AT392379B - Ablenkschaltung mit regelbarem ruecklauf - Google Patents

Description

AT392379B

Die Erfindung betrifft eine Ablenkschaltung mit regelbarem Rücklauf, mit einer Ablenkwicklung, einer mit dieser gekoppelten Quelle einer Hinlaufspannung, einen mit der Ablenkwicklung gekoppelten Hinlaufschalter zur Erzeugung eines Hinlaufablenkstromes in der Ablenkwicklung während eines Hinlaufintervalles eines Ablenkzyklus.

Viele geregelte Stromquellen für Fernsehempfänger sorgen für eine Netztrennung durch Ableitung der Versorgungsspannungen für die Schaltungen des Fernsehempfängers aus an den Wicklungen des Horizontalausgangs- oder Rücklauftransformators entstehenden Spannungen. Bei diesen Systemen fließt die gesamte benötigte Leistung durch die Wicklungen, und die Leistungsübertragung erfolgt synchron mit der Horizontalablenkung. Die ungeregelte Spannungsquelle ist an die Primärwicklung des Rücklauftransformators angeschlossen, und die geregelte Größe ist üblicherweise entweder die B+-Betriebsspannung oder die Horizontalrücklaufimpulsamplitude.

Horizontalablenkschaltungen arbeiten typischerweise in einem Resonanzschwingungsbetrieb. Während des Hinlaufs tritt eine näherungsweise halbwellenförmige Schwingung zwischen einer Horizontalablenkwicklung und einem S-Formungs-Hinlaufkondensator auf, und während des Rücklaufs tritt eine Halbwellenschwingung zwischen der Ablenkwicklung und dem Rücklaufkondensator auf. Ebenfalls während des Rücklaufs ist eine Wicklung des Rücklauftransformators über den Rücklaufkondensator gekoppelt, damit Leistungsverlust in der Horizontalablenkschaltung kompensiert werden. Somit ist der Rüddauftransformator ein Teil der Horizontalrücklaufschaltung. Jegliche Leistungs- oder Laständerungen am Rücklauftransformator beeinflussen die Horizontalrücklaufzeit und verursachen Bildbreitenänderungen. Außerdem verändern sich gleichzeitig sämtliche durch Hinlaufgleichrichtung abgeleiteten Spannungen und nicht nur die an die sich verändernde Last geführte Spannung. Eine Belastung an einem Anschluß für eine durch Hinlaufgleichrichtung abgeleitete Spannung beeinflußt sämtliche in dieser Weise abgeleiteten Spannungen.

Eine Belastung des Rücklauftransformators verändert auch das Tastverhältnis und damit ebenfalls die Sekundärspannungen, weil die Regelschaltung für die Netzversorgung typischerweise entweder die Rücklauf- oder die Hinlaufspannungsamplitude, nicht jedoch beide gleichzeitig beeinflußt. Eine Modulation der Ost-West-Rasterkorrektur durch die Summe aller Lastschwankungen zur Erhaltung eines konstanten ungestörten Bildes, wie es in der US-PS 4 129 806 (Erfinder P. E. Haferl) beschrieben ist, stellt keine vollständige Lösung dar, weil die aus dem Hinlauf abgeleiteten Sekundärspannungen des Rücklauftransformators nicht kompensiert werden. Beispielsweise lassen sich große Lastschwankungen, wie sie etwa beim Betrieb einer 10 Watt-Tonverstärkerschaltung auftreten, nicht mehr über die Ost-West-Rasteikorrekturschaltung kompensieren.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Ablenkschaltung der eingangs angeführten Art zu schaffen, welche die oben beschriebenen Nachteile herkömmlicher Schaltungen vermeidet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Rücklaufkapazitätsnetzwerk mit der Ablenkwicklung zur Bildung einer Resonanzrücklaufschaltung mit der Ablenkwicklung während eines Rücklaufintervalls jedes Ablenkzyklus gekoppelt ist, wobei der Rücklaufablenkstrom während des Rücklaufintervalls in das Netzwerk hineinfließt, daß mit dem Rücklaufkapazitätsnetzwerk eine in Abhängigkeit von einem Regelsignal regelbare Nebenschlußschaltung zur Ableitung eines Teils des Rücklaufablenkstroms von einem Teil des Netzwerkes gekoppelt ist, und daß eine Regelschaltung das Regelsignal in Abhängigkeit von einer ersten, in der Ablenkschaltung zu regelnden Signalgröße, die eine Funktion der Impulsbreite der Rücklaufimpulse ist, regelt hi den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine Horizontalablenkschaltung mit einer Rücklaufimpulsregelung nach der Erfindung;

Fig. 2 in der Schaltung gemäß Fig. 1 auftretende Schwingungsformen;

Fig. 3 einen Teil der Schaltung gemäß Fig. 1 mit einer genaueren Darstellung einer Gate-Regelschaltung;

Fig. 4 Schwingungsformen, wie sie in der Schaltung gemäß Fig. 3 auftreten; und

Fig. 5 einen Teil der Schaltung gemäß Fig. 1 mit einer weiteren detailliert dargestellten Ausführungsform einer Gate-Regelschaltung.

In Fig. 1 ist eine geregelte Horizontalablenkschaltung (20) mit Rücklaufimpulsregelung gemäß der Erfindung dargestellt Eine ungeregelte Spannung (+V) ist an eine geregelte Spannungsversorgungsschaltung (21) angeschlossen. Diese Schaltung liefert mit der Horizontalablenkung synchrone Energieimpulse üb» eine Primärwicklung (22a) eines Horizontalausgangs- oder -rücklauftransformators (22) an verschiedene rücklaufgekoppelte Lastschaltungen. Die geregelte Spannungsversorgungsschaltung (21) kann von üblicher Art sein, oder wie sie in der US-Patentanmeldung Ser. No. 964,538 vom 29. November 1978 (deutsche Patentanmeldung P 29 48139.8), Erfinder P. E. Haferl, mit dem Titel "Regulated Deflection Circuit” oder in der US-Patentanmeldung Ser. No. 018,361 vom 7. März 1979, Erfinder Walt» Bohringer, mit dem Titel "Regulated Deflection System” beschrieben ist.

An eine Sekundärwicklung (22b) des Rücklauftransformators ist eine Horizontalendstufe (23) angeschlossen, die einen Hinlaufschalter (24), der an eine Serienschaltung aus einem Hinlaufkondensator (25) mit einer Horizontalablenkwicklung (26) angeschlosscn ist, aufweist. Der Hinlaufschalter (24) enthält einen Endtransistor (27) und eine an dessen Basis angeschlossene Dämpfungsdiode (28). Von einer üblichen Horizontaloszillator- und Treiberschaltung (29) gelangt eine horizontalfrequente Rechteckspannung zum Transistor (27) und schaltet diesen während des Hinlaufs ein und sperrt ihn zur Einleitung des -2-

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Horizontalrücklaufs. An die Sekundärwicklung (22b) ist ferner ein Gleichstromblockkondensator (30) angeschlossen.

Der Rücklaufimpulsteil der an der Sekundärwicklung (22c) des Rücklauftransformators entstehenden Spannung wird mittels einer Diode (31) gleichgerichtet und durch einen Kondensator (32) zu einer Versorgungsspannung (Vr) gleichgerichtet, die für Schaltungen wie Tonverstärker und Horizontaloszillator verwendet wird. Der Hinlaufspannungsteil der an der Sekundärwicklung (22d) entstehenden Spannung wird mittels einer Diode (33) gleichgerichtet und mittels eines Kondensators (34) zu einer Versorgungsspannung (Vs) gesiebt, welche Lastschaltungen wie den Vertikalablenk- und Videostufen zugeführt wird. Eine

Hochspannungswicklung (22e) des Rücklauftransformators ist an eine Hochspannungsschaltung (35) angeschlossen, welche die Endanodenbeschleunigungsspannung an einem Anschluß (U) liefert

Wie die Figuren 2a und 2b zeigen, fließt während des Horizontalhinlaufintervalls vor dem Zeitpunkt (t2) und auch nach dem Zeitpunkt (t^) der Horizontalablenkstrom (i^) als sägezahnförmiger Hinlaufstrom (i^) zum Hinlaufschalter (26). Nahe dem Zeitpunkt (t2) unterbricht der Hinlaufschalter (24), und die

Horizontalablenkwicklung (26) bildet eine Resonanzrücklaufschaltung (21) mit einem Rücklaufkapazitätsnetzwerk (52), welches zum Teil die Reihenschaltung der Kondensatoren (36) und (37) umfaßt. Während des Resonanzrücklaufintervalls (t2) bis (t^) fließt der Ablenkstrom (i2<j) im Rücklaufkondensator (36) als Rücklaufablenkstrom (>35). Über dem Hinlaufschalter (24) entsteht am Kollektor des Horizontalendtransistors (27) eine Rücklaufimpulsspannung (Vgj) mit der Spitzenamplitude (Vp).

Die Rücklauffrequenz (1/2Tr) (wobei (Tg) die Dauer des Rücklaufintervalls ist) der Resonanzrücklaufschaltung (51) wird zum Teil durch die mit der Ablehkwicklung (26) gekoppelte effektive Rücklaufkapazität bestimmt. Liegt der Rücklaufkondensator (37) während des gesamten Rücklaufintervalls in Reihe mit dem Rücklaufkondensator (36), dann wird das Rücklaufintervall dadurch verkürzt Verhindert man, daß der Kondensat« (37) Rücklaufstrom oder Ladung speichert, beispielsweise durch Kurzschluß des Kondensators nach Masse während des gesamten Rücklaufintervalls, dann erhält sich die Dauer des Rücklaufintervalls auf einen Maximalwat

Bei einer Regelung der Rücklaufintervalldauer oder der Breite des Rücklaufimpulses (Vgj) lassen sich auch andere Größen oder Parameter, welche zur geregelten Ablenkschaltung (20) gehören, regeln. Beispielsweise ist der Gleichspannungswert der Hinlaufspannung (Vy) am Hinlaufkondensator (25) gleich der Gleichspannung oder dem Mittelwert der Spannung (V2^) am Hinlaufschalter (24), wie die gestrichelte Lime (53) in Fig. 2 zeigt. Die Ablenkstromamplitude (ipp) hängt teilweise von der Hinlauf Spannung (Vy) ab. Bei Vergrößerung der Rücklaufimpulsdauer und Konstanthaltung der Rücklaufimpulsspitzenspannung (Vp) als geregelte konstante Größe erhöht sich (Vy) und damit die Ablenkstromamplitude.

Die Spannung an der Sekundärwicklung (22b) ist von ähnlicher Form wie die Schwingung (V24) gemäß Fig. 2a, jedoch hat sie einen Wechselspannungsnullwert, der mit der Linie (53) zusammenfällt Ist der nicht mit einem Punkt versehene Anschluß der Wicklung (22b) der Bezugsanschluß, dann entsteht während des Hinlaufs eine negative Hinlaufspannung (-Vy) über der Wicklung und während des Rücklaufs eine positive Rücklaufspannung (Vp), wobei Vy + Vp = Vp ist In der Wicklung (22b) fließt ein Strom (i22). Durch Modulation der Rücklaufimpulsdauer oder -breite werden sowohl die Hinlaufspannung (Vy) als auch die Rücklaufspannung (VR) moduliert, wobei die Fläche der Schwingung (V24) unter der Linie (53) gleich der Fläche über der Linie (53) ist, weil an einer Induktivität oder Transformatorwicklung keine Mittel- oder Gleichspannung aufrechterhalten werden kann.

Eine Modulation dar Hinlauf- und Rücklaufspannungen führt zu einer Modulation dar entsprechenden hinlauf-und rücklaufgleichgerichteten Versorgungsspannungen (Vs) und (Vr) sowie der Endanodenspannung am Anschluß (U).

Ist die zu regelnde Größe beispielsweise die Hinlaufspannung (Vy), dann führt eine Modulation der Rücklaufimpulsdauer zu einer Modulierung der Impulsamplitude (Vp) und der Rücklaufspannung (Vg) über einer Rücklauftransformatorwicklung. Die Abloikstromamplitude sollte sich nicht wesoitlich anders ändern als die relativ kleinen Änderungen, die durch das Anwachsen oder Abnehmen der Hinlaufzeit bedingt sind, während welcher die Hinlaufspannung (Vy) mit Hilfe des Hinlaufschalters (24) an die Ablenkwicklung (26) gekoppelt wird.

Zur Regelung der Dauer des Rücklaufintervalls wird die effektive Kapazität des Kapazitätsnetzwerkes (52) durch Regelung verändert Über den Rücklaufkondensator (37) ist eine Rücklaufstromnebenschlußschaltung (54) geschaltet, welche Dioden (38) und (39) und einen steuerbaren, in beiden Richtungen leitfähigen Schalter (40) mit einem ITR oder SCR (41) und antiparallel geschalteter Diode (42) aufweist Die Kathode der Diode 1 -3-

AT 392 379 B (38) und die Anode der Diode (39) liegen an einem Anschluß (55), nämlich dem Verbindungspunkt der Rücklaufkondensatoren (36) und (37). Die Anode des SCR (41) ist an einen Anschluß (50), die Kathode der Diode (39), angeschlossen. Über den Schalter (40) ist eine Resonanzkommutierungsschaltung (43) mit einem Kondensator (44) und einer Induktivität (45) geschaltet Über dem Schalter (40) liegt eine "snubber"-Schaltung mit einem Widerstand (46) und einem Kondensator (47).

Der durch den Rücklaufkondensator (36) in den Anschluß (55) hineinfließende Rücklaufstrom tyg) teilt sich in zwei Ströme: einen Rücklaufstrom (137), welcher durch den Rücklaufkondensator (37) fließt, und einen Rücklaufhebenschlußstrom (is), der in die Rücklaufnebenschlußschaltung (54) fließt Da die Rücklaufströme (13g) und (>37) durch die Kondensatoren (36) bzw. (37) fließen, sind diese Ströme reine Wechselströme, enthalten also keine Gleichspannungskomponente. Der Nebenschlußstrom (i$) ist daher ebenfalls ein reiner Wechselstrom. Der positive Teil (139) des Nebenschlußstroms (is) kann nur durch den ersten Nebenschlußweg, Diode (39), fließen, während der negative Teil (13g) nur durch einen zweiten Nebenschlußweg, Diode (38), fließen kann. Die gesamte Ladung (Amperesekunden), die vom Rücklaufkondensator (37) durch den in die Diode (39) fließenden positiven Strom (139) abgezweigt wird, muß daher gleich der Gesamtladung sein, welche durch den in der Diode (38) fließenden negativen Strom (13g) zum Anschluß (55) zurückfließt

Der durch die Diode (39) in den Anschluß (50) hineinfließende positive Strom Ο39) teilt sich in zwei Ströme auf, einen Kommutierungsstrom (143), welcher durch den Kondensator (44) und die Induktivität (45) fließt und einen Schalterstrom (i4ß), der durch den Schalter (40) fließt. Der Kommutierungsstrom (i43) ist ebenfalls ein reiner Wechselstrom. Damit muß die Gleichstromkomponente (ID^-) des in der Diode (39) fließenden Stromes durch den Schalter (40) als dieselbe Gleichstromkomponente (Ιρς<) des Schalterstroms (i40) fließen.

Die Rücklaufimpulsdauer läßt sich durch Regeln der effektiven Kapazität des Rücklaufkondensators (37) mit Hilfe der Stromnebenschlußschaltung (54) regeln. Läßt man einen größeren Nebenschlußstrom (is), also eine größere Ladungsmenge vom Rücklaufkondensator (37) abfließen, dann ergibt sich ein scheinbares Anwachsen der Kapazität des Rücklaufkondensators (37) und damit ein Anwachsen der effektiven zur Resonanzrücklaufschaltung (51) gehörigen Kapazität, und damit eine Vergrößerung der Rücklaufimpulsbreite. Die größte Rücklaufimpulsbreite ergibt sich, wenn der gesamte Rücklaufstrom vom Rücklaufkondensator (37) abgezweigt wird, was zu einer maximalen Rücklaufkapazität führt, das bedeutet, daß der Rücklaufkondensator (37) als Kurzschluß erscheint.

Die vom Rücklaufkondensator (37) abgezweigte Ladung wird geregelt durch Regelung der durch den Schalt» (40) fließenden Gleichstromkomponente (Ιρ^)· Eine Gate-Regelschaltung (48) liefert innerhalb jedes

Horizontalhinlaufintervalls ein verzögertes Gatesignal (40g) veränderbarer Phasenlage an den SCR (41). Während der anfänglichen Einschaltperiode nach Anschalten der Ablenkschaltung (20) wird der ungeladene Kommutierungskondensator (44) über die Diode (39) auf die über dem Rücklaufkondensator (37) entstandene Spitzenrücklaufspannung aufgeladen. In diesem anfänglichen Intervall arbeitet die Diode (39) als Spitzengleichricht».

Die Resonanzfrequenz der Kommutierungsschaltung (43) wird näherungsweise gleich der Horizontalriicklauffrequenz (1/2TR) gewählt Es sei angenommen, daß ein von der Regelschaltung (48) kommender Gateimpuls (40g) den Schalter (40) zu einem Zeitpunkt vor (tß) in den Fig. 2e und 2f einschaltet, wo das Intervall (tß) bis ¢3) gleich (2TR) oder gleich dem doppelten Rücklaufintervall ist Wenn es auch in den Fig. 2e und 2f nicht dargestellt ist, tritt ein voll» Zyklus der Resonanzstromschwingung des Kommutierungsstroms (^3) völlig innerhalb des Hinlaufintervalles auf. Der ITR oder Schalt» (40) wird vor dem Zeitpunkt ¢3). dem Beginn des Rücklaufs, durch den Strom (i^) in Sperrichtung kommutiert und wird nichtleitend. Der Kondensator (44) wird ungeachtet aufgetreten» ohmsch» Verluste nach dem Ende der Schwingung im wesentlichen wieder auf einen Spitzenwert aufgeladen.

Nach dem Rücklauf fließt kein Strom, weil wed» die Diode (38) noch die Diode (39) in Durchlaßrichtung vorgespannt sind. Der gesamte Rücklaufablenkstrom (13^) fließt als Rücklaufstrom (137) in den Rücklaufkondensator (37). Dieser ist für das gesamte Rücklaufintervall ein Teil der Rücklaufresonanzschaltung, und der Rücklauf kondensator des Netzwerkes (52) hat ebenso wie die Rücklaufimpulsbreite ein Minimum.

Es sei nun angenommen, daß die Regelschaltung (48) den Schalter (40) zum Zeitpunkt (tj) nach dem Zeitpunkt (tß) in den Leitungszustand bringt, wie Fig. 2e zeigt Der Kommuti»iingsstrom (^3) vollendet vor Beginn des Rücklaufs zum Zeitpunkt ((3) keinen vollen Schwingungszyklus. Nahe dem Zeitpunkt (t2) ist der Hinlaufschalter (24) gesperrt, und es beginnt ein Rücklaufstrom (13g) in den Anschluß (55) zu fließen, der sich nahezu auf Massepotential befindet, weil sowohl die Diode (39) als auch der Schalt» (40) den -4-

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Nebenschlußstrom (is) leiten. Kurz nach dem Zeitpunkt (t2) fließt genügend positiver Nebenschlußstrom (139) in den Anschluß (50), um den vom Schalter (40) kommenden negativen Schaltastrom (14g) zu übersteigen, so daß der Schalter kurz nach dem Zeitpunkt (t2) in den Sparzustand kommutiot wird und nichtleitend wird. Dann fließt ein positiver Nebenschlußstrom (139) als Kommutierungsstrom (143), wie die Fig. 2d, 2e und 2f zeigen, wobei der Strom (139) nach dem Zeitpunkt (t2) gleich dem Strom (143) ist. Der positive Nebenschlußstrom (139) lädt den Kondensator (44) der Kommutierungsschaltung (43) nahe dem Zeitpunkt (t4) auf eine Spitzenspannung (V43) auf, wie die Fig. 2d und 2f zeigen und Fig. 2h durch die Nebenschlußschalterspannung (V4Q) veranschaulicht. Einige Zeit nach (t2) ist die Schalterspannung im wesentlichen gleich dem Spannungswat (V43).

Der Rücklaufablenkstrom (137), der durch den Rücklaufkondensator (37) fließt, ist gleich dem in den Anschluß (55) fließenden Rücklaufablenkstrom (13g) abzüglich des Nebenschlußstroms (ig). Wie die Fig. 2c und 2d zeigen, ist somit der Strom Ο37) etwa zum Zeitpunkt ^4), da Rücklaufmitte, wo da Ablenkstrom (i2g) seine Richtung umkehrt, gleich einer positiven Stromkomponente («37p)· Der Strom (137) lädt den Rücklaufkondensator (37) zum Zeitpunkt ^4) gemäß Fig. 2g infolge der Spannung (V37) am Kondensator (37) auf eine Spitzenspannung (Vj) auf. Der Rücklaufablenkstrom (137) ist zwischen den Zeitpunkten ((4) bis (tg) gleich einer negativen Stromkomponente (137,,).

Zum Zeitpunkt (t^) ist der Rücklaufkondensator (37) vollständig entladen, wie Fig. 2g zeigt, und die Spannung (V37) sucht ihre Polarität umzukehren. Die Diode (38) wird in Durchlaßrichtung vorgespannt und schließt den Rücklaufkondensator (37) kurz und unterbricht den Rücklaufstromfluß (137). Der Nebenschlußstrom (ig) beginnt wieder als ein Strom (-13g), wie Fig. 2d zeigt, und vollendet die Entladung des Rücklaufkondensators (36). Zum Zeitpunkt (t^) ist der Rücklaufimpuls (Vjj) gleich Null, und die Dämpfungsdiode (28) des Hinlaufschalters (24) beginnt während des nächsten Hinlaufintervalls einen Einlaufstrom (i24) zu leiten.

Weil das Einschalten des Schalters (40) bis zum Zeitpunkt (tj) phasenverzögert wird, kann der durch den Schalter (40) als Schalterstrom (14Q) fließende Kommutierungsstrom (143) nicht einen vollen Schwingungszyklus vollenden. Der Kommutierungskondensator (44) kann sich nicht über den Schalter auf seine Ursprungsspannung (V43) entladen, die er vor dem Zeitpunkt (tj), dem Beginn der Kommutierungsstromschwingung, gehabt hat, aufladen. Der Mittelwert des Schalterstromes (40) ist nicht Null, sondern eine Gleichstromkomponente (ID(-0, welche die Entladung des Kondensators (44) üba den Schalter (40) darstellt, wie dies in Fig. 2e gezeigt ist

Wenn der Nebenschlußschalter (40) während des Rücklaufs gesperrt ist dann wird durch den positiven Nebenschlußstrom (139) ein positiver Wiederaufladestrom für den Kondensator (44) gebildet Der Strom (139) muß daher einen Mittel- oder Gleichstromwert von (Ip^) haben, wie Fig. 2d zeigt. Da der Gesamtnebenschlußstrom (is) keine Gleichstromkomponotte haben kann, wie vorstehend erläutert worden war, muß der negative Nebenschlußstrom (-13g) eine Gleichstromkomponente doselben Größe haben, nämlich vom Wert (-IDC)· Das heißt daß die gesamte Ladung (qp), also der schraffierte Bereich unter (139), welcher vom Rücklaufkondensator (37) abgezweigt wird, gleich der gesamten Ladung (qQ) sein, die durch den negativen Strom (-13g) zum Anschluß (55) zurückgeführt wird.

Durch Regelung des Grades, auf welchem der Schalter (40) zu Beginn des Rücklaufs den Kommutierungskondensator (44) entladen läßt dargestellt durch die Gleichstromkomponente des Schalterstromes fyg), läßt sich die Größe des vom Rücklaufkondensator (37) abgeleiteten Stromes regeln.

Schließt man einen größeren Teil der Ladung vom Rücklaufkondensator (37) kurz, indem man innahalb des Hinlaufs den Einschaltaugenblick für den Schalter (40) zunehmend phasenverzögert, dann erhält man ein scheinbares oder effektives Anwachsen der Kapazität des Rücklaufkondensators (37) und damit ein Anwachsen der Dauer des Rücklaufimpulses (Vgj), unter da Annahme, daß die Impulshöhe oder Spitzenspannung (Vp) konstantgehalten wird. Damit ist der Rücklaufimpuls (Vjj) breiter, wenn der Schalter zu einem Zeitpunkt (tj) eingeschaltet wird, als wenn der Schalter vor dem Zeitpunkt (tg) eingeschaltet wird und überhaupt kein Nebenschlußstrom (ig) fließt. Die Rücklaufimpulsamplitude (Vp) läßt sich konstant halten durch Rückkopplung da an da Wicklung (22f) des Rücklauftransformators entstehenden Spannung zu der geregelten Spannungsversorgungsschaltung (21) gemäß Fig. 1.

Um die Rücklaufimpulsbreite weiter anwachsen zu lassen, verzögert man den Einschaltaugenblick des -5-

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Nebenschlußschalters (40) bis zu einem Zeitpunkt der noch später als der bereits erwähnte Zeitpunkt (tj) liegt Dieser Fall ist im rechten Teil der Fig. 2 anhand der Schwingungsform»! (2a') bis (2h') dargestellt Der Kommutierungsstrom (i43) kann nun noch weniger als einen vollen Schwingungszyklus vollenden, ehe der Rücklauf zum Zeitpunkt (t2') beginnt, als es in der zuvor beschriebenen Situation der Fall war, wie nun die Fig. 2e' bis 2f veranschaulichen. Der Kommutierungskondensator (44) wird stärker als im vorigen Fall entladen, wobei der Kondensator (44) sogar eine Spannung negativer Polarität annimmt

Zur positiven Wiederaufladung des Kommutierungskondensators (44) auf den Spitzenwert (V43'), den er vor Beginn des Rücklaufs gehabt hat ist nun eine Aufladegleichstromkomponente (ID^‘) »forderlich, wie die

Fig. 2e' und 2h' zeigen. Wegen der anwachsenden Phasenverzögerung des Einschaltmomentes für den Schalter (40) auf den Zeitpunkt (tj') ist die Gleichstromkomponente (IDq') im rechten Teil der Fig. 2e' größer als die Gleichstromkomponente (Ip^) im linken Teil der Fig. 2e. Der zur Wiederaufladung des Kondensators (44) benötigte positive Nebenschlußstrom (139) ist gemäß Fig. 2d' größer. Damit ist die vom Rücklaufkondensator (37) abgezweigte positive Ladung (qp') ebenfalls größer, und dasselbe gilt für die vom Kondensator (37) abgezweigte negative Ladung (qn'), die als ein negativer Strom (13g) von der Diode (38) am Anschluß (55) in den Rücklaufkondensator (36) fließt.

Da der Nebenschlußstrom (is) einen größeren Wert hat, hat der Rücklaufabl»ikstrom (137) gemäß Fig. 2c' einen kleineren W»t. Die über dem Rücklaufkondensator entstehende Spitzenrücklaufspannung (Vj') ist gemäß Fig. 2g' kleiner. Die Spitzenrücklaufspannung (Vj') wird zu einem früheren Zeitpunkt (13*) erreicht, wo der Rücklaufstrom (137) sich vor d» Mitte des Hinlaufs zum Zeitpunkt (t4') umkehrt, wie Fig. 2c' und 2g' zeigen. Die Diode (38) beginnt zum Zeitpunkt (tg') zu leiten, wenn die Spannung am Rücklaufkondensator (37) Null erreicht, wie dies die Fig. 2c', 2d' und 2g' zeigen.

Der Resonanzrücklauf endet zum Zeitpunkt (tg'), wie anhand der Impulsspannung (V^') zu sehen ist Da von dem Rücklaufkondensator (37) größere Beträge sowohl positiver Ladung (qp') als auch negativer Ladung (qQ') abgezweigt werd»i, v»größert sich die scheinbare oder effektive Rücklaufkapazität, welche mit der Ablenkwicklung (26) gekoppelt ist, und es vergrößert sich auch die Rücklaufimpulsbreite von (TR), in Fig. 2a das Intervall von (tg), auf (TR'), in Fig. 2a' das Intervall von (t2*) bis (tg'). Anders ausgedrückt: Weil die Spannung (V37) am Rücklaufkondensator (37) dazu beiträgt, den Rücklaufablenkstrom (13g) schnell umzukehren, verringert sich durch Abzweigen eines größeren Stromes vom Kondensator (37) die Spannung an diesem, so daß die Stromumkehr w»iiger schnell auftritt und der Rücklauf impuls breiter wird.

Die geregelte Spannungsversorgungsschaltung (21) regelt eine Größe, beispielsweise entweder (Vp) oder (VR). Durch Regeln des Einschaltaugenblickes des Nebenschlußschalters (40) kann die Rücklaufimpulsbreite unabhängig geregelt werden, und damit wird eine andere Größe, beispielsweise die Hinlaufspannung (Vf), geregelt Durch Regelung der Impulsbreite können weiterhin auch andere Parameter geregelt werden. Wird beispielsweise der Rücklaufimpuls (Vgj') durch die Schaltung (21) auf einer konstanten Amplitude (Vp) gehalten, dann »höht sich bei zunehmender Impulsbreite die Hinlaufspannung üb» dem Hinlauf kondensator (25) auf (VT·), wie die Linie (53') in Fig. 2a' zeigt Eine vergröß»te Hinlaufspannung führt zu einer Vergrößerung des von Spitze zu Spitze gemessenen Ablenkstromes (i^) gegenüber dem entsprechenden Spitzenw»t von (Ipp') (siehe Hg. 2a' und Damit läßt sich beispielsweise die Bildbreite über die Rücklaufimpulsdauer durch

Regelung des Leitungszustandes des Nebenschlußschalters (40) regeln. Verändert man den Einschaltzeitpunkt des SCR (41) vertikalfiequent parabolisch, dann ändert sich gleichermaßen auch der von Spitze zu Spitze gemessene Ablenkstrom (Ipp), und man »hält eine Ost-West-Rasterkorrektur.

Lastschaltungsbedingte Modulationen der Rücklaufimpulsbreite lassen sich komp»isieren. Beispielsweise spiegelt sich eine Erhöhung der Tonverstärkerbelastung der Versorgungsspannung (Vr) und der zweiten Wicklung (22c) von 0 auf 10 Watt teilweise in d» Wicklung (22b) wieder und führt zu einem »höhten Strom (i22) in d» Wicklung (22d), die parallel zur Ablenkwicklung (26) liegt, so daß der Rücklaufimpuls schmaler wird. Die Regelschaltung (48) fühlt die Abnahme der Impulsbreite ab, wie noch erläutert werden wird, und verzögert den Einschaltaugenblick des Schalters (40) üb» den Zeitpunkt (tj) hinaus, um eine konstante Breite des Rücklaufimpulses (51) und einen konstanten Ablenkstrom (i^) aufrechtzuerhalten, wie dies im linken Teil d» Hg. 2a bis 2h durch die gestrichelten Schwingungsformen veranschaulicht ist.

Der regelbare Nebenschlußschalter (40) arbeitet als geregelte Stromsenke zur Regelung der Größe des positiv»! Stroms Ο39) und d» Ladung (qp), welche vom Rücklaufkondensator (37) abgezweigt weiden. Der ITR-Schalter (40) kann damit beispielsweise durch einen Transistor oder SCR ersetzt werden, dessen Leitungswinkel (Stromflußwinkel) innerhalb des Hinlaufs verändert wird, so daß veränderbare Ladungsbeträge -6-

AT 392 379 B vom Rücklaufkondensator (37) abgezweigt werden. Die Funktion der Diode (42) wird nun durch die Dioden (38) und (39) übernommen.

Eine Ausführungsform einer Gate-Regelschaltung (48) ist in Fig. 3 dargestellt. Eine horizontalfrequente Rechteckspannung (V29) gemäß Fig. 4a wird von der Horizontaloszillator- und Treiberschaltung (29) erzeugt und durch Widerstände (61) und (62) herabgeteilt, sowie über einen Kondensator (63) auf die Basis eines Transistors (64) einer Boxcar-Gate-Impulsformerschaltung (19) wechselspannungsgekoppelt. Über den Widerstand (62) ist ein Kondensator (65) geschähet Die Rechteckspannung (V29) wird nach Invertierung auch der Basis des Horizontalendtransistors (27) des Hinlauf Schalters (24) zugeführt, was jedoch in Fig. 3 nicht im einzelnen gezeigt wird.

Der obere Spannungspegel der Spannung (V29) reicht vom Zeitpunkt (Tj) gerade vor Beginn des Rücklaufs bis zum Zeitpunkt (T^) gerade nach Beginn des Hinlaufs, während der Horizontalrücklauf zwischen den Zeitpunkten (T2) bis (T3) erfolgt Der niedrigere Spannungspegel der Spannung (V29) reicht vom Zeitpunkt (T^) bis zum Zeitpunkt (Tg) und liegt völlig innerhalb des Hinlaufintervalls (T3) bis (T7).

Zum Zeitpunkt (T4) schaltet die Spannung (Υ29) auf ihren niedrigeren Wert um und spannt den Transistor (64) gemäß Fig. 4d durch die Spannung (Vb) an der Basis dieses Transistors in Sperrichtung vor. Ein Ladestrom (igg) regelbarer Größe, der von einem Ladestrom-Eingangsanschluß (91) in einen Ladewiderstand (66) fließt, lädt den Kondensator (63). Die Spannung (Vg) beginnt anzuwachsen. Zu einem regelbaren Zeitpunkt (Tj) innerhalb des Hinlaufs erreicht (Vb) den Schwellwert (Vbe) und schaltet den Transistor (64) ein, siehe Fig. 4d, und in Fig. 4e die Kollektorspannung (Vc) des Transistors (64).

Eine Differenzierschaltung mit Widerständen (67) und (68) und einem Kondensator (69) differenziert zum Zeitpunkt (Tj) die Rückflanke der Spannung (Vc) zu einem negativen Impuls an der Basis eines Transistors (70) . Damit entsteht am Kollektor des Transistors (70) eine Impulsspannung (40g), die zum Zeitpunkt (Tg) beginnt (siehe Fig. 4f). Der Impuls (40g) gelangt auf das Gate des SCR (41) des Nebenschlußschalters (40) und schaltet diesen zum Zeitpunkt (Tg) ein, so daß in der bereits beschriebenen Weise die Stromschwingung in der Resonanzkommutatorschaltung (43) beginnt Der Emitter des Transistors (70) liegt über einen Widerstand (71) an einer Spannung von +15 Volt und eine Gate-Impuls-Kurvenformungsschaltung mit einem Widerstand (72) und einem Kondensator (73) ist an das Gate des SCR (41) angeschlossen.

Eine Breitenmodulationsregelschaltung (90) regelt den Ladestrom (igg) durch den Widerstand (66) und bestimmt auf diese Weise die Einschaltzeitpunkte der Transistoren (64) und (70) und damit des Nebenschlußschalters (40). Über der Rücklauftransformator-Sekundärwicklung (22g) der Breitenmodulationsregelschaltung (90) entsteht ein Rücklaufimpulsteil der Spannung (V22g)> der mit einer

Diode (56), einem Strombegrenzungswiderstand (57) und einem Kondensator (58) spitzengleichgerichtet wird, wie Fig. 4b sowohl mit der Spannung (V22g) als auch der Spannung (Vgg) über den Kondensator (58) veranschaulicht. Der Kondensator (58) entlädt sich leicht während des Hinlaufintervalls, und der Entladestromweg enthält einen Widerstand (59), ein Potentiometer (74) und die Basis-Emitter-Diode eines Transistors (60). Damit ist eine Komponente der an da Basis des Transistors (60) liegenden Spannung eine Spannung, welche die Rücklaufimpulsamplitude (VR) da Spannung (V22g) gemäß Fig. 4b darstellt.

Die Spannung (V22g) der Rücklaufoansformatorwicklung wird auch einer Integrierschaltung (80) mit einem Kondensator (75) und einem Widerstand (76) zugeführt. Über Basis und Emitter des Transistors (60) ist ein Kondensator (77) geschaltet. Während des Rücklaufs lädt sich dar Kondensator (75) über die Wicklung (22g), den Widerstand (76) und die Basis-Emitter-Diode des Transistors (60) auf. Während des Hinlaufs enthält der Entladeweg des Kondensators (75) die Wicklung (22g), die Widmstände (76, 74 und 59) und den Kondensator (58). Die integrierte Spannung (Vyg) am Anschluß (78), dem Verbindungspunkt des

Kondensators (75) mit dem Widerstand (76), ist in Fig. 4b dargestellt.

Der zeitlich integrierte Rücklaufteil der Rücklaufspannung (V22g) hängt von der Rücklaufamplitude (VR) und dm- Impulsbreite (TR) ab. Der zeitlich integrierte Hinlaufteil der Rücklaufspannung (V^g) hängt von der Hinlaufamplitude (-VT) und dm* Hinlaufdauer (TT) ab.

Da an der Rücklauftransformatorwicklung (22g) im Mittel keine Gleichspannung auftritt, muß die zeitlich integrierte Rücklaufspannung gleich der zeitlich integrierten Hinlaufspannung sein. Damit ist der Hinlaufintegrationsteil der Spannung (Vjg) ein Maß für die Rücklaufimpulsbreite. Ein Anwachsen der Rücklaufimpulsbreite führt zu einem Anwachsen des Hinlaufintegrationsspannungsanteils von (Vyg).

Ein Integrations- oder Glättungskondensator (82) ist über einen Widerstand (79) und einen Widerstand (81) an eine Spannungsquelle von +15 Volt angeschlossen. Über den Widmstand (81) liegt der Kollektor des Transistors (60) an der Spannung +15 Volt. Die Spannung am Kondensator (82) ergibt sich aus der Integration -7-

AT 392 379 B der Kollektorspannung (Vc) des Transistors (60), welche in Fig. 4c gezeigt ist Die Kollektorspannung (V^q) hängt von dar an die Basis des Transistors (60) angelegten Spannung ab, welche die algebraische proportionale Summe der spitzengleichgerichteten Rücklaufspannung (V$g) und der aus da* Rücklauftransformatorwicklungsspannung (V22g) integrierten Rücklaufspannung (V^g) ist.

Der Ladestrom (i^), welcher den Zeitpunkt innerhalb des Hinlaufs bestimmt, wo der Gateimpuls (40g) erzeugt wird, ändert sich umgekehrt mit dem durch den Transistor (60) fließenden Nebenschlußstrom. Eine Abnahme der Rücklaufimpulsbreite, beispielsweise durch erhöhte Tonverstärkerbelastung, führt zu einer Abnahme der Größe des negativen integrierten Hinlaufspannungsteils von (Vyg). Während des Hinlaufs wird vom Transistor (60) weniger Basisstrom abgezweigt, so daß die Nebenschlußleitung des Transistors (60) stärk»: wird und der zur Basis des Transistors (64) fließende Ladestrom (i^) abnimmt Später wird innerhalb des

Hinlaufs ein Gateimpuls (40g) abgeleitet welcher zu der gewünschten Vergrößerung der Breite des Rücklaufimpulses führt

Es ist bereits gesagt worden, daß die Kondensatoren (58) und (75) sich während des Rückläufe auf laden. Die Spannung (V5g) stellt die positive Spitzenamplitude des Rücklaufimpulses über der Wicklung (22g) dar, und die Spannung (¥73) stellt während des Hinlaufs die integrierte Rücklaufspannung über der Wicklung (22g), jedoch mit negativer Polarität dar. Während des Hinlaufs sind die Entladewege mit den Widerständen (59,74 und 76) für die Kondensatoren (58) und (75) die gleichen. Jegliche Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände (74) und (76), die nicht gleich (V^e) des Transistors (60) ist steuert diesen Transistor entweder in die Sättigung oder in den Sperrbereich. Damit verhindert wird, daß der Transistor (60) während des Einlaufs durch Impulsspitzen oder Überschwingungen vom Transistor (22) entweder in die Sättigung oder in das Sperrgebiet gesteuert wird, ist eine erste Integrationsschaltung (85) zwischen Kollektor und Basis des Transistors (60) geschaltet* Sie enthält einen Kondensator (83) und einen Widerstand (84) mit einer Zeitkonstanten während des Hinlaufs von beispielsweise 50 Mikrosekunden, so daß die Kollektorspannung des Transistors (60) die in Fig. (4c) gezeigte Form hat

Wie Fig. 4c ebenfalls zeigt, wird der Transistor (60) während jeder Rücklaufperiode in die Sättigung gesteuert weil sich der Kondensator (75) über dem Widerstand (76) und die Basis-Emitter-Diode des Transistors (60) entlädt. Eine zweite Integrationsschaltung mit Widerständen (81) und (79) und einem Kondensator (82) glättet die Spannung (V^q) noch weiter als Quelle für den Strom (i^) am Punkt (91).

Das Ausgangssignal der Breitenmodulationsregelschaltung (90) ist relativ unempfindlich gegen Amplitudenschwankungen des von Spitze zu Spitze gemessenen Wertes Vp = VR + VT der Rücklaufspannung (V22g)· Wenn (Vp) anwächst, wachsen auch (VR) und (VT). Die spitzengleichgerichtete Rücklaufimpulsspannung (V^g) wächst ebenso wie auch die Amplitude des negativen integrierten Hinlaufspannungsteils der Spannung (Vyg). Wenn (Vgg) und (Vyg) an der Basis des Transistors (60) algebraisch summiert werden, dann heben sich diese Zuwächse auf. Eine Unempfindlichkeit der Schaltung (90) gegenüber Änderungen der Rücklaufspannungsspitzenamplituden ist notwendig, damit Impulsamplitudenschwingungen infolge von Wechselwirkungen zwischen der geregelten Spannungsversorgungsschaltung (21) und der Impulsmodulationsregelschaltung (90) unterbunden werden.

Die Breitenmodulationsregelschaltung (90) mißt die Rücklaufimpulsbreite als Differenz zwischen Spitzenrücklaufspannung (VR), bestimmt durch die Spannung (Vgg), und integrierter Rücklaufspannung oder der äquivalenten integrierten Hinlaufspannung, bestimmt durch die Spannung (Vyg). Die resultierende

Fehlerspannung wird dann an der Basis des Transistors (60) mit Massepotential verglichen. Die zu den Kondensatoren (58) und (75) gehörigen Zeitkonstanten werden etwa gleich gewählt, damit man während des Großteils des Hinlaufs eine relativ flache oder konstante Spannung erhält Der Kondensator (75) dient weiterhin der Isolation des eine relativ kleine Amplitude aufweisenden Hinlaufspannungsteils der Rücklauf Spannung (V22g) von der Basis des Transistors (60), damit thermische Änderungen der Basis-Emitter-Spannung nicht die Rücklaufzeit beeinflussen. Infolge des relativ großen Wertes der in Reihe geschalteten Widerstände (59) und (74) können diese Widerstände als Teil einer Stromquelle angesehen werden, die keine Maßnahmen zur thermischen Kompensation erfordert

Um eine vorbestimmte Rücklaufimpulsbreite zu erhalten, kann man das Verhältnis der Widerstände (R59 + R74) zum Widerstand (R74;) einjustieren. Dieses Verhältnis ist gleich dem Verhältnis der Widerstände (VR) zu (VT) oder äquivalent dem Verhältnis (Tj) zu (TR). Eine Justierung des veränderbaren Widerstandes (74) im Sinne eines typischen Verhältnisses von Acht ergibt eine Rücklaufimpulsbreite von etwa 11,6 ps.

Der veränderbare Widerstand (74) dient somit zur Regelung der Raster- oder Bildbreite. Durch Erhöhung seines Wertes vergrößert sich das erwähnte Verhältnis, so daß die Rücklaufimpulsbreite und damit der von Spitze zu Spitze gemessene Ablenkstrom äbnimmL In diesem Sinne ist die den Fall eines relativ schmalen Impulses veranschaulichende Figur 2a mit der einen breiteren Impuls veranschaulichenden Fig. 2a' zu vergleichen.

Durch Veränderung der Rücklaufimpulsbreite und damit der von Spitze zu Spitze gemessenen -8-

Claims (5)

1. AT 392 379 B Ablenkstromamplitude nach einer Parabelfunktion mit einer Vertikalablenkfrequenz von (1/TV) (wobei (Ty) gleich einem Halbbildintervall der Vertikalablenkung ist) kann auch eine Ost-West-Rasterkorrektur erreicht werden. Hierzu wird die Basisspannung des Transistors (60) parabolisch vertikalfrequent verändert, indem der Basis in Wechselspannungskopplung über einen Kondensator (86) und einem Widerstand (87) eine vertikalparabolische Spannung (89) zugeführt wird, die von einem üblichen Vertikalparabelgenerator (88) erzeugt wird. Diese vertikalparabolische Spannungsänderung an der Basis des Transistors (60) führt zur Erzeugung von Gateimpulsen (40g), deren Phasenlage sich vertikalfrequent parabolisch ändert, wie es für eine Ost-West-Rasterkorrektur erforderlich ist Zur Begrenzung der maximalen Rücklaufimpulsbreite, die mit der Gateregelschaltung (48) »reichbar ist, ist eine Bereichsbegrenzungsschaltung (95) an den Ladestrom-Eingangsanschluß (91) angeschlossen. Zu große Rücklaufimpulsbreite führt zu einer zu großen Horizontalablenkstromamplitude, so daß die Verlustleistung innerhalb der Horizontalablenkschaltung erheblich anwächst Die Beieichsbegrenzungsschaltung (95) enthält einen Transistor (92), dessen Basis über einen Widerstand (93) eines die Widerstände (93) und (94) enthaltenden Spannungsteilers an den Rücklaufkondensator (37) angekoppelt ist Ein Teil des Ladestroms (i6(5) wird von ein»* +15 Volt-Spannungsquelle über einen Widerstand (96), einen Widerstand (97) und eine Diode (98) abgeleitet An den Verbindungspunkt des Widerstandes (97) mit der Diode (98) ist ein Glättungskondensator (99) angeschlossen. Der Kollektor des Transistors (92) liegt am Verbindungspunkt der Widerstände (96) und (97). Ein Anwachsen der Rücklaufimpulsbreite an der Rücklauftransformatorwicklung (22b) führt zu einer Verringerung der Impulsamplitude am Rücklaufkondensator (37), wie es durch die Spannung (V37) im rechten Teil der Fig. 2g' gezeigt ist. Der Transistor (92) leitet weniger, und damit fließt von der +15 Volt-Spannungsquelle ein höherer Strom durch die Diode (98) zum Ladestrom-Eingangsanschluß (91). Der Ladestrom (igg) wächst an und verhindert eine zu starke Verzögerung des Einschaltens des Transistors (64), so daß der Gateimpuls (40g) nicht mit zu stark»- Verzögerung erzeugt wird, und dadurch wird ein Anwachsen der Rücklaufimpulsbreite begrenzt. Fig. 5 zeigt eine Horizontalablenkschaltung (120) mit einer anderen Ausführung (148) der Gateregelschaltung, mit welcher der SCR (41) der Rücklaufstromnebenschlußschaltung (54) in den Leitungszustand geschaltet wird. Die in gleicher Weise wie in den Fig. 1,3 und 5 arbeitenden Elemente sind auch gleich bezeichnet. Der Ladestrom (igg), der zur Basis des Transistors (64) der Boxcar-Gate-Impulsformerschaltung (19) fließt, kommt von einem Ladestrom-Eingangsanschluß (191) einer Impulsbreitenregelschaltung (190). Die Spannung am Kondensator (30) stellt die Hinlaufspannung (Vf) dar und damit auch, wie bereits erwähnt, die Rücklaufimpulsbreite. Die Spannung am Kondensator (30) wird üb» einen Widerstand (201) dem Ladestrom-Eingangsanschluß (191) zugeführt Ein Abnehmen beispielsweise d» Rücklaufimpulsbreite führt zu einer Abnahme der mittleren Spannung am Kondensator (30) und damit zu ein» Abnahme des Ladestroms (igg), welch» zur Basis des Transistors (66) fließt, und damit wird innerhalb des Hinlaufs die Erzeugung des Gateimpulses (40g) in der »forderlich»i Weise verzögert. Um sicherzustellen, daß das Ausgangssignal der Breitenmodulationsregelschaltung (190) relativ unempfindlich gegen Amplitudenänderungen der von Spitze zu Spitze gemessenen Ablenkspannung (Vp) ist, richtet man die Rücklaufspannung an der Rücklauftransformatorwicklung (22g) mit einer Diode und einem Kondensator (203) gleich und koppelt sie üb» einen Widerstand (204) auf den Ladestrom-Eingangsanschluß (191). Eine Diode (205) unterdrückt negative Spannungsamplituden am Anschluß (191). Ein Kondensator (206) sorgt für einen hochfrequenten Nebenschluß am Anschluß (191), und die Reihenschaltung eines Widerstandes (207) mit einem Kondensator (208) bewirkt eine zusätzliche Filterung. PATENTANSPRÜCHE 1. Ablenkschaltung mit regelbarem Rücklauf, mit einer Ablenkwicklung, einer mit dieser gekoppelten Quelle einer Hinlaufspannung, einen mit der Ablenkwicklung gekoppelten Hinlaufschalter zur Erzeugung eines Hinlaufablenkstromes in der Ablenkwicklung während eines Hinlaufintervalles eines Ablenkzyklus, dadurch gekennzeichnet, daß ein Rücklaufkapazitätsnetzwerk (52) mit der Ablenkwicldung (26) zur Bildung einer Resonanzrücklauf Schaltung (51) mit der Ablenkwicklung während eines Rücklaufintervälls jedes Ablenkzyklus gekoppelt ist, wobei def Rücklaufablenkstrom (13g) während des Rücklaufintervalls in das Netzwerk (53) -9- AT 392 379 B hineinfließt, daß mit dem Rücklaufkapazitätsnetzwerk (52) eine in Abhängigkeit von einem Regelsignal regelbare Nebenschlußschaltung (54) zur Ableitung eines Teils (is) des Rücklaufablenkstroms (i^) von einem Teil des Netzwerkes gekoppelt ist, und daß eine Regelschaltung (48) das Regelsignal in Abhängigkeit von einer ersten, in der Ablenkschaltung zu regelnden Signalgröße, die eine Funktion dar Impulsbreite der Rücklaufimpulse ist, regelt
2. 2. Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rücklaufkapazitätsnetzwerk (52) einen ersten und einen zweiten in Reihe geschalteten Kondensator (36 bzw. 37) enthält und daß die regelbare Nebenschlußschaltung (54) als Nebenschluß zum zweiten Rücklaufkondensator (57) geschaltet ist
3. 3. Ablenkschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die regelbare Nebenschlußschaltung (54) einen ersten und einen zweiten Nebenschlußpfad (39,40 bzw. 38) zur Ableitung des Rücklaufstroms (is) vom zweiten Rücklaufkondensator (37) bildet, und daß ein steuerbarer Schalt» (40) in den ersten Nebenschlußweg (39,40) geschaltet ist und die Größe des Rücklaufstroms (>4q) einer ersten Polarität, welch» von dem zweiten Rücklaufkondensator (37) abgeleitet wird, bestimmt.
4. 4. Ablenkschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Resonanzschaltung (43) kapazitiv mit dem steuerbaren Schalter (40) zur Regelung des Gleichstromflusses durch den steuerbaren Schalter im Sinne ein» Regelung d» ersten Größe gekoppelt ist
5. 5. Ablenkschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalt» einen SCR (41) mit einer antiparallel geschalteten Diode (42) auf weist. Hiezu 5 Blatt Zeichnung»! -10-