JPH0271671A - ビデオ装置用高電圧電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の分野〕 この発明は高電圧安定化機能を有するテレビジョン装置
用電源に関するものである。

〔発明の背景〕

テレビジョン受像機回路やモニタ回路においては、アル
タ加速電位、即ち、映像管用の高電圧は水平出力フライ
バック変成器の高電圧巻線に生成されるリトレースパル
ス電圧を整流することによって取出すのが普通である。

リトレースパルス電圧はフライバック変成器の１次巻線
を介して高電圧巻線に結合されている水平偏向回路出力
段により生成される。この水平偏向回路出力段は水平偏
向巻線とりトレースキャパシタ、及びダンパダイオード
と水平出力トランジスタを有するトレーススイッチとを
備えている。

一般的なテレビジョン受像機回路においては。

ラスタの寸法はアルタ加速電位の平方根に反比例する。

高電圧回路はある大きさの電源（ソース）インピーダン
スを呈するから、アルタ端子から引出される負荷電流が
増えると、アルタ加速電位が減少する。ビーム電流の変
動に基づくアルタ電圧の変動は主としてフライバック変
成器の高電圧巻線と１次巻線との間の漏洩インダクタン
スが原因で生じる。アルタ電圧の変動は受像機の動作を
劣化させることになる。この動作の低下は高ビーム電流
時の集束度の低下、ラスタ寸法の変動、最大間るざの低
下となって現われる。

ある従来装置においては、ビーム電流に応じた電圧降下
が現われる抵抗を通して付勢電圧を供給することによっ
て、ラスタ幅の変動の補償を行っている。この抵抗はフ
ライ・バック変成器の１次巻線に結合されている。この
ような構成によってラスク幅補償が可能なのは、ラスタ
幅の変動は、１次巻線の両端間に印加される偏向電流の
振幅を決定する付勢電圧の変動に正比例するが、高電圧
リトレースパルスの変動に対しては、その平方根にしか
比例しないということによる。困ったことには、このよ
うな構成においては、上記の抵抗の両端間の電圧降下は
高ビーム電流時に高電圧をさらに低下させてしまい、そ
の結果、集束電圧及びアルタ電圧が最適レベルからはず
れてしまう。

例えば、高い解像度と高い精細度とを持った非常に大き
な映像管が出現したことにより、ビーム電流または明る
さの全範囲にわたって、より良好な表示性能を得るため
に、より安定した、即ち。

より充分に調整されたアルタ電圧を得ることが望まれる
。さらに、Ｘ線放射の限界を考慮して、低ビーム電流で
高輝度を達成する。従って、良好なスポットサイズを達
成するために、最大許容値までアルタ電圧を調整できる
ようにすることが望まれる。

〔発明の概要〕

この発明の一態様を実施したビデオ装置の高電圧電源は
、偏向周波数に関係した周波数の入力信号の信号源と第
１のフライバック共振回路とを含んでいる。上記入力信
号に応答し、第１のフライバック共振回路に結合されて
いる第１のスイッチング装置が周期性を有する共振性の
第１のフライバック電圧を発生する。この第１のフライ
バック電圧はフライバック変成器の高電圧巻線の両端間
に現われる。制御信号に応答し、第２のフライバック共
振回路に結合されている第２のスイッチング装置が高電
圧巻線の第１の端子に、上記第１のフライバック電圧に
直列に供給されかつこの第１のフライバック電圧に対し
て制御可能な位相を持った周期性の共振第２フライバツ
ク電圧を発生する。高電圧巻線の第２の端子に現われる
高電圧パルスは、その位相に従って振幅が変化する。制
御回路が第２のフライバック電圧の位相を第１のフライ
バック電圧の位相に対して変化させるための上記制御信
号を発生する。

〔実施例の説明〕

第１図は水平偏向回路１００と、この発明の一態様を実
施した安定化されたアルタ電圧Ｕを発生する高電圧安定
化回路１０２とを示している。第１図の回路は、例えば
、　１１００２フインチ、４５ＡＸ力ラー表示システム
（図示せず）と共に用いることができる。図を単純化す
るために、この発明の説明に関係しない左右ラスタ補正
、水平直線性補正、回路素子の値などは第１図から省略
しである。

高電圧安定化回路１０２は、スイッチング用ダーリント
ン接続トランジスタＱ２．安定化リトレースキャパシタ
Ｃ３及び変成器Ｔ２の１次巻線Ｗａを含む。変成器Ｔ２
は２次巻線ｗｂを含み、端子ＡとＢの間に安定化リトレ
ース電圧、即ち、フライバック電圧ｖ３を発生する。巻
線ｗｂは端子Ｂにおいて、フライバック変成器Ｔｌの高
電圧巻線Ｗ２と直列に接続されている。

水平発振器・駆動回路９０からの水平用波数駆動信号に
応答する偏向回路１００のスイッチングトランジスタＱ
ｌが偏向リトレース回路、即ち、フライバック共振回路
７９に水平周波数ＩＪ　）レース電圧ｖ１を発生させる
。フライバック共振回路７９Ｇ；［成器Ｔｌの１次巻線
Ｗ１を介して巻線Ｗ２に結合されておυ、巻線Ｗ２に水
平周波数のりトレース電圧、即ち、フライバック高電圧
ｖ２を発生させる。巻線Ｗ２は、リトレース電圧ｖ２と
ｖ３の和に従ってアルタ電圧Ｕを発生する通常の電圧ト
リジン（３倍器）に結合されている。

回路１０２は１例えば、電源装置７７から得られる電源
電圧Ｖ＋によって付勢される。電源装置７７は変成器Ｔ
１の巻線Ｗ３．抵抗Ｒ４，ダイオードＤ３を含んでいる
。ダイオードＤ３はトレース期間に導通する。電圧Ｖ＋
は、また１例えば、垂直偏向回路（図示せず）も付勢す
る。

ビーム電流サンプリング抵抗Ｒ２とそれに並列に接続さ
れたキャパシタＣ２が巻線ｗｂの端子Ａとアース間に接
続されている。その結果、ビーム電流に依存する負の電
圧ｖＢｏが端子Ａにおける抵抗Ｒ２の両端間に生成され
、この電圧はビーム電流制限器（図示せず）へ゛の入力
となる。端子Ａにおける電圧ｖＢｏの電圧変動は１例え
ば、ｏＶと１５Ｖの間である。従って、端子Ａにおける
電圧ｖＢ。

は安定化回路１０２に対して評価しなければならないよ
うな影響は与えず、従って、以下の説明ではこれにふれ
ることはない。

安定化回路１０２はエネルギフライホイールとして動作
する。トランジスタＱ２が導通している時、増大するラ
ンプ電流ｉ□が巻線Ｗａを流れ１巻線Ｗａにエネルギを
蓄積する。トランジスタＱ２がスイッチオフされると、
蓄積されたエネルギは安定化リトレースキャパシタＣ３
に転送され、キャパシタＣ３及びこのキャパシタＣ３と
安定化リトレース共振回路７８を形成する巻線Ｗａにリ
トレース電圧ｖ４を生成する。電圧ｖ４は巻線ｗｂに変
成器結合され１巻線ｗｂの両端間に電圧ｖ２と直列の電
・圧ｖ３として現われる。

安定化回路１０２の制御回路１０３は、トランジスタＱ
２のターンオフのタイミングを水平周波数ｆＨで制御す
る。トランジスタＱｌのベースドライブの位相に対して
可変の位相を持ったベースドライブを与える。この位相
は、アルタ電圧Ｕのレベルを表わすブリーダ抵抗Ｒ３を
流れる電流１２に従って変化する。ブリーダ抵抗Ｒ３は
映像管（図示せず）に対して集束電圧と０２電圧とを供
給する。

アルタ電圧Ｕを発生する電圧トリジン１０１の入力端子
１０１　ａのピーク電圧はりトレース電圧ｖ２とｖ３の
和のピーク値と実質的に等しい。安定化電圧のピーク値
は制御回路１０３によって制御される。

この発明の他の態様に従うと、アルタ電圧Ｕは制御回路
１０３の負帰還ループによって一定に維持される。制御
回路１０３は電圧Ｖ４の位相、従って、安定化リトレー
ス電圧ｖ３の位相を水平ＩＪ　トレース電圧ｖ１と、従
って、同じくリトレース電圧Ｖ２に対して変化させる。

第２図ａ　−ｆ及び第３図ａ　％　ｉは第１図の回路の
動作を説明するための波形を示す。第１図、第２図、第
３図を通して同じ記号及び番号は同様の機能あるいは素
子を示す。

第２図Ｃはビーム電流の関数としての電圧ｖ３とｖ２の
位相量系を示すものである。電圧ｖ３の位相は、低ビー
ム電流においては１時間ｔａだけ電圧ｖ２に対して進ん
でいる。この低ビーム電流は例えば、平均して０．２ｍ
Ａである。安定化リトレース電圧■３の高ビーム電流時
における位相の進みｔｂは小さい。この高ビーム電流は
、例えば、平均して１．２ｍＡである。

第２図ｄはリトレース電圧ｖ２とｖ３の瞬時値の和を表
わす波形である。低ビーム電流時では。

電圧ｖ３は電圧ｖ２に対して０．３６ＫＶを付加して。

電圧トリジン１０１の端子１０１　ａに加えられる電圧
ｖ８ＵＭを形成する。それに対し、高ビーム電流時に位
相の進みが減少することにより、リトレース電圧Ｖ　ａ
　ハｏ、、９ｓＫＶヲ電圧Ｖ　２　ニ加エル。Ｉ！２図
Ｃの電圧ｖ３の位相は１例えば、８ミリ秒の長さの期間
ｔ□〜ｔ２で変調される。

この発明の特徴の実施において、制御回路１０３は第２
図Ｃのリトレース電圧ｖ３の位相を、第１図の抵抗Ｒ３
を流れる電流１２がビーム電流が変化しても実質的に一
定に維持されるような形でシフトさせる。

ここで、この発明は、制御回路１０３と同じであるが、
電圧ｖ２に対して進相ではなく位相が遅れた安定化リト
レース電圧ｖ３を発生するような制御回路にも実施でき
ることに注目すべきである。

第２図ｄにおいて、アルタ電圧Ｕのレベルは電圧ｖ２と
ｖ３の和のピークに対して相対的に示されている。第２
図ｄの電圧ｖ２とｖ３の和の高ビーム電流時の包絡線は
アルタ電圧Ｕよりも高い。

ｖ２とｖ３の和の方が高くなるのは、第１図の電圧トリ
ゲラ１０１中のダイオード（図示せず）の両端間の電圧
降下があるためで、これにより、リトレース期間中のピ
ーク電圧に平均化作用が与えられる。第１図の巻線Ｗａ
に結合される第２図ｆのピーク順方向電流ｉ□は、高ビ
ーム電流時にはより多くのエネルギがアルタ電圧Ｕの調
整に必要となるために、高ビーム電流時により高くなる
。

回路１０２中では常にエネルギが循環している。

従って１表示ラスタが突然、暗からピークの白に変化す
ると、既に回路中を循環しているエネルギが、トランジ
スタＱ２のターンオフ時点を直チに遅くすることにより
、急速に巻線ｗｂに転送される。ｌ［に、このエネルギ
の流れは、トランジスタＱ２のターンオフ時点を直ちに
早めることにより、非常に急速に中断させることができ
る。この特徴によって１表示装置（図示せず）の白息（
ｗｈ−ｉｔｅ　ｗｉｎｄｏｗ）あるいは白バ一応答を大
きく改善することができる。

アルタ電圧Ｕの変化の対応するビーム電流変化に対する
割合は１通常、高電圧出力インピーダンスと呼ばれてい
る。この出力インピーダンスを測定するために、ビーム
電流が、例えば、０．２ｍＡから１．２　ｍＡに変化さ
せられる。次に、測定されたアルタ電圧Ｕの降下分がビ
ーム電流の変化分。

この場合は、１ｍＡで除される。

同じフライバック変成器Ｔ１を用いているが、回路１０
２の如き構成は含まない通常の偏向回路においては、２
ＫＶの電圧降下が測定されたが、これは、２ＭΩの出力
インピーダンスに相当する。

これに対し１．同じフライバック変成器Ｔ１を用いた第
１図の回路においては、アルタ電圧Ｕの変化は２００ｖ
まで低下するという好ましい結果が得られた。これは、
０．２ＭΩの出力インピーダンスに相当する。この低い
電源インピーダンスは、表示ラスタに対し目に見える改
善をもたらした。特に高ビーム電流時の集束、スポット
サイズ及び解像度が改善される。

第１図の回路１０２はダイオードスプリット型の構成で
使用されるフライバック変成器と共に動作するようにも
できる。その場合は、電圧ｖ２と同様の電圧は３倍高い
ものでなければならず、従って、対応するフライバック
変成器は所要のピーク電圧を得るためには巻回数が３倍
の巻線を必要とする。

電圧ｖ４のリトレース期間、例えば、第３図ｇの時間ｔ
□とｔ３の間の期間は、第２図ａの電圧Ｖｌまたは第３
図ａの電圧Ｖ１２の偏向リトレース期間ｔｒよりも長く
なるようにされている。例えば、偏向リトレース期間ｔ
ｒは１１．６μ秒とすることができ、これは、４４ＫＨ
ｚのりトレース共振周波数に相当する。一方、第３図ｇ
の電圧ｖ４のリトレース期間ｔ１〜ｔ３は１６μ秒とす
ることができ、これは３１ＫＨｚのりトレース共振周波
数に相当する。この構成により、電圧ｖ３を供給する第
１図の巻線ｗｂの両端間には低い電源出力インピーダン
スが与えられることになり、従って、電圧ｖ３の変化の
率が電圧ｖ２のそれよりも小さいので、調整特性がより
滑らか、あるいは、より緩やかになる。

制御回路１０３において、ブリーダ抵抗Ｒ３は、共通ベ
ース増幅器として結合されたトランジスタＱＩＯのエミ
ッタに結合されている。トランジスタＱＩＯのベースは
、ダイオードＤＩＯを介して与えられる約＋１２Ｖの直
流電圧でバイアスされている。

ダイオードＤＩＱはトランジスタＱ１０のエミッタ・ベ
ース接合電圧変動に対する温度補償を行う。

アルダ電圧Ｕに比例する抵抗Ｒ３を流れる電流・は第１
と第２の部分に分離される。電流１２の第１の部分はア
ルタ電圧Ｕの変動には実質的に影響されず、抵抗Ｒ５，
Ｒ６及びＲ１３を通り１巻線Ｗ４を経てアースに流れる
。電流１２の第２の部分はアルタ電圧Ｕと共に変化する
もので、トランジスタＱＩＯを流れて、比較器ＵＩＡの
反転入力端子と抵抗Ｒ１２の両端間とに電圧Ｖｌｌを発
生させる。

トランジスタＱ１０のベースを約＋１２Ｖでパイアスす
ることにより、抵抗Ｒ１２を流れる電圧Ｕの変動と共に
変動することのない電流１２の部分を、誤差電圧の振幅
を小さくしなくても、小さくすることができる。従って
、抵抗Ｒ１２は、低い平均直流値で高振幅の誤差電圧が
得られるように、大きな値とすることができる。比較器
ＵＩＡの入力電圧範囲内での動作には低い平均直流値が
望ましい。

アルタ電圧Ｕを“セ１ｊ御する抵抗Ｒ６の調整により。

比較器ＵＩＡの各入力端子における電圧ｖ１０及びＶｌ
ｌが逆の方向、即ち、差動的に変化する。抵抗Ｒ５，Ｒ
６、及びＲ１３を流れる電流が大きくなると、抵抗Ｒ１
２を流れる電流は小さくなり、逆に、抵抗Ｒ５、Ｒ６，
Ｒ１３を流れる電流が減少すればＲ１２を流れる電流が
大きくなる。電流１２のこの２つの電流路はプリーダ抵
抗Ｒ３に直列に結合されたインピーダンスを形成する。

抵抗Ｒ６はｇａｒＩ！Ｊｂの電圧ＶＩＯとＶｌｌに所要
の直流レベルが得られるように調整される。

第１図の変成器Ｔ１の巻線Ｗ４の両端間に現われる変調
されていないＩＪ　）レース電圧Ｖ１２は、キャパシタ
ＣＩＯの両端間に、比較器ＵＩＡの非反転入力端子に結
合される一定振幅を持った電圧ＶＩＯの水平鋸歯状電圧
成分を発生させる。比較器ＵＩＡはｆａ１図の変調され
た電圧Ｖ１３の第３図Ｃに示す立下り縁５５を生じさせ
る。電圧ｖ１０とＶｌｌの交差点で生じる第３図Ｃの縁
５５は第１図のトランジスタＱ２のターンオフ時点を決
定する。このトランジスタＱ２のターンオフ時点は第・
３図Ｃの範囲ｔ□〜ｔ２内で変化させることができる。

電圧Ｖ１３の立下り縁５５の時間、即ち１位相の変調は
、アルタ電圧Ｕ及びビーム電流の変動の範囲に亘って約
１００ｍＶの電圧範囲内で変化する第３図すの誤差電圧
Ｖｌｌに従って決まる。

変調をうけていない電圧Ｖ１２に応答する第１図の比較
器ＵＩＢが、第３図Ｃの水平ＩＪ）レースの終了点であ
る時間ｔ４の直後まで、電圧Ｖ１３をＯｖに維持する。

第１図の比較器ＵＩＢは抵抗Ｒ１６を介して結合される
リトレース電圧ｖ４によっても制御される。比較器ＵＩ
Ｂは第３図ｇのりトレース電圧ｖ４の後縁より前の時点
でトランジスタＱ２がターンオ／されることがないよう
にする。

第１図の比較器ＵＩＣはキャパシタＣ１３の両端に発生
する水平鋸歯状波形によって制御される。

従って、第３図ｄの電圧Ｖ１４が第１図の比較器ＵＩＣ
により生成され、電圧Ｖ１３と加算されて電圧Ｖ１５を
形成する。電圧Ｖ１５は変調範囲を制限して第３図ｃ　
−ｅの時間ｔ５よりも早く生じないようにする。電圧Ｖ
１５は一定の直流閾値を決定する電圧Ｖ１６と、比較器
ＵＩＤで比較される。比較器ＵＩＤは駆動トランジスタ
Ｑｌｌの動作を制御する。

ビーム電流が変化するとアルタ電圧Ｕが変化し。

それに応じて、トランジスタＱＩＧのコレクタ電流も変
化する。その結果として、第３図Ｃの電圧Ｖ１３の立下
り縁５５が時間変調を受けることになる。

その結果、第１図のトランジスタＱ１１のターンオ／時
間も位相変調される。トランジスタＱｌｌがターンオン
されると、トランジスタＱ１１のコレクタにおける位相
変調された電圧Ｖ１７は、第３図ｆの期間ｔ工〜ｔ２内
に生じる制御可能な位相で０になる。

この発明の別の態様では、トランジスタＱ２のターンオ
フ時点によって、第２図Ｃの安定化リトレース電圧■３
の、第２図すのＩＪ　）レース共振電圧のタイミング、
即ち、位相に対するタイミング（位相）を制御する。ビ
ーム電流が変化すると。

第２図ｄのリトレース電圧ｖ２とｖ３の和が、アルタ電
圧Ｕを安定させる負帰還態様の位相変化の結果として変
化する。

第１図の駆動トランジスタＱｌｌのコレクタに現われる
第３図ｆの電圧Ｖ１７は、トランジスタＱ２の導通期間
中に充電される第１図のキャパシタＣ１５によって、第
３図ｆの上向きランプ部分５６を持つ。キャパシタＣ１
５はトランジスタＱ２のカットオツ待に、ダイオードＩ
）１１及びトランジスタＱｌｌを通して放電される。

異常に高いビーム電流負荷を想定してみる。この場合、
リトレース電圧ｖ４の後縁は第３図ｇの右方に遅延、即
ち、シフトして、第３図ａの電圧ｖ１２のトレース期間
と重なってしまう。このような場合は、８３図ｇの電圧
ｖ４のピークは第３図ａの電圧Ｖ１２または第２図すの
電圧ｖ２のピークとほぼ一致して生じる。その結果、通
常は負帰還ループとして動作する第１図の制御回路１０
３は。

このような異常高ビーム負荷電流の下では、正帰還ルー
プとして動作して、ラッチを生じさせてしまう。このよ
うなラッチを防止するために、トランジスタＱ１３が、
第３図ｉの期間ｔ１０　”””　１１のトランジスタＱ
１２のターンオンによってスイッチされてカットオフと
なる。

トランジスタＱ１２のターンオン時間を制御する第３図
りの水平鋸歯状電圧Ｖ１８は、電圧Ｖ１２に応答する第
１図の牛ヤバシタＣ１４と抵抗Ｒ２２とを含む遅延回路
によって生成される。期間ｔ□。〜ｔ□□はトランジス
タＱｉ２のベース・エミッタ接合の順方向電圧よりも正
となる゛電圧Ｖ１Ｂの部分のタイミングによって決まる
。

電圧ｖ４の後縁が期間ｔ１ｏ−ｔ□□内で生起したよう
な場合は、トランジスタＱ１３はカットオフ状態にあり
、それにより、この電圧ｖ４はキャパシタＣ１２をトラ
ンジスタＱ２のコレクタに結合された抵抗Ｒ３０とダイ
オードＤ１３とを通して充電することができる。従って
、抵抗Ｒ１１を通して比較器ＵＩＡに結合されるキャパ
シタＣ１２の電圧は誤差電圧Ｖｌｌを増大させ、それに
より、第３図ｇのりトレース電圧ｖ４を進める、即ち、
左方へ引戻す。

このようにして、上述したラッチ状態が防止される。こ
のように、トランジスタＱ１２とＱｌ３は変調範囲制限
器として動作する。

第４図はこの発明の第２の実施例を示す。第１図と第４
図で共通する参照番号と記号は同様の素子あるいは機能
を示す。第４図において、ダイオ−）’　ｏｌｏハ、　
ＣｃＤｆイオ−）”　Ｄ１０ｃ７）陽ＪＭｖＣ６，８Ｖ
の電圧を生じさせるツェナダイオードに結合されている
。トランジスタＱ１０のベースには、トランジスタＱ１
０′のエミッタ電極が結合されている。

トランジスタＱＩＯ’のベースはトランジスタＱＩＯの
エミッタに結合されている。また、トランジスタＱ　１
０’のコレクタはトランジスタＱＩＯのコレクタに結合
されている。

ブリーダ抵抗Ｒ３の欠陥あるいは遮断に対する保ｉ１が
１通常動作中はカットオフにあるトランジスタＱ１０′
によって与えられる。ブリーダ抵抗Ｒ３を流れる電流が
その正規の値の３分の２以下になると、トランジスタＱ
ＩＯがターンオフされ、トランジスタＱ　１０’がター
ンオンされる。トランジスタＱ１０′を流れる電流がキ
ャパシタＣ１ｌを充電し。

誤差電圧Ｖｌｌを急速に増大させる。これによって。

電圧ｖ４の前縁が制御範囲の外側である第３図ｇの時点
ｔ５に同様の時点ヘシフトさせる。

【図面の簡単な説明】

Ｗ、１図はこの発明を実施したアルタ電圧安定化機能を
有する水平偏向回路を示す図、第２図と第３図は第１図
の回路の動作を説明するための波形を示す図、第４図は
保護回路を有するこの発明の第２の実施例を示す図であ
る。 ９０・・・入力信号源、７９・・・フライバック共振回
路、Ｑｌ・・・第１のスイッチング手段、ＴＩ・°。 フライバック変成器、Ｗ２・・・高電圧巻線、７８・・
・第２の共振回路、Ｖ１７・・・制御信号、Ｂ・・・高
電圧巻線の第１の端子、１０Ｌａ・・・高電圧巻線の第
２の端子、１０３・・・制御回路。 ・勘じ−Ａ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）偏向周波数に関係した周波数の入力信号の信号源
   と、 フライバック共振回路と、 上記入力信号に応答し、上記フライバック共振回路に結
   合されていて、フライバック変成器の高電圧巻線の両端
   間に現われる周期的共振性の第１のフライバック電圧を
   発生させる第１のスイッチング手段と、 第２の共振回路と、 制御信号に応答し、上記第２の共振回路に結合されてお
   り、上記第１のフライバック電圧に対して制御可能な位
   相を持ち、この位相に応じて変化する振幅を持つた高電
   圧パルスが上記高電圧巻線の第２の端子に生成されるよ
   うに、上記第１のフライバック電圧に直列に印加される
   周期的共振性の第２のフライバック電圧を上記高電圧巻
   線の第１の端子に発生させる第２のスイッチング手段と
   、上記第２のフライバック電圧の位相を上記第１のフラ
   イバック電圧の位相に対して変化させるための上記制御
   信号を発生する制御回路、 とを含むビデオ装置用高電圧電源。