PT88831B

PT88831B - Fonte de alimentacao de alta voltagem para aparelhos de visionamento de video

Info

Publication number: PT88831B
Application number: PT8883188A
Authority: PT
Inventors: Peter Eduard Haferl
Original assignee: Rca Licensing Corp
Priority date: 1987-10-23
Filing date: 1988-10-21
Publication date: 1993-11-30
Also published as: FI884751A; ES2069547T3; EP0313391A3; FI90174B; DE3853400D1; DE3853400T2; FI884751A0; EP0313391B1; JPH0271671A; FI90174C; JP2850008B2; EP0313391A2; PT88831A

Description

Reivindicação do direito de prioridade ao abrigo do artigo 4.° da Convenção de Paris de 20 de Março de 1883. Reino Unido em 23 de Outubro de 1987 , sob o n². 8724891 e nos Estados Unidos da América, em 06 de Junho de 1988 sob o n^B. 202 359.

INH. MOO 113 R F 1®32

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PATENTE N⁹ 88 831

Fonte de alimentação de alta voltagem para aparelhos de vi sionamento de video para que

RCA LIC3NSING CORPORATION, pre tende obter privlégio de inven ção em Portugal.

RESUMO

O presente invento refere-se a uma fonte de alimentação de alta voltagem para aparelhos de visionamento video em que um cir culto de deflexão (100) gera num circuito ressonante de retorno de deflexão (78) uma primeira voltagem de retomo numa frequência horizontal. Um comutador (Q2) gera num segundo circuito ressonante (78) uma segunda voltagem de retorno numa frequência horizontal que possui uma fase relativa à da primeira voltagem de retorno que é controlável. A primeira e segunda voltagens de retomo são somadas e aplicadas a um triplicador de voltagem (101) que produz uma voltagem ultor rectificada. Um circuito de controlo (103) varia a fase da segunda voltagem de retomo (V3) num modo de realimentação negativo que estabiliza a voltagem ultor (U) numa faixa larga de variações de corrente de feixe.

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-2EEMÓRIA DESCRITIVA presente invento refere-se a uma fonte de alimentação para um aparelho de televisão com estabilização de alta voltagem.

Em circuitos de receptores de televisão ou monitores, o potencial de acelaração ultor ou alta voltagem para uma válvula de imagem é tipicamente originado pela rectificação de uma voltagem de impulso de retorno desenvolvida num enrolamento de alta voltagem dum transformador de retorno de saída horizontal. A voltagem de impulso de retorno é desenvolvida por um andar de saída do circuito de deflexão horizontal que é acoplado a um enrolamento de alta voltagem através do enrolamento primário do transformador de retorno. . 0 andar de saída do circuito de deflexão horizontal compreende um enrolamento de deflexão horizontal, um condensador de retomo e um interruptor de linha, compreendendo um diodo amortecedor e um transístor de saída hori zontal.

Em circuitos de recepção de televisão típicos, o tamanho da retícula é inversamente proporcional à raiz quadrada do potencial de aceleração ”ultor. Em virtude do circuito de alta voltagem mostrar um certo valor de impedância de fonte, o aumen to da corrente de carga retirada do terminal ultor, resultará numa diminuição do potencial de aceleração ultor. As variações de voltagem ultor resultantes duma variação de corrente de feixe e acontecem sobretudo devido a uma indutância de fuga entre a alta voltagem e o primeiro enrolamento do transformador de retorno. As variações de voltagem ultor conduzem a uma re dução de rendimento. A redução de rendimento manifesta-se por variações indesejáveis no tamanho da retícula, por picos de bri. lho reduzidos e focagem pobre com correntes de feixe altas.

Numa realização anterior, as variações da largura da retícula são compensadas pelo fornecimento duma voltagem de excitação através de uma resistência, através da qual se desenvolve uma corrente de feixe dependente da queda de voltagem. A resis 'tência é acoplada ao enrolamento primário do transformador de

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retorno. A compensação é possível em virtude das variações de largura de retícula serem directamente proporcionais âs variações da voltagem de excitação que é aplicada através do enrolamento primário, as quais determinam a amplitude da corrente de deflexão, mas são só proporcionais à raiz quadrada das variações do impulso de retorno de alta voltagem. Com desvantagem, em tais realizações a queda de voltagem, através da resistência, reduz além disso a alta voltagem nas correntes de feixe alto, resultando numa voltagem de foco e numa voltagem ultor que não estão em níveis óptimos.

Sm virtude do aparecimento de, por exemplo, válvulas de imagem muito grandes possuindo resolução melhorada e alta definição, pode ser preferível ter uma voltagem ultor regulada ou melhor estabilizada de modo a obter um melhor rendimento de ima gem em relação a toda a gama/cTorrente de feixe ou brilho. Pode, além disso, ser desejável ter a voltagem ultor ajustável para o valor tolerável máximo, tomando em atenção o limite de radiação x, para obter brilho alto com baixa corrente de feixe e, por conseguinte, um melhor tamanho de mancha.

Uma fonte de alimentação de alta voltagem de um aparelho de video, realizando um aspecto do invento, inclui uma fonte de um sinal de entrada, a uma frequência que se relaciona com uma frequência de deflexão, e um primeiro circuito ressonante de re torno. A primeira disposição de comutação que reage ao sinal de entrada e acoplada ao primeiro circuito ressonante de retorno gerando uma voltagem de retorno primária ressonante periódica que é desenvolvida através de um enrolamento de alta voltagem de um transformador de retomo. Uma segunda disposição de comu tação que reage a um sinal de controlo e acoplada a um segundo circuito ressonante de retorno gerando num primeiro terminal do enrolamento de alta voltagem uma segunda voltagem de retorno ressonante periódica, numa fase controlável relativa à primeira voltagem de retorno que é aplicada em série com a primeira voltagem de retomo. Um impulso de alta voltagem, desenvolvido num segundo terminal do enrolamento de alta voltagem, tem uma .amplitude que varia de acordo com a fase. Um circuito de controlo gera o sinal de controlo que varia a fase da segunda vol-

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-4tagem de retorno relativamente à da primeira voltagem de retorno .

Nos desenhos:

a Figura 1 mostra um circuito de deflexão horizontal com estabilização de voltagem ultor realizando um aspecto do invento ;

as Figuras 2a a 2f e 3a a 3i mostram formas de onda úteis na explicação do funcionamento do circuito da Figura 1; e a Figura 4 mostra uma segunda realização do invento que inclui um circuito de protecção.

A Figura 1 representa um circuito de deflexão horizontal 100 e um circuito de estabilização de alta voltagem 102 que gera uma voltagem ultor estabilizada U, realizando um aspecto do invento. Os circuitos da Figura 1 podem ser usados conjuntamente com, por exemplo, um dispositivo de visor a cores de 110°, 27 45AX, não mostrado. Para simplificar, a correcção de retícula este-oeste, a correcção de linearidade horizontal e os valores de componente, que não são relevantes para a explicação do invento, são omitidos na Figura 1.

circuito de estabilização da alta voltagem 102 inclui um transístor DARLINGTON de comutação Q2, um condensador de re torno de estabilização 03 e um enrolamento primário Wa de um transformador T2. 0 transformador T2 tem um enrolamento secun dário Wb para desenvolver um retorno de estabilização ou voltagem de retorno V3 entre os terminais A e B. 0 enrolamento Wb é acoplado ao terminal B em série com um enrolamento de alta voltagem W2 de um transformador de retorno Tl.

Um transístor de comutação Q1 do circuito de deflexão 100, que reage a um sinal de excitação de frequência horizontal do oscilador horizontal e excitador 90, gera uma voltagem de retor no de frequência horizontal VI num circuito ressonante de retor no ou de deflexão de retomo 79 que é acoplado, através do enrolamento primário W1 do transformador Tl, ao enrolamento W2 para formar uma alta voltagem de retorno ou de frequência hori -zontal V2 no enrolamento W2. 0 enrolamento W2 é acoplado a um

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triplicador de voltagem convencional 101 que gera uma voltagem ultor U de acordo com a soma das voltagens de retorno V2 e V3.

circuito 102 é activado por uma voltagem de alimentação V+, obtida, por exemplo, a partir de um arranjo de fonte de ali mentação 77. 0 arranjo 77 inclui um enrolamento W3 do transfor mador TI, uma resistência R4 e um diodo D3. 0 diodo D3 conduz durante a linha. A voltagem V+ pode também ser usada, por exera pio, para activar um circuito de deflexão vertical, não mostrado .

Uma resistência de amostragem de corrente de feixe R2 e um condensador acoplado em paralelo C2, são acoplados entre o terminal A do enrolamento Wb e a terra. Por consequência uma corrente de feixe denendente de uma voltagem negativa desenvol * _ jdL· — ve-se através de uma resistência R2 no terminal A o que serve como uma entrada para um limitador de corrente de feixe, não mostrado. As variações de voltagem da voltagem V-g_p no terminal A são, por exemplo, entre zero volts e 15 volts. Por consequência, a voltagem no terminal A não tem grande influência no circuito de estabilização 102 e, portanto, não é referida na descrição que se segue.

circuito de estabilização 102 funciona como um volante de energia. Quando o transistor Q2 conduz, uma corrente de ram pa aumentando passa através do enrolamento Wa e acumula ener gia no enrolamento Wa. Quando o transistor Q2 está desligado, a energia acumulada é transferida para o condensador de retorno de estabilização 03 θ desenvolve uma voltagem de retorno V4 através do condensador 03 e através do enrolamento Wa que forma com o condensador 03 um circuito ressonante de retorno de estabilização 78. A voltagem V4 é acoplada pelo transformador ao enrolamento Wb e aparece como a voltagem V3 através do enro lamento Wb que está em série com a voltagem V2.

Um circuito de controlo 103 do circuito de estabilização 102 fornece excitação de base que controla o tempo de desligar do transistor Q2 numa frequência horizontal f^ possuindo uma fase variável relativa à da excitação de base do transistor Ql. A fase varia de acordo com a corrente i? que passa numa resis68 519

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-6tência de alimentação R5 çue indica o nível da voltagem ultor U. A resistência de alimentação R5 fornece uma voltagem de fo co e uma voltagem de grade 2 a uma válvula de imagem, não mostrada. 0 pico de voltagem num terminal de entrada 101 a do tri. plicador de voltagem 101, que gera a voltagem ultor U, é substanciâlmente igual ao valor de pico da soma das voltagens de re torno V2 e V5. 0 pico de voltagem da voltagem de estabilização é controlada pelo circuito de controlo 105.

De acordo com outro aspecto do invento, a voltagem ultor U é conservada constante através de um circuito de controlo de es. pirai de realímentação negativa 105. 0 circuito de controlo 105 varia a fase da voltagem V4 e, por isso, a voltagem de retorno de estabilização V5 em relação à voltagem de retorno horizontal VI e, por isso, também em relação à voltagem de retorno V2.

As Figuras 2a a 2f e 5a a 5i representam formas de onda úteis para explicar o funcionamento do circuito da Figura 1. Simbolos e números similares nas Figuras 1, 2a a 2f e 5a a 5i indicam partes e funções similares.

A Figura 2c mostra a relação de fase das voltagens V5 e V2 como uma função da corrente de feixe. A fase da voltagem V5 está avançada em relação à da voltagem V2, de um intervalo de tempo, representado como ta, na corrente baixa de feixe. A corrente baixa de feixe é, de modo explicativo, 0,2 ma, em média.

A Figura 2d mostra uma forma de onda representando a soma dos valores instantâneos das voltagens de retorno V2 e V5. A voltagem V5 soma apenas 0,56 KV à voltagem V2 na corrente baixa de feixe para formar uma voltagem Vg^,. que é aplicada ao terminal 101a do triplicador 101. Em comparação, a fase diminuída avança na corrente alta de feixe provocando que à voltagem de retomo V5 se some 0,96 KV para a voltagem V2.- A fase da voltagem V5 da Figura 2c é modulada na faixa, t-^-tg, que é, de mo do explicativo, de 8 microssegundos.

Ao realizar um aspecto do invento, o circuito de controlo 105 altera a fase da voltagem de retorno V5 da Figura 2c dum modo que provoca que a corrente ig na resistência R5, da Figura

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1, permaneça substancialmente constante quando a corrente de feixe varia.

Deve entender-se que o invento pode ser realizado por um circuito de controlo que é semelhante ao circuito de controlo 103 mas o qual produz uma voltagem de retorno de estabilização V3 com um retardamento de fase, em vez do avanço de fase, relativo à voltagem V2.

Na Figura 2d o nível da voltagem ultor U é mostrado em relação ao pico da soma de voltagens V2 e V3. 0 invólucro alto de feixe da soma de voltagens V2 e V3, da Figura 2d, é mais alto do que a voltagem ultor U. A soma das voltagens é mais alta porque a queda de voltagem através dos diodos, não mostra da, do triplicador 101 da Figura 1, provocando um efeito médio do pico de voltagem durante o retorno. 0 pico de corrente dianteiro i^, da Figura 2f que é acoplado ao enrolamento Wa da Figura 1, é mais alto nas correntes altas de feixe em virtude de ser necessária mais energia para regular a voltagem ultor U.

A energia está sempre a circular no circuito 102. Por conseguinte, quando uma retícuia mostrada muda subitamente, de negro para um pico de branco, a energia já em circulação é com vantagem, transferida rapidamente para o enrolamento Wb através do retardo imediato do instante de desligar do transístor Q2. Do mesmo modo, o fluxo de energia pode ser interrompido muito rapidamente pela capacidade de avanço imediato do instante de desligar do transístor Q2. Esta possibilidade aumenta significativamente a resposta de janela branca ou barra branca do écran, não mostrada nas Figuras.

A relação entre a variação da voltagem ultor U e a varia ção de corrente de feixe correspondente é, convencionalmente, referida como uma impedância de saída de alta voltagem. Para medir a impedância de saída, a corrente de feixe é mudada, por exemplo, de 0,2 mA para 1,2 mA. A queda medida na voltagem ultor U é então dividida pela diferença de corrente de feixe, que é 1 mA, no exemplo.

Num circuito de deflexão convencional, utilizando o mesmo

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-8transformador de retorno Tl, que não inclui um arranjo como o circuito 102, foi medida uma queda de 2KV, correspondente a uma impedância de saída de 2 megaohms. Em comparação, no circuito da Figura 1, usando o mesmo transformador de retorno Tl, a variação da voltagem ultor U foi, com vantagem, reduzida para 2000 volts, correspondendo a uma impedância de saída de 0,2 megaohms. Com vantagem, esta baixa impedância de fonte resulta num visível aperfeiçoamento da retícula mostrada. Em especial, o aperfeiçoamento acontece no foco, no tamanho da mancha e capacidade de resolução nas correntes altas de feixe.

circuito 102 da Figura 1 também pode ser adaptado para funcionar com um transformador de retorno utilizado num arranjo do tipo de diodo tipo divisão. Neste caso, uma voltagem aná Ioga à voltagem V2 pode ter de ser três vezes maior e um corres pondente transformador de retomo pode necessitar de um enrolamento com três vezes mais voltas para obter o pico de voltagem necessário.

Um intervalo de retorno da voltagem V4, por exemplo, entre o tempo t^ e t^ da Figura 3g é projectado para ser maior do que um intervalo de retorno de deflexão t da voltagem VI da Figura 2a ou da voltagem V12 da Figura 3a. Por exemplo, o tempo de re torno de deflexão t pode ser 11,6 microssegundos, corresponden te â frequência de ressonância de retorno de 44 KHZ. Em contraís te, o tempo de retorno t-^-t^ ^v°l’^taS^em da Figura 3g pode ser 16 microssegundos, correspondente à frequência de ressonância de retomo de 31 KHZ. Esta fornece uma baixa fonte de impedância de saída através do enrolamento Wb da Figura 1 que for nece a voltagem V3; por isso, a característica de regulação é mais leve ou mais gradual em virtude da relação de mudança da voltagem V3 ser mais baixa que a da voltagem V2.

No circuito de controlo 103, a resistência de alimentação R3 é acoplada ao emissor do transístor Q10 que é acoplado como um amplificador de base comum. A base do transístor Q10 é excitada com uma voltagem DC de aproximadamente +12 volts que é acoplada através de um diodo D10. 0 diodo D10 fornece uma com pensação de temperatura às variações de voltagem da junção emis

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-9sor-base do transístor Q10.

A corrente ig na resistência R3, a qual é proporcional à voltagem ultor U, é separada numa primeira porção que é subs tancialmente não afectada por variações da voltagem ultor U. A primeira porção circula através das resistências R5, Rb e R13 e, através do enrolamento W4, para a terra. Uma segunda porção da corrente ig que varia com a voltagem ultor U, circula atra vés de um transístor Q10 e produz, num terminal.de entrada inversor de um comparador U1A e através de uma resistência R12, uma voltagem VT1.

Com vantagem, através da polarização da base do transístor Q10 com aproximadamente +12 volts, a porção de corrente ig que circula através da resistência R12, que não varia com a variação de voltagem U, pode ser reduzida sem reduzir o erro de amplitude de voltagem. Assim, a resistência R12 pode ser alta em valor para obter voltagem de erro de amplitude alta com baixa média de valor DC. A baixa média de valor DC é desejável para funcionar dentro da gama de voltagem de entrada do comparador U1A.

ajustamento da resistência R6 que controla a voltagem ultor U altera as voltagens V10 e Vil nos respectivos terminais de entrada do comparador U1A de uma maneira oposta ou diferencial. Quanto mais corrente circula através das resistências R5, R6 e R13, menos corrente circula na resistência R12, e vice-versa. Os dois canais de corrente da corrente ig formam uma impedância acoplada em série com a resistência de alimentação R3. A resistência R6 é ajustada para obter os níveis DC necessários das voltagens V10 e Vil da Figura 3b.

A voltagem de retorno desmodulada V12 da Figura 1, desenvolvida através do enrolamento W4 do transformador Tl, produz uma voltagem dente de serra horizontal componente da voltagem V10 através do condensador CIO com uma amplitude constante que é acoplada ao terminal de entrada não inversor do comparador U1A. 0 comparador U1A provoca a ocorrência de um degrau de que da 55 da Figura 3c de uma voltagem modulada VI3 da Figura 1. 0 degrau 55 da Figura 3c, que acontece num cruzamento de voltagens Vil e V10, determina o instante de desligar do transístor

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Q2 da Figura 1 que pode variar dentro da gama da Figura

3c. 0 tempo ou modulação de fase do degrau 55 da voltagem V13 é determinado de acordo com a voltagem de erro Vil da Figura 3b, a qual varia numa gama de voltagem de aproximadamente 100 milívolts acima da gama de variação da voltagem ultor U e da corrente de feixe.

Um comparador U1B da Figura 1 que reage a voltagens desmo duladas V12 mantém a voltagem V13 a zero volts até apenas após o tempo t^ no fim do retorno horizontal da Figura 3c. 0 comparador U1B da Figura 1 é também controlado pela voltagem de retorno V4 que é acoplada, através de uma resistência R16. 0 comparador U1B evita que o transístor Q2 alcance o bordo de fu ga da voltagem de retorno V4 da Figura 3g.

Um comparador U1C da Figura 1 é controlado por uma forma de onda de dente de serra horizontal que é desenvolvida através do condensador C13. Por consequência, uma voltagem VI4 da Figura 3d que é produzida pelo comparador U1C da Figura 1 e é somada com a voltagem VI3 para formar a voltagem V15. A voltagem VT5 limita a gama de modulação para evitar que ela ocorra antes que o tempo t^ das Figuras 3c, 3d e 3e. A voltagem V15 é comparada com uma voltagem determinante de limiar DC constante V16 com um comparador U1D. 0 comparador U1D controla o funcionamento de um transístor excitador Qll.

As variações de corrente de feixe provocam a variação da voltagem ultor U, o que, por outro lado provoca que a corrente de colector no transístor Q10 também varie, do mesmo mo do. 0 resultado é uma modulação em tempo do degrau 55 da vol tagem V13 da Figura 3c. Por consequência, o tempo de ligar do transístor Qll da Figura 1 é também modulado em fase. Quando o transístor Qll é ligado, uma voltagem modulada em fase VI7 no colector do transístor Qll chega a zero numa fase controlâ vel que acontece numa gama . 0 instante de ligação do transístor Qll da Figura 1 provoca o desligar do transístor Q2.

De acordo com outro aspecto do invento, o instante de des ligar do transístor Q2 controla o tempo ou fase da voltagem de

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-11retorno de estabilização V3 da (Figura 2c em relação à da volta gem de ressonância de retomo V2 da Figura 2b. Uma alteração na corrente de feixe provoca que a soma das voltagens de retor no V2 e V3 da Figura 2d varie como resultado da alteração de fase de uma maneira de realimentação negativa que estabiliza a voltagem ultor U.

A voltagem VI7 da Figura 3f no colector do transistor de excitação Qll da Figura 1 possui uma porção de rampa de subida 56 da Figura 3f provocada pelo condensador C15 da Figura 1 o qual é carregado durante o tempo de condução do transistor Q2. 0 condensador C15 é descarregado durante o intervalo de corte do transistor Q2 através do diodo Dll e através do transistor Qll.

Adoptando, hipoteticamente, uma carga de corrente de fei xe extremamente alta, a qual então, retarda ou desloca para a direita da Figura 3g o bordo de fuga da voltagem de retomo V4 de modo a sobrepor com o período de linha da voltagem V12 da Figura 3A. Neste caso, o pico da voltagem V4 da Figura 3g pode acontecer próximo e coincidentemente com o pico da voltagem V12 da Figura 3a ou da voltagem V2 da Figura 2b. Por consequência o circuito de controlo 103 da Figura 1, funcionando normalmente como uma espiral de realimentação negativa, pode, sob uma corrente de carga de feixe extremamente alta, funcionar como uma espiral de realimentação positiva que pode provo car que ela tranque. Para evitar tal trancagem, um transistor Q13 é comutado para desligado por um ligar de um transistor Q12 durante o intervalo ^0^^1 figura 3i.

Uma voltagem de dente de serra horizontal V^q da Figura 3h que controla o tempo de ligar do transistor Q12 é produzida por uma rede de retardo que inclui uma resistência R22 e um condensador Cl4 na Figura 1 que reage à voltagem V12. 0 inter valo tqQ-tqq é determinado pela temporização da porção de voltagem Vig que é mais positivo que a voltagem dianteira da junção base-emissor do transistor Q12.

Se o bordo de fuga da voltagem V4 acontece aparecer duran te o intervalo ⁰ transistor Q13 estará no corte e per

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mitirá à voltagem V4 de carregar um condensador 012 através de uma resistência R30 que é acoplada ao colector do transístor Q2 e através de um díodo D13. Por conseguinte, a voltagem no condensador C12, que é acoplado a um comparador U1A através de uma resistência Rll, provocará um aumento na voltagem de erro Vil e, por outro lado, um avanço ou retracção para a esquerda da voltagem de retardo V4 da Figura 3g. Deste modo a condição de travamento acima mencionada é evitada. Assim, os transístores Q12 e Q13 funcionam como um limitador de faixa de modulação.

A Figura 4 mostra uma segunda realização do invento. Números e símbolos similares nas Figuras 1 e 4 ilustram partes e funções similares. Na Figura 4 o diodo D10 é acoplado a um díodo zéner que desenvolve uma voltagem de 6,8 volts no ânodo do diodo D10. Um transístor Q10’tem um eléctrodo emissor que é acoplado à base do transístor Q10. A base do transístor Q10¹é acoplada ao emissor do transístor Q10. 0 colector do transis tor Q10' é acoplado ao colector do transístor Q10.

Protecção contra uma resistência de alimentação, R3 com defeito ou desligada, é fornecida pelo transístor Q10', o qual está em corte durante o funcionamento normal. Quando a corren te que circula através da resistência de drenagem R3 cai abaixo de 2/3 do seu valor nominal, o transístor Q10 desliga e o transi3tor Q10' é ligado. A corrente que circula através do transis tor Q10' carrega o condensador Cll, provocando um aumento rápido da voltagem de erro Vil. Isto desloca a subida do impulso da voltagem V4 para um tempo que é análogo ao tempo t^ da Figura 3g que está fora da faixa de controlo.

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Claims

l^â. - Fonte de alimentação de alta voltagem de um aparelho de video compreendendo:

- uma fonte de um sinal de entrada numa frequência que se relaciona com uma frequência de deflexão;

- um circuito ressonante de retorno;

primeiros meios de comutação que reagem ao dito sinal de entrada, acoplados ao dito circuito ressonante de retorno para gerarem uma primeira voltagem de retorno ressonante e pe riódica que é desenvolvida através de um enrolamento de alta voltagem de um transformador de retomo; caracterizada por com preender:

- um segundo circuito ressonante (78);

- segundos meios de comutação que reagem a um sinal de con trolo (V17) e acoplados ao dito segundo circuito ressonante (78) para gerarem num primeiro terminal (B) do dito enrolamento de alta voltagem (W2) uma segunda voltagem de retomo ressonante e periódica (V3) numa fase controlável relativa à dita primeira voltagem de retorno (V2) que é aplicada em série com a dita primeira voltagem de retorno (V2) de modo que um impulso de alta voltagem ^se desenvolve num segundo terminal (101a) do dito enrolamento de alta voltagem (W2) que possui uma amplitude que varia de acordo com a dita fase; e

- um circuito de controlo (103) para gerar o dito sinal de controlo (VT7) que faz variar a fase da dita segunda voltagem de retorno (V3) em relação à da dita primeira voltagem de retomo (V2).
2§. - Fonte de alimentação de alta voltagem de acordo com a reivindicação 1, caracterizada por compreender meios rectifi cadores (101) possuindo um terminal de entrada (101a) que está acoplado ao dito impulso de alta voltagem para gerar uma alta voltagem rectificada que é acoplada a um circuito de carrega- mento e por o dito circuito de controlo (103) reagir à dita al ta voltagem rectificada para variar a dita fase da dita segun68 319

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-14da voltagem de retorno (V3) num modo de realimentação negativo que estabiliza a dita alta voltagem rectificada com a variação de corrente nos ditos meios rectificadores (101).
3^â. - Fonte de alimentação de alta voltagem de acordo com a reivindicação 1, caracterizada por o dito circuito ressonante de retorno (79) compreender um enrolamento de deflexão hori zontal (Ljj) θ uma capacitância de retomo (C^).
4^â. - Fonte de alimentação de alta voltagem de acordo com a reivindicação 3, caracterizada por o dito transformador de retomo (Tl) compreender um enrolamento primário (Wl) que é acoplado ao dito circuito ressonante de retorno (79) e por o dito enrolamento de alta voltagem compreender um enrolamento terciário (W2) do dito transformador de retomo.
5-. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação

1, caracterizada por a frequência ressonante do dito segundo circuito ressonante (78) ser mais baixa do que a do dito circuito ressonante de retomo (79).
6§. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação

1, caracterizada por o dito circuito de controlo (103) compreender meios (Q10) que reagem ao dito sinal de entrada para gerarem um sinal em dente de serra (N10) possuindo uma fase cons tante em relação ao dito sinal de entrada, e meios (U1A) que reagem ao dito sinal em dente de serra (V10) e ao dito impulso de alta voltagem para gerarem o dito sinal de controlo possuin do uma fase controlável correspondente que varia de acordo com o dito impulso de alta voltagem.
7-· - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação

1, caracterizada por as fases das ditas primeira (V2) e segunda (V3) voltagens de retomo estarem, pelo menos, parcialmente sobrepostas.
8*. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação

1, caracterizada por o dito circuito ressonante de retomo (79) compreender um enrolamento de deflexão (l·^) θ por o dito sinal de controlo (V17) ter uma fase controlável correspondente que 'provoca que a dita fase da dita segunda voltagem de retorno

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-15(V5) conduza a da dita primeira voltagem de retorno (V2) numa faixa de regulação completa da dita fonte de alimentação.
9^ê. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação

1, caracterizada por o dito circuito de controlo incluir meios (R13,C10) que reagem ao dito sinal de entrada para gerarem um sinal em dente de serra (VIO) possuindo uma porção em rampa (VIO), e meios (U1A) que reagem à dita porção em rampa (Vio) e ao dito impulso de alta voltagem para formarem uma primeira borda de transição do dito sinal de controlo quando um cruzamen to, da dita porção de rampa (VIO) e de um sinal (Vil) que é representativo de um nível do dito impulso de alta voltagem ocorre, que controla a fase relativa entre as ditas primeira (V2) e segunda (V3) voltagens de retomo.
10^â. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação 9, caracterizada por os ditos segundos meios de comutação compreenderem um transístor comutador (Q2) possuindo um eléctrodo de controlo (base) que é acoplado ao dito sinal de controlo (17) e um eléctrodo principal condutor de corrente (emissor) que está acoplado ao dito segundo circuito ressonante (78) e por a dita borda de transição provocar que o dito transístor comutador (Q2) se torne não condutivo, provocando um intervalo de m torno que ocorre na dita segunda voltagem de retorno (V3).

ll^â. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação

9, caracterizada por o dito circuito de controlo (103) incluir meios (R22,C14) acoplados ao dito circuito ressonante de retor no (79) para gerarem um sinal que é deslocado no tempo em rela ção à dita primeira voltagem de retorno (V2), e meios (Q12,Q13) que reagem ao dito sinal deslocado no tempo e à dita segunda voltagem de retorno para gerarem um terceiro sinal quando, pelo menos, uma porção da dita segunda voltagem de retorno ocorre durante a ocorrência do dito sinal deslocado no tempo, sendo acoplado o dito terceiro sinal aos ditos meios geradores (U1A) da primeira borda de transição para variarem a sincronização da dita primeira borda de transição para evitar que o di_ to circuito de controlo (103) funcione num modo de realimentação positivo.

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RCA 84,920 ttv.;

-1612â. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação 1, caracterizada por as ditas primeira (V2) e segunda (V3) vol tagens de retorno serem produzidas em enrolamentos (Wa,V7b) que são magneticamente separados para produzirem o dito impulso de alta voltagem (Vgupp de acordo com uma soma das ditas primeira (V2) e segunda (V3) voltagens de retomo.
13-. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação 1, caracterizada por o dito enrolamento de alta voltagem (W2) do dito transformador de retorno (Tl) ser magneticamente acoplado ao dito circuito ressonante de retorno (79), um enrolamento (Wt>) de um segundo transformador de retorno (T2) ser magneticamente acoplado ao dito segundo circuito ressonante (78) e os ditos enrolamentos (Wz,Wt>) dos ditos primeiro (Tl) e segundo (T2) transformadores de retorno serem acoplados em série para produzirem num terminal (101a) de um dos ditos enrolamentos, que é acoplado a um terminal cLe entrada de um rectificador de alta voltagem (101), uma alta voltagem rectificada num terminal de saída do dito rectificador (101).
14^â. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação 13, caracterizada por o dito circuito ressonante de retorno (79) compreender um enrolamento de deflexão (L^)> um segundo enrolamento (W3) do dito transformador de retorno (Tl) estar acoplado a um segundo rectificador (D3) que gera uma voltagem de excitação (V+), sendo a dita voltagem de excitação acoplada, através de um enrolamento (Wa) do dito segundo transformador de retorno (T2), a um eléctrodo condutor de corrente prin cipal (colector) de um transístor comutador (Q2) que está incluído nos ditos segundos meios de comutação.
15-. - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação 1, caracterizada por o dito circuito de controlo (103) compreender meios (Q12,Q13) que reagem à dita segunda voltagem de re tomo (V3) e ao dito sinal de entrada para gerarem um sinal (V19) que limita a faixa da dita fase controlável para evitar que a dita realimentação negativa mude para realimentação positiva.
16â, - Fonte de alimentação de acordo com a reivindicação

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