JP4312269B2 - ビデオ装置用高圧電源 - Google Patents
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Description
【産業上の利用分野】
本発明は、例えば、高電圧安定化回路を有するビデオ装置用の電源に関する。
【0002】
【従来の技術】
テレビジョン受像機又はモニター回路において、受像管に対するアルター(ultor) 加速電位又は高圧は、水平出力フライバック変圧器の高圧巻線に発生された帰線パルス電圧(CRT)を整流することにより得られる。帰線パルス電圧は、フライバック変圧器の一次巻線を介して高圧巻線に接続された水平偏向回路出力段によって発生される。水平偏向回路出力段は、水平偏向巻線と、帰線キャパシタと、ダンパダイオードと水平出力トランジスタとからなる掃引スイッチとにより構成される。
【0003】
高圧回路はある量のソースインピーダンスを示すので、アルター端子から引き出される負荷電流の増加によって、アルターの加速電位の低下が生じる。ビーム電流の変動により生ずるアルター電圧変動は、主にフライバック変圧器の高圧と一次巻線との間の漏れインダクタンスに起因して発生する。アルター電圧の変動は性能の低下を招く。性能の低下は、不所望のラスタサイズ変動と、ピーク輝度の低下と、高ビーム電流時の焦点のずれとして現れる。
【0004】
典型的には、アルター電圧はブリーダーを形成する大きい値を有する抵抗によって形成される分圧器の両端に発生する。分圧器の中間端子は帰還信号を発生する。
ディエッツ(Dietz) による発明の名称が「ラスタ幅調整回路(RASTER WIDTH REGULATION CIRCUIT) 」である米国特許第4,559,481 号明細書において、帰還信号は、調整された低圧電源電圧を発生する電源レギュレータの制御端子に接続されている。電圧電源の出力はフライバック変圧器の一次巻線に接続される。トランジスタスイッチは、アルター電圧を発生させるため高圧巻線に変圧的に接続された一次巻線にフライバックパルス電圧を発生させる。アルター電圧の直流電圧調整は、帰還信号の直流成分部に従って低レベル電源電圧を変えることにより行われる。
【0005】
上記ディエッツの特許において、キャパシタはCRTのアノード又はアルター電極を分圧器の中間端子に接続する。ビーム負荷の変動によって生じるアルター電圧の過渡的な変動は、帰還信号の交流成分部を形成するようキャパシタを介して分圧器の中間端子に容量的に結合される。帰還信号の直流成分部によって、前述の如く、アルター電圧の電圧調整が誘起される。帰還信号の交流成分部は直流電圧調整を生じないが、レギュレータの過渡的な応答時間を速める。
【0006】
分圧器は数百メガオームの範囲にある大きい抵抗で形成されているので、電界付近からの帰還信号中において電圧スパイク又はノイズ信号成分を発生、又は、取り出される場合がある。この可能性は、レギュレータが分圧器から離れている程高くなる。典型的に、高圧レギュレータが場合によってはアノード電流の変動を表わしていない上記ノイズ信号成分に応答するのを防止するため、帰還信号はローパスフィルタを通過させられる。ディエッツの特許において、帰還信号の交流及び直流成分は結合され、帰還信号の両成分部は同一のフィルタを通過させられる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
上記ディエッツの特許に記載の方法によれば、キャパシタは分圧器の中間端子に接続される。従って、ノイズ信号成分は帰還信号の交流及び直流の成分部の両方に結合される。ディエッツの特許において、直流及び交流の両方の成分部は同一のフィルタを通過させられる。交流成分部の広範囲に亘るローパスフィルタリングの結果、レギュレータのビーム電流に対する応答時間は遅くなる。
【0008】
本発明の特徴の一実施例の高圧レギュレータにおいて、直流帰還信号は分圧器の中間端子に発生される。キャパシタは、ビーム電流の変動を表わす交流帰還信号を抵抗に発生させるためCRTのアノードとグランド電位の間で小さい抵抗と直列接続される。交流帰還信号は、ディエッツの特許とは異なり、直流帰還信号とは別の帰還路を介してレギュレータに結合される。キャパシタは直流帰還信号を発生する分圧器をバイパスする。そのため、交流帰還信号は、分圧器に生じ直流帰還信号に影響を与える可能性があるノイズ信号成分に晒されないという利点がある。従って、交流帰還信号のローパスフィルタリングは、直流帰還信号のローパスフィルタリングよりも広くない範囲で行うことが可能である。これにより、交流帰還信号を介したビーム電流変動に対するレギュレータの応答時間は早まる。
【0009】
上記従来のディエッツの特許に記載の方法によれば、キャパシタは、典型的に実質的に大きい抵抗である分圧器抵抗に直列接続される。従って、ディエッツの方法におけるキャパシタには、アルター電圧変動を低下させるようビーム電流を供給するエネルギー蓄積が得られない。
本発明の他の特徴によれば、キャパシタと直列接続された抵抗は、例えば、1キロのオーダーの小さいものである。従って、キャパシタにアルター電極用のエネルギー蓄積が得られる。抵抗は小さいので、ビーム電流に過渡状態が生じたときにキャパシタがビーム電流を供給することを阻止することはない。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明の一面の一実施例であるビデオ装置用の高圧電源は、フライバック変圧器の高圧巻線の端子にフライバックパルス電圧を発生させる共振回路に接続されたスイッチング配置を含む。整流器は整流された高圧を陰極線管の高圧電極に発生させるためフライバックパルス電圧を整流する高圧巻線に接続されている。電圧レギュータは、負帰還の方法でフライバックパルス電圧の振幅を制御するため、ビーム負荷変動を表わし高圧巻線に接続された交流帰還信号に応じる第1の制御入力を有する。蓄電キャパシタは、ビーム電流の変動が生じるときに高圧の変化のレートを低下させるよう電極に流れる電流を供給するため電極に接続される。帰還信号はキャパシタの電流に応じて発生される。
【0011】
【実施例】
図1は本発明の一面の一実施例による水平偏向回路100と安定化したアルター電圧Uを発生する高圧安定回路102を説明する図である。説明の簡単化のため、本発明の説明に関連のない左右のラスタ補正、水平線形補正及び成分値は同図から省かれている。
【0012】
図1の高圧安定回路102は、水平レートドライブ信号HORDRIVEに応答するスイッチングトランジスタQ2と、帰線キャパシタC3と、変圧器T2の一次巻線Waとを含む。変圧器T2は端子AとBの間にフライバック電圧V3を生じる二次巻線Wbを有する。巻線Wbは端子Bでフライバック変圧器T1の三次の高圧巻線W2と直列接続される。巻線W2は、周知の方法で、例えば、分割されたダイオード配置を形成するダイオードD3を介して直列接続された4つの巻線セグメントから形成される。
【0013】
偏向回路100のスイッチングトランジスタQ1は、水平レートドライブ信号HORDRIVEに応答して、巻線W2に水平レート帰線又はフライバック高圧V2を形成するため変圧器T1の一次巻線W1を介して巻線W2に接続されたフライバック共振回路79の偏向帰線に水平レートフライバック又は帰線電圧V1を発生させる。
【0014】
高圧V2は巻線W2の4つの巻線セグメントの各々の帰線パルス電圧の合計に一致する。図示される電圧V2の波形は、ダイオード分割配置ではなく、代わりに、かかる巻線W2の終端Cと受像管のアルター電極ULTORの間に接続された整流ダイオードが利用される場合に巻線W2の両端で得られる波形である。上記電圧V2の波形は、巻線W2の巻線セグメントの電圧の合計に一致する。ロドリゲス−カバゾス(Rodriguez-Cavazos) による発明の名称が「ビデオ表示装置用高圧安定回路」である米国特許第5,010,281 号明細書に記載される如く、アルター電圧Uは帰線電圧V2とフライバック電圧V3の合計に従って発生される。
【0015】
並列接続された変圧器電流サンプリング抵抗R3及びキャパシタC2は、巻線Wbの端子Aとグランドの間に接続されている。従って、変圧器電流に依存する負電圧VBCは端子Aで抵抗R3の両端に発生し、過大な平均ビーム電流で輝度又はコントラスト、或いは、その両方の設定を下げるため機能する。端子Aの電圧VBCは検知できる影響を安定回路102に与えないので、以下の説明では言及しない。
【0016】
安定回路102はエネルギーのフライホイールとして機能する。トランジスタQ2が導通状態であるとき、増大するランプ電流i1が巻線Waを流れ、巻線Waにエネルギーを蓄積する。トランジスタQ2がスイッチオフされたとき、蓄積されたエネルギーは帰線キャパシタC3に移され、キャパシタC3の両端と、キャパシタC3と共にフライバック共振回路78を形成する巻線Waの両端に帰線電圧V4が発生する。電圧V4は、巻線Wbに変圧的に接続され、巻線Wbの両端に帰線電圧V2と直列にフライバック電圧V3として現われる。
【0017】
本発明の特徴を具体化する回路102に含まれる図1の制御回路104は、同図のパルス電圧V4及びV3の振幅を制御する印加電圧VCONTを提供する。電圧VCONTのレベルは、ブリーダー抵抗R2と並列接続された分圧器R2aの端子250に発生した直流帰還信号VFBDCに従って変化する。信号VFBDCはアルター電圧Uのレベルを表わす。ブリーダー抵抗R2は、フォーカス電圧と、GRID(グリッド)2電圧(図示せず)を供給する。
【0018】
信号VFBDCは、入力信号VIN1 を形成する抵抗207とキャパシタ208とにより形成されるR−C結合のローパスフィルタを介してエミッタフォロワートランジスタQ6のベースに接続される。信号VFBDCのローパスフィルタリングにより、信号VIN1 のノイズ信号成分は実質的に縮小される。ノイス信号成分は、大きい抵抗R2及びR2aで発生される。ノイズ信号成分は、抵抗R2及びR2aの付近の大きい電磁場によって発生される場合がある。それらの値は大きいため、抵抗R2及びR2aは大きいノイズ信号成分を生じる傾向がある。抵抗207とキャパシタ208のローパスフィルタリング作用によって、信号VIN1 の変化は、ビデオ負荷の変動のため生じるアルター電圧Uの変化に比較的緩やかに追従する。
【0019】
信号VIN1 は、トランジスタQ6を介して、抵抗211に接続された抵抗210によって形成される抵抗加算又は組合せ回路網209に結合される。抵抗211はダイオード214に直列接続される。抵抗210は、抵抗212とポテンショメータ215の並列配置に接続される。ポテンショメータ215の調節端子215aは入力帰還信号VINを発生する。信号VINには、信号VFBDCから得られた直流信号成分が含まれる。
【0020】
アノード又はエネルギー蓄積キャパシタ216は、ビデオ信号変動の結果として生ずるビーム電流iBEAMの過渡的な変動の間に、ビーム電流iBEAMを供給するためアルター電極ULTORに接続される。キャパシタ216は、ビーム負荷の変動が生じるとき、アルター電圧Uが変化するレートを低下させる。
抵抗207とキャパシタ208を含む負帰還ループ部は、ローパスフィルタとして機能する際、前述の如く、広範囲のローパスフィルタリングであるためビーム電流変動に比較的緩やかに応答する。従って、信号VFBDCは、過渡状態の間にアルター電圧Uのかなりの変化を防止する適切な補償を提供し得ない。
【0021】
本発明の一面によれば、交流帰還信号VFBACを発生するため小さい抵抗217がアノードキャパシタ216と直列接続されている。キャパシタ216の電流を表わす信号VFBACは、ビーム電流iBEAMの過渡的な変動を表わしている。キャパシタ216の電流は、アルター端子ULTORに接続された回路素子内のエネルギー蓄積によってビーム電流の変動が生じるとき、アルター電圧Uよりもかなり速いレートで変化する。従って、信号VFBACはアルター電圧Uの先行する変化の標示を提供し、信号VFBDCよりも効果のある場合がある。上記の如く、信号VFB ACは信号VFBDCに先行して電圧Uの補正量を示す。信号VFBACは大きい抵抗R2及びR2aをバイパスするようにしてアルター端子ULTORに結合されているので、信号VFBDCよりもノイス信号成分を受ける可能性が少ないという利点がある。かくして、キャパシタ216は、アルター電圧の変動に関し蓄電するか、又は、ローパスフィルタとして機能する。キャパシタ216は、キャパシタ216の電流を表わす信号VFBACを発生する直流ブロッキングキャパシタとしても機能する。上記の二つの機能は一つの高圧キャパシタを使用して実現される。
【0022】
信号VFBACは、抵抗R219とキャパシタ220とにより形成されるローパスフィルタ部と、抵抗222と並列に接続されたキャパシタ221を含むハイパスフィルタ部とを含むR−C結合回路網218を介して接続される。抵抗222とキャパシタ221は、接合端子210aを介して、抵抗210と抵抗215又は212の間で回路網209に接続される。従って、信号VINは信号VFBACから生成された第2の帰還信号成分を含む。
【0023】
従来のPWM(パルス幅変調装置)201は、信号VINに従って変調されたパルス幅変調出力信号OUTを発生するため入力信号VINに応答する。PWM201は、スイッチング信号202に従って水平周波数fH で動作する。信号202は図1のトランジスタQ3のコレクタに発生させられる。同図の信号OUTはスイッチングトランジスタQ5のゲートに結合される。トランジスタQ5のドレイン電極は、フライバック変圧器T3の一次巻線203に接続される。パルス幅変調パルス電圧は一次巻線203に発生させられる。次いで、フライバックパルス電圧204が変圧器T3の二次巻線205に発生する。パルス電圧204は、制御電圧VCONTを生成するためキャパシタ206で整流及びフィルタリングされる。電圧VCONTは図1の変圧器T2の巻線Waに結合される。パルス電圧204の振幅と、電圧VCONTの振幅は、信号VINに従って変化する。
【0024】
本発明の特徴によれば、ビーム負荷の変化は、キャパシタ216と抵抗217を含む交流帰還路を介することにより、抵抗R2aと抵抗207とキャパシタ206とを含む別の直流帰還路を介するよりも速く補正することができるアルター電圧Uの変化を誘起する。その理由は、直流帰還路によるローパスフィルタリングが交流帰還路によるものよりも広範囲で行われるからである。直流帰還路における広範囲のローパスフィルタリングは、抵抗R2aに生じるおそれのあるノイス信号成分を除去するために必要とされる。一方、キャパシタ216は端子250と直接に接続されていないので、抵抗R2aに生じたノイズ信号成分に晒されることはない。従って、信号VFBACは信号VFBDCと同様に広範囲でローパスフィルタリングされる必要がないという利点が得られる。
【0025】
【発明の効果】
アルター電圧Uの直流電圧安定化は信号VFBDCによって制御され;一方、アルター電圧Uの過渡的な安定化は信号VFBACによってかなり制御される。二つの帰還路の組合せによって、アルター電圧Uの定常状態及び過渡状態の両方の電圧安定化が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一面の一実施例のアルター電圧安定化を有する水平偏向回路を説明する図である。
【符号の説明】
78 フライバック共振回路
100 水平偏向回路
102 高圧安定回路
104 制御回路
201 パルス幅変調装置
203,W1,Wa 一次巻線
205,Wb 二次巻線
206,208,216,220,221,C2 キャパシタ
207,210,211,212,215,217,219,222,R2,R3 抵抗
209 抵抗加算回路網
210a 接合端子
214,D3 ダイオード
215 ポテンショメータ
215a 調節端子
218 R−C結合回路網
A,B,C 端子
C3 帰線キャパシタ
Q1,Q2,Q5 スイッチングトランジスタ
Q3,Q6 トランジスタ
R2a 分圧器
T1,T2,T3 変圧器
ULTOR アルター電極
W2 三次巻線
Claims (2)
- フライバック変圧器と;共振回路と;該共振回路に接続され、前記フライバック変圧器の高圧巻線の端子にフライバックパルス電圧を発生させるスイッチング手段と;該高圧巻線に接続され、陰極線管の高圧電極に整流された高圧を発生するため該フライバックパルス電圧を整流する整流器と;ビーム負荷変動を表わし前記高圧巻線に結合された交流帰還信号に応じる第1の制御入力を有し、負帰還方式により該フライバックパルス電圧の振幅を制御する電圧レギュレータと;前記高圧電極に接続され、ビーム電流の変化が生じるときに前記高圧の変化のレートを減少させるため該電極に流れる電流を供給する蓄電キャパシタと;該キャパシタに接続され、該キャパシタに流れる電流に応答し、該キャパシタの該電流に従って前記交流帰還信号を発生する手段とからなるビデオ装置用高圧電源。
- インダクタンスと;該インダクタンスに接続され、該インダクタンスにフライバックパルス電圧を発生させるスイッチング手段と;該インダクダンスに接続され、陰極線管の高圧電極に整流された高圧を発生するため該フライバックパルス電圧を整流する整流器と;該インダクタンスに接続され、負帰還方式により該フライバックパルス電圧の振幅を制御する電圧レギュレータと;該高圧の大きさを表わす第1の帰還信号を発生する手段と;該電圧レギュレータの制御入力に接続された第1のフィルタリングされた帰還信号を発生するため該第1の帰還信号をフィルタリングするフィルタと;該電極に接続され、ビーム電流の変動が生じるときに該高圧の変動を表わし該フィルタをバイパスする方法により該電圧レギュレータの制御入力に結合された第2の帰還信号を発生する手段とからなるビデオ装置用高圧電源。
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