DE3853400T2 - Hochspannungsversorgung für Videogeräte. - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgung für ein Videogerät, z.B ein Fernsehgerät oder ein Videoanzeigegerät.
• In Fernsehempfänger- oder Monitorschaltungen wird das Endanoden-Beschleunigungspotential oder die Hochspannung für eine Bildröhre üblicherweise durch Gleichrichtung einer Rücklaufimpulsspannung abgeleitet., die in einer Hochspannungswicklung eines Horizontal-Ausgangs-Zeilenendtransformators erzeugt wird. Die Rücklaufimpulsspannung wird durch die Ausgangs Stufe einer Horizontal-Ablenkschaltung erzeugt, die mit der Hochspannungswicklung über die Primärwicklung des Zeilenendtransformators verbunden ist. Die Ausgangsstufe der Horizontal-Ablenkschaltung umfaßt eine Horizontal-Ablenkwicklung, einen Rücklaufkondensator und einen Hinlaufschalter, der eine Zeilendiode und einen Horizontal-Ausgangstransistor enthält.
• In üblichen Fernsehempfängerschaltungen ist die Rastergröße umgekehrt proportional zur Quadratwurzel des Endanoden-Beschleunigungspotentials. Da die Hochspannungsschaltung eine gewisse Größe an Quellenimpedanz aufweist, führt eine Erhöhung des dem Endanodenanschluß entnommenen Laststroms zu einem verminderten Endanoden-Beschleunigungspotential. Änderungen der Endanoden-Spannung, die von einer Anderung des Strahlstroms herrühren, treten hauptsächlich infolge einer Streuinduktivität zwischen der Hochspannung und der Primärwicklung des Zeilenendtransformators auf. Änderungen der Endanodenspannung führen zu einer verminderten Wirksamkeit. Die verminderte Wirksamkeit wird durch unerwünschte Änderungen der Rastergröße, verrninderte Spitzenhelligkeit und mangelhafte Fokussierung bei hohen Strahlströmen manifestiert.
• Bei einer bekannten Anordnung werden Änderungen der Rasterbreite durch Zuführung einer Speisespannung über einen Kondensator kompensiert, an dem ein strahlstromabhängiger Spannungsabfall auftritt. Der Widerstand ist mit der Primärwicklung des Zeilenendtransformators verbunden. Eine Kompensation ist möglich, weil die Änderungen der Rasterbreite direkt proportional zu Änderungen der Versorgungsspannung sind, die der Primärwicklung zugeführt wird, die die Amplitude des Ablenkstroms bestimmt, die aber nur proportional zur Quadratwurzel der Änderungen des Hochspannungs-Rücklaufimpulses sind.
• Nachteiligerweise vermindert bei solchen Anordnungen der spannungsabfall an dem Widerstand die Hochspannung bei hohen Strahlströmen, was zu einer Fokussierungsspannung und einer Endanodenspannung führt, die nicht auf optimalen Pegeln liegen.
• Bei einer anderen bekannten Anordnung, die in JP-A-54-64417 offenbart ist, addiert ein Hochspannungsregler eine regelnde Impulsspannung zu dem Ablenk-Rücklaufspannungseingang eines Hochspannungsgleichrichters. Die Regelung erfolgt durch Änderung der Phase der addierten Impuls Spannung relativ zu der Ablenk-Rücklaufspannung. Es besteht dann unter bestimmten Umständen die Cefahr, daß die spitzen der beiden Impulse zusainrnentref fen, was zu einem Verlust an Steuerung der Regelung führt.
• Beispielsweise wegen des Erscheinens sehr großer Bildröhren mit erhöhter Auflösung und hoher Bildschärfe kann es erwünscht sein, eine besser stabilisierte oder geregelte Endanodenspannung zu haben, um sb eine bessere Anzeigefunktion über dem gesamten Strahlstrom- oder Helligkeitsbereich zu haben. Es kann ferner erwünscht sein, daß die Endanodenspannung bis zum maximal erlaubten Wert unter Berücksichtigung der Röntgenstrahlengrenzen einstellbar ist, um eine große Helligkeit bei niedrigem Strahl strom und daher eine bessere Leuchtfleckgröße zu erhalten.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Hochspannungsversorgung für ein Videogerät vorgesehen, umfassend: eine Quelle für ein Eingangssignal mit einer Frequenz, die auf eine Ablenkfreguenz bezogen ist; eine Rücklauf-Resonanzschaltung; erste auf das Eingangssignal ansprechende und mit der Rücklauf-Resonanzschaltung verbundene Schaltmittel zur Erzeugung einer periodischen ersten Resonanz-Rücklauf spannung, die an einer Hochspannungswicklung eines Zeilenendtransformators erzeugt wird; eine zweite Resonanzschaltung; zweite auf ein Steuersignal ansprechende und mit der zweiten Resonanzschaltung verbundene Schaltmittel, um an einem ersten Anschluß der Hochspannungswicklung eine periodische zweite Resonanz-Rücklaufspannung mit einer steuerbaren Phase relativ zu der ersten Rücklaufspannung zu erzeugen, die derart in Reihe mit der ersten Rücklaufspannung zugeführt wird, daß ein Hochspannungsimpuls an einem zweiten Anschluß der Hochspannungswicklung aufgebaut wird- dessen Amplitude sich mit der genannten Phase ändert; und eine Steuerschaltung zur Erzeugung des Steuersignals, um die Phase der zweiten Rücklaufspannung relativ zu der der ersten Rücklaufspannung zu ändern; wobei die Steuerschaltung in einem negativen Rückkopplungsbetrieb arbeitet, wenn die Amplituden-Phasencharakteristik des Hochspannungsimpulses ansteigt, und wobei die Steuerschaltung in einem positiven Rückkopplungsbetrieb arbeitet, wenn die Amplituden-Phasencharakteristik des Hochspannungsimpulses abfällt; dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung Mittel umfaßt, die auf die zweite Rücklaufspannung und auf die erste Rücklaufspannung ansprechen, um ein Signal zu erzeugen, das den Bereich der steuerbaren Phase begrenzt, um zu verhindern, daß sich die negative Rückkopplung in eine positive Rückkopplung ändert.
• In den Zeichnungen stellen dar:
• Fig. 1 eine Horizontal-Ablenkschaltung mit Stabilisierung der Endanodenspannung, die einen Aspekt der Erfindung verkörpert;
• Fig. 2a bis 2f und 3a bis 3i Wellenformen, die nützlich zur Erklärung der Funktion der Schaltung von Fig. 1 sind und
• Fig. 4 eine zweite Ausführungsform der Erfindung, die eine Schutz Schaltung enthält.
• Fig. 1 zeigt eine eigen Aspekt der Erfindung verkörpernde Horizontal-Ablenkschaltung 100 und eine Hochspannungs-Stabilisierungsschaltung 102, die eine stabilisierte Endanodenspannung U erzeugt. Die Schaltungen von Fig. 1 können in Verbindung mit beispielsweise einem nicht dargestellten 110º, 27" 45AX-Farbanzeigesystem verwendet werden. Der Einfachheit halber sind die Ost-West-Rasterkorrektur, die Horizontal-Linearitätskorrektur und die Komponentenwerte, die für die Erläuterung der Erfindung nicht relevant sind, in Fig. 1 weggelassen.
• Die Hochspannungs-Stabilisierungsschaltung 102 enthält einen schaltenden Darlington-Transistor Q2, einen Stabilisierungs-Rücklaufkondensator C3 und eine Primärwicklung Wa eines Transformators T2. Der Transformator T2 hat eine Sekundärwicklung Wb zur Erzeugung einer Stabilisierungs-Rücklaufspannung V3 zwischen Anschlüssen A und B. Die Wicklung Wb ist am Anschluß B in Reihe mit einer Hochspannungswicklung W2 eines Zeilenendtransformators T1 geschaltet.
• Ein schaltender Transistor Q1 der Ablenkschaltung 100, der auf ein Ansteuersignal mit einer Horizontal-Rate vom Horizontal-Oszillator und -Treiber 90 anspricht, erzeugt eine horizontalfrequente Rücklaufspannung V1 in einer Ablenk- oder Rücklauf-Resonanzschaltung 79, die über eine Primärwicklung W1 des Transformators T1 mit der Wicklung W2 gekoppelt ist, um eine horizontalfreguente Rücklauf-Hochspannung V2 in der Wicklung W2 zu erzeugen. Die Wicklung W2 ist mit einem üblichen Spannungsverdreifacher 101 verbunden, der eine Endanodenspannung U gemäß der Summe der Rücklaufspannungen V2 und V3 erzeugt.
• Die Schaltung 102 wird durch eine Versorgungsspannung V+ gespeist, die beispielsweise von einer Stromversorgungsanordnung 77 gewonnen wird. Die Anordnung 77 enthält eine Wicklung W3 des Transformators T1, einen Widerstand R4 und eine Diode D3. Die Diode D3 leitet während des Hinlaufs. Die Spannung V+ kann auch beispielsweise dazu verwendet werden, eine nicht dargestellte Vertikal-Ablenkschaltung zu speisen.
• Ein den Strahlstrom abtastender Widerstand R2 und ein parallel geschalteter Kodensator C2 liegen zwischen dem Anschluß A der Wicklung Wb und Masse. Demzufolge wird eine vom Strahlstrom abhängige negative Spannung VBC an dem Widerstand R2 an dem Anschluß A aufgebaut, die als Eingang für einen nicht dargestellten Strahlstrombegrenzer dient. Spannungsänderungen der Spannung VBC am Anschluß A liegen beispielsweise zwischen Null Volt und 15 Volt. Demzufölge hat die Spannung VBC am Anschluß A keinen nennenswerten Einfluß auf die Stabilisierungsschaltung 102 und ist daher in der folgenden Beschreibung nicht erwähnt.
• Die Stabilisierungsschaltung 102 arbeitet als ein Energieschwungrad. Wenn der Transistor Q2 leitend ist, fließt ein rampenförmig ansteigender Strom i&sub1; durch die Wicklung Wa und speichert in der Wicklung Wa Energie. Wenn der Transistor Q2 abgeschaltet wird, wird die gespeicherte Energie in den Stabilisierungs-Rücklaufkondensator C3 übertragen und entwickelt eine Rücklaufspannung V4 an dem Kondensator C3 und an der Wicklung Wa, die mit dem Kondensator C3 eine Stabilisierungs-Rücklauf-Resonanzschaltung 78 bildet. Die Spannung V4 ist mit der Wicklung Wb transformatorgekoppelt und erscheint als Spannung V3 an der Wicklung Wb, die in Reihe mit der Spannung V2 liegt.
• Eine Steuerschaltung 103 der Stabilisierungsschaltung 102 liefert eine Basis-Ansteuerung, die die Abschaltzeit des Transistors Q2 mit einer Horizontal-Frequenz fH steuert, die eine veränderliche Phase relativ zu der der Basisansteuerung des Transistors Q1 hat. Die Phase ändert sich mit einem Strom i&sub2;, der in einem Ableitungswiderstand R3 fließt, der ein Maß für den Pegel der Endanodenspannung U ist. Der Ableitungswiderstand R3 liefert eine Fokussierungsspannung und eine Spannung für Gitter 2 der nicht dargestellten Bildröhre. Die Spitzenspannung an einem Eingangsanschluß 101a des Spannungsverdreifachers 101, der die Endanodenspannung U erzeugt, ist im wesentlichen gleich dem Spitzenwert der Summe der Rücklauf spannungen V2 und V3. Die Spitzenspannung der Stabilisierungsspannung wird durch die Steuerschaltung 103 gesteuert.
• Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird die Endanodenspannung U durch eine negative Rückkopplungsschleife der Steuerschaltung 103 konstant gehalten. Die Steuerschaltung 103 ändert die Phase der Spannung V4 und damit die der Stabilisierungs-Rücklaufspannung V3 in bezug auf die Horizontal-Rücklaufspannung V1, und damit also in bezug auf die Rücklaufspannung V2.
• Fig. 2a bis 2f und 3a bis 3i veranschaulichen Wellenformen, die zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung von Fig. 1 nützlich sind. Gleiche Symbole und Bezugsziffern in Fig. 1, 2a bis 2f und 3a bis 3i geben gleiche Gegenstände oder Funktionen an.
• Fig. 2c veranschaulicht die Phasenbeziehung der Spannungen V3 und V2 als Funktion des Strahlstroms. Die Phase der Spannung V3 eilt relativ zu der der Spannung V2 um ein Zeitintervall ta bei niedrigem Strahlstrom voraus. Der niedrige Strahlstrom beträgt - wie dargestellt im - Durchschnitt 0,2 ma. Die Phasenvoreilung tb der Stabilisierungs-Rücklaufspannung V3 ist kleiner bei hohem Strahlstrom, das ist - wie dargestellt - im Durchschnitt 1,2 ma.
• Fig. 2d veranschaulicht eine Wellenform, die die Summe der Augenblickswerte der Rücklaufspannungen V2 und V3 darstellt. Die Spannung V3 fügt nur 0,36 KV zur Spannung V2 bei niedrigem Strahlstrom hinzu, um eine Spannung VSUM zu bilden, die einem Anschluß 101a des Verdreifachers 101 zugeführt wird. Im Vergleich bewirkt die verminderte Phasenvoreilung bei hohem Strahlstrom, daß die Rücklaufspannung V3 zur Spannung V2 0,96 KV hinzufügt. Die Phase der Spannung V3 in Fig. 2c wird im Bereich t&sub1; - t&sub2;, d.h. - wie dargestellt - 8 Mikrosekunden, moduliert.
• In Ausführung eines bevorzugten Merkmals der Erfindung schiebt die Steuerschaltung 103 die Phase der Rücklaufspannung V3 in Fig. 2c in einer Weise, die bewirkt, daß der Strom i&sub2; im Widerstand R3 in Fig. 1 im wesentlichen konstant bleibt, wenn der Strahlstrom sich ändert.
• Es sei bemerkt, daß die Erfindung in einer Steuerschaltung ausgeführt werden kann, die ähnlich der Steuerschaltung 103 ist, aber die eine Stabilisierungs-Rücklaufspannung V3 mit einer Phasenverzögerung anstatt einer Phasenvoreilung relativ zur Spannung V2 erzeugt.
• In Fig. 2d ist der Pegel der Endanodenspannung U relativ zur Spitze der Summe der Spannungen V2 und V3 dargestellt. Die hohe Strahlumhüllende der Summe der Spannungen V2 und V3 in Fig. 2d ist höher als die Endanodenspannung U. Die Summe der Spannungen ist wegen des Spannungsabfalls an den Dioden (nicht dargestellt) des Verdreifachers 101 in Fig. 1 größer, was einen durchschnittsbildenden Effekt der Spitzenspannung während des Rücklauf s verursacht. Der Spitzen-Vorwärtsstrom i&sub1; in Fig. 2f, der der Wicklung Wa in Fig. 1 zugeführt wird, ist höher bei hohen Strahlströmen, weil mehr Energie notwendig ist, um die Endanodenspannung U zu regeln.
• In der Schaltung 102 zirkuliert stets Energie. Wenn daher das wiedergegebene Raster sich plötzlich von dunkel zu Spitze weiß ändert, wird die bereits zirkulierende Energie vorteilhafterweise schnell zur Wicklung Wb durch sofortige Verzögerung des Abschaltaugenblicks des Transistors Q2 übertragen. In gleicher Weise kann der Energiefluß sehr schnell durch die Fähigkeit eines sofortigen Vorschiebens des Abschaltaugenblicks von Transistor Q2 unterbrochen werden. Dieses Merkmal verbessert das Weißfenster- oder Zeilenrechteck-Ansprechen der Anzeige beträchtlich (in den Figuren nicht dargestellt).
• Das Verhältnis zwischen einer Änderung der Endanodenspannung U zu der entsprechenden Strahlstromänderung wird üblicherweise als Hochspannungs-Ausgangsimpedanz bezeichnet. Um die Ausgangsimpedanz zu messen, wird der Strahlstrom beispielsweise von 0,2 mA auf 1,2 mA geändert. Der gemessene Abfall der Endanodenspannung wird dann durch die Strahlstromdifferenz, das ist bei diesem Beispiel 1 mA, dividiert.
• In einer üblichen Ablenkschaltung, die keine Anordnung wie die Schaltung 102 enthielt, wurde bei Verwendung desselben Zeilenendtransformators T1 ein Abfall von 2 kV gemessen, entsprechend einer Eingangsimpedanz von 2 Megohm. Im Vergleich war bei der Schaltung vdn Fig. 1 unter Verwendung desselben Zeilenendtransformators T1 die Änderung der Endanodenspannung U vorteilhafterweise auf 200 Volt reduziert, entsprechend einer Ausgangsimpedanz von 0,2 Megohm. Vorteilhafterweise führte diese niedrigere Quellenimpedanz zu einer sichtbaren Verbesserung des wiedergegebenen Rasters. Insbesondere tritt die Verbesserung in der Fokussierung, der Leuchtfleckgröße und der Auflösungsfähigkeit bei hohen Strahlströmen auf.
• Die Schaltung 102 in Fig. 1 kann auch so angepaßt werden, daß sie mit einem Zeilenendtransformator in einer Anordnung als Dioden-Split-Typ arbeitet. In diesem Fall kann eine zur Spannung V2 analoge Spannung um das Dreifache höher sein, und ein entsprechender Zeilenendtransformator kann dann eine Wicklung mit dreimal mehr Windungen erfordern, um die erforderliche Spitzenspannung zu erhalten.
• Ein Rücklaufintervall der Spannung V4, beispielsweise zwischen der Zeit t&sub1; und t&sub3; in Fig. 3g, ist länger bemessen als ein Ablenk-Rücklaufintervall tr der Spannung V1 in Fig. 2a oder der Spannung V12 in Fig. 3a. Beispielsweise kann die Ablenk-Rücklauf zeit tr 11,6 Mikrosekunden entsprechend der Rücklauf-Resonanzfrequenz von 44 kHz sein. Im Gegensatz kann die Rücklaufzeit t&sub1; - t&sub3; der Spannung V4 in Fig. 3g 16 Mikrosekunden entsprechend einer Rücklauf-Resonanzfrequenz von 31 kHz sein. Dies liefert eine niedrigere Quellen-Ausgangsimpedanz an der Wicklung Wb in Fig. 1, die die Spannung V3 liefert; damit ist die Regelungscharakteristik glatter und gradueller, da die Änderungsrate der Spannung V3 kleiner ist-als die der Spannung V2.
• In der Steuerschaltung 103 ist der Ableitungswiderstand R3 mit dem Emitter eines Transistors Q10 verbunden, der als Basisverstärkerschaltung geschaltet ist. Die Basis des Transistors Q10 wird mit einer Gleichspannung von etwa +12V vorgespannt, die über eine Diode D10 geleitet wird. Die Diode D10 liefert eine Temperaturkompensation für die Änderungen der Emitter-BasisÜbergangsspannung des Transistors Q10.
• Der Strom i&sub2; im Widerstand R&sub3;, der proportional zur Endanodenspannung U ist, wird in einen ersten Teil abgetrennt, der weitgehend unbeeinf lußt von Änderungen der Endanodenspannung U ist. Der erste Teil fließt durch Widerstände R5, R6 und R13 und über eine Wicklung W4 zu Masse. Ein zweiter Teil des Stroms i&sub2;, der sich mit der Endanodenspannung U ändert, fließt durch den Transistor Q10 und erzeugt an einem invertierenden Eingangsanschluß einer Vergleichsschaltung U1a und an einem Widerstand R12 eine Spannung V11.
• Vorzugsweise kann durch Vorspannung der Basis des Transistors Q10 mit etwa +12 Volt der Teil des Stroms i&sub2;, der durch den Widerstand R12 fließt, der sich nicht mit der Änderung der Spannung U ändert, ohne Verminderung der Fehlerspannungsamplitude vermindert werden. Somit kann der Widerstand R12 einen hohen Wert haben, um eine hohe Fehlerspannungsamplitude bei niedrigem Durchschnitts-Gleichstromwert zu erhalten. Ein niedriger Durchschnitts-Gleichstromwert ist für den Betrieb innerhalb des Eingangsspannungsbereiches der Vergleichsschaltung U1A erwünscht.
• Die Einstellung des Widerstands R6, der die Endanodenspannung steuert, ändert die Spannungen V10 und VII an den entsprechenden Eingangsanschlüssen der Vergleichs schaltung U1A in entgegengesetzter oder dif ferentieller Weise. Je mehr Strom durch die Widerstände R5, R6 und R13 fließt, umso weniger Strom fließt durch den Widerstand R12 und umgekehrt. Die beiden Stromwege des Stroms i&sub2; bilden eine Impedanz, die in Reihe mit dem Ableitungswiderstand R3 geschaltet ist. Der Widerstand R6 wird eingestellt, um die erforderlichen Gleichstrompegel der Spannungen V10 und V11 in Fig. 3b zu erhalten.
• Die unmodulierte Rücklaufspannung V12 in Fig. 1, die an der Wicklung W4 des Transformators T1 aufgebaut wird, erzeugt eine Horizontal-Sägezahnspannungskomponente mit der Spannung V10 an einem Kondensator C10 mit einer konstanten Amplitude, die dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß der Vergleichsschaltung U1A zugeführt wird. Die Vergleichsschaltung U1A bewirkt, daß eine fallende Flanke 55 von Fig. 3c einer modulierten Spannung V13 in Fig. 1 auftritt. Die Flanke 55 in Fig. 3, die bei einem Überschneiden der Spannungen V11 und V10 auftritt, bestimmt den Abschaltaugenblick des Transistors Q2 in Fig. 1, der zwischen dem Bereich t&sub1; - t&sub2; in Fig. 3c schwanken kann. Die Zeit- oder Phasenmodulation der Flanke 55 der Spannung V13 wird gemäß der Fehlerspannung V11 in Fig. 3b bestimmt, die sich in einem Spannungsbereich von etwa 100 Millivolt über dem Veränderungsbereich der Endanodenspannung U und des Strahlstroms ändert.
• Eine Vergleichsschaltung U1B in Fig. 1, die auf die unmodulierte Spannung V12 anspricht, hält die Spannung V13 auf Null Volt bis unmittelbar nach der Zeit t&sub4; am Ende des Horizontal-Rücklaufs in Fig. 3c. Die Vergleichsschaltung U1B in Fig. 1 wird ebenfalls durch die Rücklaufspannung V4 gesteuert, die über einen Widerstand R16 zugeführt wird. Die Vergleichsschaltung U1B verhindert, daß der Transistor Q2 vor der hinteren Flanke der Rücklaufspannung V4 in Fig. 3g einschaltet.
• Eine Vergleichsschaltung UIC in Fig. 1 wird durch eine Horizontal-Sägezahnwellenform gesteuert, die an einem Kondensator C13 aufgebaut wird. Demzufolge wird eine Spannung V14 in Fig. 3d durch die. Vergleichsschaltung U1C in Fig. 1 erzeugt und mit der Spannung V13 summiert, um eine Spannung V15 zu bilden. Die Spannung V15 begrenzt den Modulationsbereich, um ein früheres Auftreten als zur Zeit t&sub5; in Fig. 3c, 3d und 3e zu verhindern. Die Spannung V15 wird mit einem konstanten Gleichstrom-Schwellwert verglichen, der die Spannung V16 in einer Vergleichsschaltung U1D bestimmt. Die Vergleichsschaltung U1D steuert den Betrieb eines Treibertransistors Q11.
• Strahlstromänderungen veranlassen eine Änderung der Endanodenspannung U, die ihrerseits entsprechend auch eine Änderung des Kollektorstroms im Transistor Q10 veranlaßt. Das Ergebnis ist eine Zeitmodulation der Flanke 55 der Spannung V13 in Fig. 3c. Demzufolge wird die Einschaltzeit des Transistors Q11 in Fig. 1 ebenso phasenmoduliert. Wenn der Transistor 01 eingeschaltet wird, wird eine phasenmodulierte Spannung V17 am Kollektor des Transistors Q11 bei einer steuerbaren Phase, die im Bereich t&sub1; - t&sub2; in Fig. 3f auftritt, Null. Der Einschaltaugenblick des Transistors Q11 in Fig. 1 bewirkt die Abschaltung des Transistors Q2.
• Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung steuert der Abschaltaugenblick des Transistors Q2 das Timing oder die Phase der Stabilisierungs-Rücklaufspannung V3 in Fig. 2c relativ zu der der Rücklauf-Resonanzspannung V2 in Fig. 2b. Eine Änderung des Strahlstroms bewirkt, daß sich die Summe der Rücklaufspannungen V2 und V3 in Fig. 2d als Folge der Phasenänderung in einer negativen Rückkopplungsart ändert, die die Endanodenspannung U stabilisiert.
• Die Spannung V17 in Fig. 3f am Kollektor des Treibertransistors Q11 in Fig. 1 hat einen ansteigenden Teil 56 in Fig. 3f, der durch einen Kondensator C15 in Fig. 1 bewirkt wird, der während der leitenden Zeit des Transistors Q2 geladen wird. Der Kondensator C15 wird während des Abschaltintervalls des Transistors Q2 über eine Diode D11 und über den Transistor Q11 entladen.
• Es sei hypothetisch eine extrem hohe Strahlstrombelastung angenommen, die dann die hintere Flanke der Rücklauf spannung V4 verzögert oder in Fig. 3g nach rechts verschiebt, um sich so mit der Hinlauf-Periode der Spannung V12 in Fig. 3a zu überlappen. In einem solchen Fall kann die Spitze der Spannung V4 in Fig. 3g nahezu gleichzeitig mit der Spitze der Spannung V12 in Fig. 3a oder der Spannung V2 in Fig. 2b auftreten. Demzufolge könnte die Steuerschaltung 103 in Fig. 1, die normalerweise als negative Rückkopplungsschleife arbeitet, unter solch extrem hohem Strahl laststrom als positive Rückkopplungsschleife funktionieren, die zu einer Verriegelung führen könnte. Um eine solche Verriegelung zu verhindern, wird ein Transistor Q13 während des Intervalls t&sub1;&sub0; - t&sub1;&sub1; in Fig. 3i durch das Einschalten eines Transistors Q12 abgeschaltet.
• Eine Horizontal-Sägezahnspannung V18 in Fig. 3h, die die Einschaltzeit des Transistors Q12 steuert, wird durch ein Verzögerungs-Netzwerk erzeugt, das einen Widerstand R22 und einen Kondensator C14 in Fig. 1 einschließt und auf die Spannung V12 ans.pricht. Das Intervall t&sub1;&sub0; - t&sub1;&sub1; wird durch das Timing des Teils der Spannung V18 bestimmt, die positiver ist als die Vorwärtsspannung des Basis-Emitter-übergangs von Transistor Q12.
• Wenn die Hinterflanke der Spannung V4 während des Intervalls t&sub1;&sub0; - t&sub1;&sub1; erscheinen sollte, ist der Transistor Q13 im Abschaltzustand und ermöglicht der Spannung V4, einen Kondensator T12 über einen Widerstand R30 zu laden, der mit dem Kollektor des Transistors Q2 und über eine Diode D13 verbunden ist. Daher bewirkt die Spannung im Kondensator C12, die der Vergleichsschaltung U1A über einen Widerstand R11 zugeführt wird, eine Erhöhung der Fehlerspannung V11 und in Folge ein Voreilen oder ein Zurückziehen der Rücklauf spannung V4 in Fig. 3g nach links. Auf diese Weise wird das Auftreten des zuvor erwähnten Verriegelungszustandes verhindert. Somit arbeiten die Transistoren Q12 und Q13 als Modulationsbereichsbegrenzer.
• Fig. 4 veranschaulicht eine zweite Ausführungsform der Erfindung. Gleiche Zahlen und Symbole in Fig. 1 und 4 veranschaulichen gleiche Gegenstände oder Funktionen. In Fig. 4 ist die Diode D10 mit einer ZENER-Diode verbunden, die eine 6,8 Volt- Spannung an der Anode der Diode D10 erzeugt. Ein Transistor Q10' hat eine Emitterelektrode, die mit der Basis des Transistors Q10 verbunden ist. Die Basis des Transistors Q10' ist mit dem Emitter des Transistors Q10 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q10' ist mit dem Kollektor des Transistors Q10 verbunden.
• Ein Schutz gegen einen schadhaften oder nicht-angeschlossenen Ableitungs-Widerstand R3 wird durch Transistor Q10' vorgesehen, der während des Normalbetriebs ausgeschaltet ist. Wenn der durch den Ableitungs-Widerstand R3 fließende Strom unter 2/3 seines nominellen Wertes fällt, schaltet der Transistor Q10 aus, und der Transistor Q10' wird eingeschaltet. Der durch den Transistor Q10' fließende Strom lädt den Kondensator C11 und bewirkt ein schnelles Ansteigen der Fehlerspannung V11. Hierdurch wird die Vorderflanke der Spannung V4 zu einer Zeit, die analog der Zeit t5 in Fig. 3g ist und die außerhalb des Steuerbereiches liegt, verschoben.

Claims (16)

1. Hochspannungsversorgung für ein Videogerät, umfassend:

eine Quelle (90) für ein Eingangssignal mit einer Frequenz, die auf eine Ablenkfrequenz bezogen ist;

eine Rücklauf-Resonanzschaltung (79);

erste auf das Eingangssignal ansprechende und mit der Rücklauf-Resonanzschaltung verbundene Schaltmittel (Q1) zur Erzeugung einer periodischen ersten Resonanz-Rücklauf spannung (V2), die an einer Hochspannungswicklung (W2) eines Zeilenendtransformators (T1) erzeugt wird;

eine zweite Resonanzschaltung (78);

zweite auf ein Steuersignal (V17) ansprechende und mit der zweiten Resonanzschaltung (78) verbundene Schaltmittel (Q2), um an einem ersten Anschluß (B) der Hochspannungswicklung (W2) eine periodische zweite Resonanz-Rücklaufspannung (V3) mit einer steuerbaren Phase relativ zu der ersten Rücklaufspannung (V2) zu erzeugen, die derart in Reihe mit der ersten Rücklaufspannung (V2) zugeführt wird, daß ein Hochspannungsimpuls (VSUM) an einem zweiten Anschluß (101a) der Hochspannungswicklung (W2) aufgebaut wird, dessen Amplitude sich mit der genannten Phase ändert; und

eine Steuerschaltung (103) zur Erzeugung des Steuersignals (V17), um die Phase der zweiten Rücklaufspannung (V3) relativ zu der der ersten Rücklauf spannung (V2) zu ändern; wobei die Steuerschaltung (103) in einem negativen Rückkopplungsbetrieb arbeitet, wenn die Amplituden-Phasencharakteristik des Hochspannungsimpulses (VSUM) ansteigt, und wobei die Steuerschaltung (103) in einem positiven Rückkopplungsbetrieb arbeitet, wenn die Amplituden-Phasencharakteristik des Hochspannungsimpulses (VSUM) abfällt;

dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (103) Mittel (Q12, Q13) umfaßt, die auf die zweite Rücklauf spannung (V3) und auf die erste Rücklaufspannung (V2) ansprechen, um ein Signal (V19) zu erzeugen, das den Bereich der steuerbaren Phase begrenzt, un zu verhindern, daß sich die negative Rückkopplung in eine positive Rückkopplung ändert.

2. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Gleichrichtermittel (101) mit einem Eingangsanschluß (101a), dem der Hochspannungsimpuls zugeführt wird, um eine gleichgerichtete Hochspannung zu erzeugen, die einer Lastschaltung zugeführt wird, wobei die Steuerschaltung (103) auf die gleichgerichtete Hochspannung anspricht, um die Phase der zweiten Rücklaufspannung (V3) in einer negativen Rückkopplungsweise zu ändern, die die gleichgerichtete Hochspannung bei Stromänderung in den Gleichrichtermitteln (101) stabilisiert.

3. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücklauf-Resonanzschaltung (79) eine Horizontal-Ablenkwicklung (LH) und eine Rücklauf-Kapazität (CR) enthält.

4. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeilenendtransformator (T1) eine Primärwicklung (W1) enthält, die mit der Rücklauf-Resonanzschaltung (79) verbunden ist, und daß die Hochspannungswicklung eine tertiäre Wicklung (W2) des Zeilenendtransformators ist.

5. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz der zweiten Resonanzschaltung (78) niedriger als die der Rücklauf-Resonanzschaltung (79) ist.

6. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (103) Mittel (Q10, C10) enthält, die auf die erste Rücklaufspannung (V2) ansprechen, um ein Sägezahnsignal (V10) zu erzeugen, das eine konstante Phase relativ zum Eingangssignal hat, sowie Mittel (U1A), die auf das Sägezahnsignal (V10) und den Hochspannungsimpuls ansprechen, um das Steuersignal (V17) zu erzeugen, das eine entsprechende steuerbare Phase hat, die sich mit dem Hochspannungsimpuls ändert.

7. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen der ersten (V2) und zweiten (V3) Rücklaufspannung sich wenigstens teilweise überlappen.

8. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücklauf-Resonanzschaltung (79) eine Ablenkwicklung (LH) enthält, und daß das Steuersignal (V17) eine entsprechende steuerbare Phase hat, die bewirkt, daß die Phase der zweiten ,Rücklaufspannung (V3) gegenüber der ersten Rücklaufspannung (V2) über einen vollständigen Regelbereich der Versorgung voreilt.

9. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß die Steuerschaltung (103) Mittel (R13, C10) enthält, die auf die erste Rücklaufspannung (V2) ansprechen, um ein Sägezahnsignal (V10) mit einem ansteigenden Teil (V10) zu erzeugen, und Mittel (U1A), die auf den ansteigenden Teil (V10) und auf den Hochspannungsimpuls ansprechen, um eine erste Übergangsflanke des Steuersignals zu bilden, wenn ein überschneiden des ansteigenden Signals (V10) und eines Signals (V11) erfolgt, das repräsentativ für einen Pegel des Hochspannungsimpulses ist, wodurch die relative Phase zwischen der ersten (V2) und zweiten (V3) Rücklaufspannung gesteuert wird.

10. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltmittel einen Transistorschalter (Q2) mit einer Steuerelektrode (Basis), der das Steuersignal (V17) zugeführt wird und eine stromführende Haupt-Elektrode (Emitter), die mit der zweiten Resonanzschaltung (78) verbunden ist, umfaßt, und daß die Übergangsflanke den Transistorschalter (Q2) veranlaßt, nicht-leitend zu werden, um das Auftreten eines Rücklaufintervalls in der zweiten Rücklaufspannung (V3) zu bewirken.

11. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (103) Mittel (R22, C14) enthält, die mit der Rücklauf-Resonanzschaltung (79) verbunden sind, um ein Signal zu erzeugen, das relativ zu der ersten Rücklaufspannung (V2) zeitverschoben ist, daß die den Bereich begrenzenden Mittel (Q12, Q13) auf das zeitverschobene Signal und die zweite Rücklauf spannung ansprechen, um ein drittes Signal zu erzeugen, wenn wenigstens ein Teil der zweiten Rücklaufspannung während des Auftretens des zeitverschobenen Signals auftritt, daß das dritte Signal den die erste Übergangsflanke erzeugenden Mitteln (U1A) zugeführt wird, um den Zeitverlauf der ersten Übergangsflanke zu ändern und so die Steuerschaltung (103) an einem Betrieb mit positiver Rückkopplung zu hindern.

12. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (V2) und zweite (V3) Rücklauf spannung in Wicklungen (W2, Wb) erzeugt werden, die magnetisch getrennt sind, um den Hochspannungsimpuls (VSUM) entsprechend einer Summe der ersten (V2) und zweiten (V3) Rücklaufspannung zu erzeugen.

13. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochspannungswicklung (W2) des Zeilenendtransformators (T1) magnetisch mit der Rücklauf-Resonanzschaltung (79) gekoppelt ist, daß eine Wicklung (Wb) eines zweiten Zeilenendtransformators (T2) magnetisch mit der zweiten Resonanzschaltung (78) gekoppelt ist, und daß die Wicklungen (W2, Wb) des ersten (T1) und zweiten (T2) Zeilenendtransformators in Reihe geschaltet sind, um über einen Anschluß (101a) einer der Windungen, der mit einem Eingangsanschluß eines Hochspannungsgleichrichters (101) verbunden ist, eine gleichgerichtete Hochspannung an einem Ausgang des Gleichrichters (101) zu erzeugen.

14. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücklauf-Resonanzschaltung (79) eine Ablenkwicklung (LH) enthält, daß eine zweite Wicklung (W3) des Zeilenendtransformators (T1) mit einem ,zweiten Gleichrichter (D3) verbunden ist, der eine Spannung (V+) erzeugt, die über eine Wicklung (Wa) des zweiten Zeilenendtransformators (T2) einer stromführenden Haupt-Elektrode (Kollektor) eines Schalttransistors (Q2) zugeführt wird, der in den zweiten Schaltmitteln enthalten ist.

15. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Gleichrichter (101), dem der Hochspannungsimpuls (VSUM) zur Erzeugung einer gleichgerichteten Hochspannung zugeführt wird, und durch dritte Mittel (D10, Q10) mit einem ersten Anschluß (Emitter), dem die gleichgerichtete Hochspannung (U) über eine Impedanz (R3) derart zugeführt wird, daß ein Strom (i&sub2;), der über die Impedanz (R3) in den ersten Anschluß fließt, ein Maß für die gleichgerichtete Hochspannung ist, und um an einem zweiten Anschluß (Kollektor) der dritten Mittel ein Signal (V11) zu erzeugen, das ein Maß für die gleichgerichtete Hochspannung ist, deren Durchschnittswert im Pegel durch die dritten Mittel (D10, Q10) relativ zu einer Spannung (VU) verschoben ist, die an dem ersten Anschluß (Emitter) der dritten Mittel aufgebaut wird.

16. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten Mittel einen Transistor (Q10) mit einer Emitterelektrode, der über einen Ableitungs-Widerstand (R3) die gleichgerichtete Hochspannung (U) zugeführt wird, und mit einer auf konstantem Spannungspegel liegenden Basis-Elektrode zur weitgehenden Konstanthaltung einer Spannung bei Änderung der gleichgerichteten Hochspannung umfassen, und daß das im Pegel verschobene Signal an seiner Kollektorelektrode erzeugt wird.