COI de filtración forman un circuito rectificador de media onda que recibe un voltaje alterna obtenido desde la salida de derivación del arrollamiento N2 secundario y realiza rectificación de media onda para el voltaje alterna para obtener el voltaje EOl de salida de DC de lado secundario. El voltaje EOl de salida de DC d? lado secundario se suministra a una carga (no mostrada) y también se entrada como el voltaje de detección al circuito 1 de control descrito en lo que antecede . Además, el ánodo del diodo D02 rectificador se conecta a un extremo de arranque de arrollamiento del arrollamiento N2 secundario mientras que el cátodo del diodo D02 rectificador se conecta el electrodo positivo del capacitor C02 de filtración, formando de esta manera un circuito rectificador de medi.3 onda compuesto d?l diodo DOl rectificador y el capacitor COI de filtración. El circuito rectificador de media onda formado por el diodo DOl rectificador y el capacitor COI de filtración produce otro voltaje E02 de salida de DC de lado secundario y le suministra como un suministro de energía d? operación al circuito 1 de control En el transformador PIT de convertidor aislante mostrado en la Figura 3, una inductancia M mutua entre la inductancia Ll del arrollamiento NI primario y la inductancia L2 del arrollamiento N2 secundario pude tener un valor +M (modo aditivo: sistema de avance) u otro valor -M (modo substractivo : sistema de retroceso) dependiendo de la relación entre las polaridades (direcciones do arrollamiento) del arrollamiento NI primario y el arrollamiento N2 secundario y la conexión de los diodos DOl y D02 rectificador. Por ejemplo, en una operación en donde los componentes mencionados asumen una configuración de conexión como se muestra en la Figura 4A, la inductancia mutua M es +M , pero on otra operación en donde los componentes asumen dicha configuración de conexión como se muestra en la Figura 4B, la inductancia mutua M es -M , En el circuito 100, las polaridades del arrollamiento NI primario y el arrollamiento N2 secundario exhiben el modo aditivo . Además, en el circuito 100 d? suministro de energía, se proporciona un capacitor C2 de resonancia paralelo de lado secundario para el arrollamiento N2 secundario. De esta manera, se forma un circuito de resonancia paralelo de la inductancia L2 de fuga del arrollamiento N2 secundario y capacitancia del capacitor C2 de resonancia paralelo de lado secundario. El circuito de resonancia paralelo convierte un voltaje alterno excitado en el arrollamiento N2 secundario en un voltaje de resonancia. Consecuentemente, la operación de resonancia de voltaje de realiza en el lado 110 secundario. De esta manera, el circuito 100 de suministro de energía incluye un circuito de resonancia paralelo provisto en el lado 105 primario para hacer una operación de conmutación del tipo de resonancia de voltaje, y otro circuito de resonancia paralelo provisto ?n el lado secundario y formado del arrollamiento N2 secundario y el capacitor C2 de resonancia paralelo. Se observa que. en la presente especificación, un convertidor de conmutación de una construcción que incluye circuitos de resonancia para ambos el lado primario y el lado secundario de esta manera se denomina apropiadamente como "convertidor de conmutación de resonancia compuesto" . Cuando el capacitor C2 de resonancia paralelo del lado secundario se proporciona para el arrollamiento N2 secundario en la forma arriba descrito, puesto que la energía en el lado 110 secundario durante la operación de rectificación aumenta por una operación de resonancia del circuito de resonancia paralelo de lado secundario, la energía de carga disponible con el circuito de suministro de energia se puede incrementar Por ejemplo, el circuito 100 de suministro de energía puede tratar con una energía de carga de 1 W a 50 W como resultado de la inserción del capacitor C2 de resonancia paralelo de lado secundario. Sin embargo, cuando la condición de energía de carga es 1 W o menos, tal como cuando el circuito 100 de suministro de energía se utiliza como un suministro de energía de espera, el capacitor C2 de resonancia paralelo de lado secundario no se inserta para ajustar la energía de carga . Las Figuras 5A a 5J son diagramas de forma de onda que ilustran la operación del circuito 100 de suministro de energía. Más particularmente, las Figuras 5A a 5E muestran formas de onda de operación en diferentes porciones del circuito 100 de suministro de energía cuando la energía de carga está a una energía de carga máxima (Pomax = 50 W) y VAC de voltaje de entrada de AC está a energía de entrada de AC mínima (VACmin = 80 V) , y las Figuras 5F a 5J muestran formas de onda de operación de las mismas porciones que aquellas de las Figuras 5A a 5E pero cuando la energía dß carga está a una energía de carga mínima (Pomin (Po = 0)) y VAC de voltaje de entrada de AC está a un voltaje de entrada de AC máximo (VACmax). Además, las formas de onda indicadas - 40 por líneas rotas en las Figuras 5B, 5C, 5D y 5E ilustran operaciones en donde se omite el capacitor C2 de resonancia paralelo de lado secundario. Las formas de onda indicadas por líneas sólidas en las Figuras 5B, 5C, 5D y 5E ilustran operaciones en donde el capacitor C2 de resonancia paralelo de lado secundario está conectado. Puesto que el elemento Ql de conmutación realiza una operación de conmutación, un voltaje Ver de resonancia que aparece entre el colector y el emisor del elemento Ql de conmutación tiene una forma de onda que exhibe, como se ve en las Figuras 5A o 5F, el nivel de cero durante un período TON dentro del que el elemento Ql de conmutación está conectado pero exhibe un impulso de una forma de onda sinusoidal durante un período TOFF dentro del que el elemento Ql de conmutación está desconectado. Además, como se puede reconocer mediante comparación entre los voltajes Ver de resonancia ilustrados en las Figuras 5A y 5F, la frecuencia de conmutación se controla a un valor superior cuando la energía de carga está a energía de carga mínima (Pomin = 0) y el voltaje VAC de entrada de AC está a voltaje de entrada de AC máximo (VACmax = 288 V) qae cuando la energía de carga está a energía de carga máxima (Pomax = 50 W) y el voltaje VAC de entrada de AC está a energía de entrada de AC mínima (VACmin = 80 V) por la eperación de control de voltaje constante descrita anteriormente. Después de esto, la corriente de colector Icp que fluye al colector del elemento Ql de conmutación exhibe una forma de onda de modo que fluye al colector del elemento Ql de conmutación durante el período TON pero exhibe un nivel de cero durante el período TOFF, como se muestra en las Figuras 5B y 5G . Además, la corriente de salida de conmutación, que fluye a través del arrollamiento NI primario, tiene una forma de corriente alterna que corresponde substancialmente a una frecuencia de conmutación y tiene una forma de onda aproximada a una onda sinusoidal mediante una acción del circuito de resonancia paralelo de lado primario, La operación de rectificación del lado 110 secundario del circuito 100 de suministro de energía es un modo aditivo (sistema de avance), como se describe en lo que antecede con referencia a la Figura 4 Se ilustra como una operación cuando los diodos DOl y D02 rectificadores se hacen conductores y la corriente 12 de rectificación fluye correspondiendo substancialmente al período TON durante el que el elemento Ql de conmutación está conectado, como se muestra en las Figuras 5E y 5J , Entre tanto, un voltaje V2 de resonancia paralelo de lado secundario generado en el circuito de resonancia paralelo de lado secundario exhibe una forma de onda de modo que. cuando los diodos rectificadores DOl y D02 no están conduciendo (desconectados), es una onda sinusoidal negativa, pero cuando los diodos rectificadores DOl y D02 están conduciendo (conectados), ee sujeta al nivel del voltaje EO de salida de DC (EOl o E02) con polaridad positiva . Se observa que, cuando el capacitor C2 de resonancia paralelo no está insertado, cuando la energía de carga está a energía de carga máxima Pomax es (Pomax = 50 W) y el voltaje VAC de entrada de AC está a una energía de entrada de AC minima VAC in = 80v, las formas de onda de operación de conmutación (Icp, II, II, V2 , y 12) varían como se muestra mediante las formas de onda de línea rota de las Figuras 5B a 5E . Como se puede reconocer de la descripción anterior, el circuito 100 de suministro de energía se forma como un convertidor de conmutación de resonancia compuesto que incluye un convertidor de resonancia de voltaje (circuito de resonancia paralelo) provisto en el lado 105 primario y un circuito de resonancia paralelo y un circuito rectificador de media onda provisto en el lado 110 secundario. La Figura 6 ilustra una relación entre una frecuencia fs de conmutación y el voltaje E0 (Epl) de salida de DC de lado secundario en el circuito 100 de suministro de energía. En la, Figura 6, el eje de abscisa indica la frecuencia de conmutación y el eje de ordenada indica el nivel del voltaje EO de salida de DC de lado secundario, Como se puede ver de las curvas dß resonancia indicadas por las líneas sólidas, con el circuito 100 de suministro de energía, por ejemplo, a fin de estabilizar ?l voltaje EOl salida de DC da lado secundario a un nivel deseado (por ejemplo, aproximadamente 5 V) contra una variación de la carga o una variación del voltaje VAC de entrada de AC, la frecuencia fs d? conmutación se controla para estar dentro de una escala de 100 KHz a 200 KHz (es decir, una escala de 100 KHz). En contraste, por ejemplo, cuando se usa el circuito 700 de suministro de energía, a fin de convertir el voltaje EOl de salida de DC de lado secundario en un voltaje constante, la frecuencia fs de conmutación se debe controlar para estar dentro de la escala de, por ejemplo. 25 KHz a 250 KHz (es decir, una escala de 225 KHz), como se describe en lo que antecede. La razón de que la escala de control de frecuencia fs de conmutación se reduzca para el circuito 100 de suministro de energía se describirá ahora. En el circuito 100 de suministro de energía, la acción de control de voltaje constante se proporciona variando de manera controlable la frecuencia de conmutación del elemento Ql de conmutación mediante una operación del sistema de circuito de control de voltaje constante compuesto del circuito 1 de control y transformador PRT de control ortogonal, como se describe en lo que antecede. Esta operación ee ilustra también en las Figuras 5A a 5J . Por ejemplo, como se puede reconocer de la comparación entre lae formas de onda (Ver e Icp) de las Figuras 5A y 5B y Figuras 5F y 5G, a fin de variar la frecuencia de conmutación, el circuito 100 de suministro de energía varía de manera controlable el período TON durante el que el elemento Ql de conmutación está conectado mientras que el período TOFF durante el que el elemento Ql de conmutación está desconectado se mantiene fijo, En otras palabras, se puede considerar que, como operación de control dß voltaje constante del circuito 100 de suministro de energía, opera para variar de manera controlable la frecuencia de conmutación para efectuar el control de impedancia de resonancia para la salida de conmutación, y para realizar simultáneamente el control de ángulo de continuidad (control PWM) del elemento Ql de conmutación en un período de conmutación, Esta operación de control compuesta se realiza mediante un solo sistema de circuito de control. En realidad, cuando Pomin = 0 y VAC = 288 V a las que corresponden las formas de onda de operación mostradas en las Figuras 5F y 5G, el período TON disminuye en respuesta a la frecuencia de conmutación de cuando Pomax = 50 W y VAC = 80 V a la que corresponden las formas de onda de operación mostradas en las Figuras 5Á y 5B. Consecuentemente, también la cantidad de corriente de corriente II, que fluye hacia el convertidor dß resonancia de voltaje del capacitor Ci de filtración se limita como se puede ver de una transición de corriente II de aquella de la Figura AC a aquella de la Figura 4H. Consecuentemente, la sensibilidad de control ST mejora. Además, en la Figura 6, una frecuencia fol de resonancia paralela del circuito de resonancia paralelo d? lado primario y una frecuencia fo2 de resonancia paralela del circuito de resonancia paralelo de lado secundario con respecto a la frecuencia fs de conmutación se muestran. Aquí, por ejemplo, si las inductancias y las capacitancias se seleccionan de manera que la frecuencia fol de resonancia paralela y la frecuencia fo2 de resonancia paralela pueden ser iguales entre sí a o alrededor de 80 KHz, como se muestra en ia Figura 6, entonces una operación que las impedancias de resonancia de los dos circuitos de resonancia paralelos se controlan simultáneamente para variar de manera controlable el voltaje de salida de lado secundario se obtiene mediante la operación de control de frecuencia de conmutación (operación de control de voltaje constante) arriba descrita. Esta operación también mejora significativamente la sensibilidad de control. Mejorando la sensibilidad de control de la manera arriba descrita, la escala de control substancial se expande con el circuito 100 de suministro de energía. Consecuentemente, la anchura de variación de la frecuencia de conmutación se puede reducir cuando se compara con aquellas en los circuitos 700 y 900 de suministro de energía. Un impulso obtenido co o voltaje Ver de resonancia, ilustrado en la Figura 5A o 5F. dentro del período TOFF se genera debido a que la i pedancia del circuito de resonancia paralelo en el lado primario del convertidor de resonancia de voltaje actúa sobre el voltaje de entrada de DC (voltaje filtrado rectificado) Ei . Un nivel Lvcr del impulso del voltaje Ver de resonancia se representa mediante Lvcr = Ei{l + (p/2(TON/TOFF) } (1 en donde Ei es el nivel de voltaje filtrado rectificado y TOFF y TON son períodos de tiempo de un período desconectado y un período conectado dentro del período de conmutación del elemento Ql de conmutación, respectivamente . Se supone aquí que el circuito 100 de suministro de energía se utiliza comúnmente con AC de 100 V y AC de 200 V como suministros de energía de AC comerciales. Cuando se usa AC de 100 V (VAC = 80 V), el voltaje Ei de entrada de DC (voltaje filtrado rectificado) en 100 V, y en donde se usa V de AC 200 (VAC = 228 V) , el voltaje de entrada de DC (voltaje filtrado rectificado) Eí es 400 V. De eta manera, el voltaje de entrada de DC (voltaje filtrado rectificado) Ei para AC de 200 V varía dentro de una escala de aproximadamente 3.6 veces que aquella del voltaje Ei de entrada de DC (voltaje filtrado rectificado para AC de 100 V, Como se describe arriba, el control de voltaje constante del circuito 100 de suministro de energía varía la frecuencia de conmutación variando de manera controlable el período TON durante el que el elemento Ql de conmutación está conectado, mientras que el período TOFF durante el que ei elemento Ql de conmutación esté desconectado ST mantenga fijo. En otras palabras, el circuito de suministro de voltaje opera de modo que, a medida que aumenta el voltaje Ei de entrada de DC (voltaje filtrado rectificado), disminuye el período TON en la misma cantidad. Si esta operación se hace para corresponder a la expresión (1) proporcionada en lo que antecede, aún cuando el voltaje Ei filtrado rectificado para AC de 200 V tenga una anchura de variación de 3.6 veces aquella para AC de 100 V, el nivel Lvcr de voltaje Ver de resonancia no aumenta en proporción a una elevación en ?l voltaje Ei filtrado rectificado, sino que se suprime la relación de elevación, En realidad, como se ve en las Figuras 5A y 5F, cuando el voltaje VAC de entrada de AC varía de VAC = 80 V a VAC = 288 V (es decir, variación del voltaje Ei filtrado rectificado), el nivel Lvcr del voltaje Ver de resonancia varía de Lvcr = 550 Vp a Lvcr = 715 Vp . De esta manera, la relación incrementante de nivel Lvcr se suprime a aproximadaraente 1.3 veces. Por lo tanto, para el elemento Ql de conmutación y el capacitor Cr de resonancia paralelo al que se aplica un impulso de voltaje Ver de resonancia, se puede utilizar selectivamente un dispositivo que tiene una propiedad de soporte de voltaje contra, por ejemplo, 900 V. Consecuentemente, se puede utilizar selectivamente un dispositivo económico para el elemento Ql de conmutación y el capacitor Cr de resonancia paralelo. Particularmente para el elemento Ql de conmutación que es un transistor bipolar, un dispositivo que tiene mejores características con relación al voltaje de saturación VCE(SAT) , el tiempo d? almacenamiento tSTG, tiempo tf de caída, factor hFE de amplificación de corriente, y así sucesivamente se pueden utilizar selectivamente, Además si se usa el mismo material de alambre para el arrollamiento NC de control, el arrollamiento ND de detección, y el arrollamiento NB de impulsión del transformador PRT de control ortogonal provisto en el circuito 100 de suministro de energía, entonces la administración de partes y el proceso dß producción se simplifican y se mejora la eficiencia de producción. Adicionalmente, puesto que el circuito 100 de suministro de energía incluye el circuito de resonancia paralelo de lado secundario, un estado en donde se produce voltaje V2 de resonancia paralelo de lado secundario se puede obtener mediante una operación de resonancia paralela dei circuito de resonancia paralelo de lado secundario aún cuando ocurra cortocircuito de carga . Por lo tanto, aún cuando el voltaje EOl de salida de DC de lado secundario cae, por ejemplo, a 10 V de 15 V que puede ocurrir durante operación ordinaria, el suministro de voltaje EOl de salida de lado secundario al circuito 1 de control se puede mantener De esta manera, el circuito 100 de suministro de energía se construye de modo que, durante el cortocircuito de carga, un IC para amplificación de error en el circuito 1 de control se cortocircuitea de manera que la corriente DC suministrada al arrollamiento NC de control del transformador PRT de control ortogonal se mantiene para impedir una caída en la frecuencia dß conmutación. Como resultado, un incremento de la corriente II de resonancia en serie del lado primario y la corriente Icp de colector que fluye al colector del elemento Ql de conmutación se suprime y, de esta manera, se impide ia fuga térmica del elemento Ql de conmutación . Brevemente, el circuito 100 de suministro de energía tiene una función de prevención de cortocircuito de carga en el mismo y puede continuar su operación de conmutación estable aún durante cortocircuito de carga. Consecuentemente, el circuito 100 de suministro de energía elimina la necesidad de una parte de protección tal .como un fusible de enlace de IC, En un experimento para probar el funcionamiento del circuito 100 de suministro de energía, una eficiencia de conversión de energía de aproximadamente 90% se obtuvo cuando la energía Po dß carga fue Pomax = 50 W y el voltaje VAC do entrada de AC fue VAC = 100 V. Cuando la energía P de carga fue Pomin = 10 W y el voltaje VAC de entrada de AC fue VAC = 240 V, se obtuvo una eficiencia de conversión de energía de aproximadamente 80%. De esta manera, el experimento muestra que la eficiencia de conversión de energía del circuito 100 de suministro de energía, particularmente cuando la energía de carga el la energía de carga mínima, exhibe una mejora de aproximadamente 20% sobre los circuitos de suministro de energía alternativos. Mientras que el circuito 100 de suministro de energía se construye de modo que un convertidor de resonancia de voltaje autoexcitado se proporciona en el lado 105 primario, se puede modificar, por ejemplo, para incluir un circuito de impulsión de oscilación en la forma de un IC (circuito integrado) en lugar del circuito de impulsión de oscilación autoexcitado de manera que el elemento de conmutación de un convertidor ce resonancia de voltaje se impulsa mediante el circuito de impulsión de oscilación . En este caso, como control de voltaje constante, una señal de impulsión de forma de onda producida por el circuito de impulsión de oscilación se varía de manera controlable en respuesta al nivel EOl de voltaje de salida de lado secundario. En ei control, la forma de onda de señal de impulsión se puede producir de manera que el período TOFF durante el que el elemento de conmutación está desconectado es fijo, mientras que el período TON durante el que el elemento de conmutación está conectado se disminuye en respuesta a una elevación del nivel EOl de voltaje de salida de lado secundario. Mediante el control justamente descrito, el circuito 100 de suministro de energía opera de manera similar como se describe en lo que antecede con referencia a las Figuras 5A a 5J. Debe observarse que, cuando se adopta esta construcción excitada separada justamente descrita, se omite el transformador PRT de control ortogonal , Además, cuando se adopta la construcción separadamente excitada arriba descrita, es posible adoptar, en lugar del transistor bipolar sencillo (BJT) como elemento Ql de conmutación, un circuito Darlington en donde dos transistores bipolares (BJT) se conectan en una conexión Darlington. También es posible utilizar, en lugar del transistor bipolar sencillo (BJT), un MOSFET (transistor de efecto de campo MOS; semiconductor de película de óxido de metal), un IGBT (transistor bipolar de compuerta aislado) o un SIT (tiristor de inducción electrostático). Cuando ?l circuito Darlington o uno de los dispositivos arriba mencionados se utiliza como el elemento Ql de conmutación, se puede lograr eficiencia superio . Cuando cualquiera de los dispositivos se utiliza como elemento Ql de conmutación, aún cuando no se muestra, la construcción del circuito de impulsión para ?l elemento Ql de conmutación ST modificaría de manera de satisfacer una característica del dispositivo que se va a adoptar en realidad en lugar del BJT. Por ejemplo, si se usa un MOSFET como elemento Ql de conmutación, entonces el circuito de impulsión para el elemento Ql de conmutación se puede construir de manera que impulse al elemento Ql de conmutación de una manera separadamente excitada . De esta manera se verá que los objetos expuestos arriba, entre aquellos hechos evidentes a partir de la descripción anterior, se logran eficientemente y, debido a que ciertos cambios se pueden hacer en las construcciones expuestas sin abandonar el espíritu y alcance de la invención, se pretende que toda la materia contenida en la descripción anterior y mostrada en los dibujos que se acompañan se interprete como ilustrativa y no en un sentido limitativos. También debe quedar entendido que las siguientes reivindicaciones se pretenden para cubrir todas las particularidades genéricas y específicas de la invención descrita en la presenta y todas las declaraciones del alcance de la invención que, como un asunto de lenguaje, pueda decirse que quedan en las mismas , Aplicabí lidad Industrial Como se describe en lo que antecede, un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la presente invención incluye un transformador de convertidor aislante, que se forma mediante un núcleo sin espacio y un arrollamiento primario y secundario enrollados en el núcleo de manera que la inductancia mutua entre los arrollamientos exhibe un modo aditivo. Un circuito rectificador de media onda ST proporciona en el lado secundario del circuito y realiza una operación de rectificación en el modo aditivo para obtener un voltaje de salida de DC de lado secundario. En un sistema de circuito de control de voltaje constante para estabilizar el voltaje de salida de lado secundario, la frecuencia de conmutación de un elemento de conmutación se varía en respuesta al nivel de voltaje de salida de lado secundario para controlar la impedancia de resonancia de un circuito de resonancia paralelo de lado primario y el ángulo de continuidad del elemento de conmutación de manera compuesta. De esta manera, el circuito de suministro de energía de conmutación que es pequeño, d? peso ligero, y altamente eficiente en conversión de energía se puede proporcionar.

Claims (2)

REIVINDICACIONES
1.- Un circuito de suministro de energía de conmutación, que comprende: un rectificador de filtración para recibir un suministro de energía de AC, que produce y da salida a voltaje de entrada de DC filtrado rectificado que tiene un nivel igual a aquel del suministro de energía de AC; un transformador de convertidor aislante que tiene un núcleo sin espacio para obtener una eficiencia de acoplamiento predeterminada y un arrollamiento primario y un arrollamiento secundario enrollado en el núcleo con polaridades tales que se proporciona un modo de operación aditivo; un circuito de conmutación para conmutar el voltaje de entrada de DC en conexión y desconexión y dar salida al voltaje conmutado al arrollamiento primario del transformador de convertidor aislante, creando de esta manera un voltaje alterno en el arrollamiento secundario del transformador de convertidor aislante; un circuito de resonancia paralelo de lado primario formado de un componente de inductancia de fuga del arrollamiento primario dei transformador de convertidor aislante y una capacitancia de un capacitor de resonancia paralelo para operar el circuito de conmutación en una ope ación1 de tipo de resonancia de voltaje; un circuito de voltaje de salida de DC para recibir el voltaje alterno en el arrollamiento secundario del transformador de convertidor aislante y realizar una rectificación de media onda en el voltaje alterno para producir un voltaje de salida de DC de lado secundario que tiene un nivel substancialmente igual a aquel del voltaje de entrada de DC filtrado rectificado; y un circuito de control de voltaje constante para variar una frecuencia de conmutación del circuito de conmutación en respuesta a un nivel del voltaje de salida de DC de lado secundario para controlar la impedancia de resonancia del circuito de resonancia paralelo de lado primario y variar un ángulo de continuidad del circuito de conmutación de manera de realizar control de voltaje constante del voltaje de salida de DC de lado secundario.
2.- Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, que comprende además un capacitor de resonancia paralelo de lado secundario conectado en paralelo al arrollamiento secundario del transformador de convertidor aislante de manera que se forme un circuito de resonancia paralelo de lado secundario de un componente de inductancia de fuga del arrollamiento secundario del transformador de convertidor aislante y una capacitancia del capacitor de resonancia paralelo de lado secundario a fin de satisfacer una condición de energía de carga superior a un nivel predeterminado. 3,- Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el circuito de control de voltaje constante comprende un transformador de control ortogonal como un reactor saturable que tiene un arrollamiento de detección y un arrollamiento de impulsión conectados en serie al arrollamiento primario del transformador de convertidor aislante y un arrollamiento de control cuya dirección de arrollamiento es ortogonal a aquellas del arrollamiento de detección y el arrollamiento de impulsión, y varía de manera controlable la frecuencia de conmutación variando una corriente de control al arrollamiento de control en respuesta a un nivel del voltaje de salida de DC de lado secundario de manera de variar - una inductancia del arrollamiento de impulsión, el circuito de conmutación comprende un circuito de resonancia en serie formado de una conexión en serie de cuando menos el arrollamiento de impulsión y un capacitor de resonancia, y el circuito de suministro de energía comprende .6 - además un circuito " de impulsión de oscilación autoexcitado para impulsar el circuito de conmutación en una manera autoexcitada en respuesta a una salida de resonancia del circuito de resonancia en serie. 4.- Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 3, en donde el arrollamiento de detección y el arrollamiento de impulsión se forman a partir del mismo tipo d? material que el usado para el arrollamiento de control. 5.- Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el circuito de conmutación incluye un circuito de impulsión separadamente excitado para impulsar el circuito de conmutación de una manera separadamente excitado, y el circuito de control de voltaje constante varía de manera controlable en un periodo del circuito de conmutación mientras que mantiene un período desconectado del circuito de conmutación fijado en respuesta a un nivel del voltaje de salida de DC de lado secundario para variar controlablemente la frecuencia de conmutación. 6.- Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el circuito de conmutación comprende un circuito Darlington, que incluye un transistor bipolar, 7.- Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el circuito de conmutación comprende un transistor de ?fecto de campo MOS. 8.- Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde ßl circuito de conmutación comprende un transistor bipolar de compuerta aislado. 9.- Un circuito de suministro de energía dß conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el circuito de conmutación comprende un tiristor de inducción electrostático.
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