JP3226880B2 - 電力供給変調偏向装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】この発明は、高出力インピー
ダンスを有する半導体の端子から変調電流を供給するこ
とによって、偏向電流の振幅を比較的広い範囲に亘って
変化させる、即ち、変調することができるようにされた
偏向回路に関するものである。偏向電流の振幅の変調
は、例えば、外側左右（Ｅ−Ｗ）ピンクッション歪みと
内側左右ピンクッション歪みの補正などを行うために必
要とされる。 【０００２】 【従来の技術】一般に、水平偏向回路は水平偏向巻線を
含む出力段と各トレース期間に偏向電流を偏向巻線に供
給するトレースキャパシタンスとを備えている。リトレ
ースキャパシタンスがリトレース期間中、偏向巻線の両
端間に結合されて、リトレース共振回路を形成してい
る。リトレース期間中に、フライバック変成器を介して
エネルギが補給される。 【０００３】例えば、クロスハッチパタンの各白色水平
ストリップを表示している時に生じるような、フライバ
ック変成器の２次巻線中の高ビーム電流の高負荷は、リ
トレース中のフライバック変成器への高負荷を表わす。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】リトレース共振回路が
左右（Ｅ−Ｗ）制御回路の比較的小さな変調インダクタ
ンスを介してフライバック変成器の１次巻線に結合され
るようなある従来回路においては、リトレースキャパシ
タンスがリトレース期間中に前述した負荷作用のため
に、僅かに放電してしまうことがある。このために、ク
ロスハッチパタンの白色水平ストリップの表示中にトレ
ースキャパシタンスから偏向巻線を通してリトレースキ
ャパシタンスへ放電電流が流れ、トレースキャパシタン
スの両端間の電圧が幾分か低下することがある。トレー
スキャパシタンスの電荷は、クロスハッチの白のストラ
イプの下に黒の画像部分を表示する走査線に伴うリトレ
ース期間中に補充される。このために、偏向巻線を小さ
な電流が逆方向に流れることになる。トレースキャパシ
タンスの充放電電流は小さなラスタの偏位を生じさせ、
偏向巻線トレース電流を変調する低周波の発振を起こさ
せる。この低周波変調のために、クロスハッチパタンの
各垂直のストリップが直線とならずにジグザグになって
しまうことがある。このジグザグ形状はある与えられた
垂直ストリップの水平ストリップとの交点の直ぐ下に現
れる。このような歪みは「マウスティース（ねずみの歯
−ｍｏｕｓｅｔｅｅｔｈ）歪みと呼ばれることがある。
このような歪みは高ビーム電流過渡の発生時とその後に
現れるが、これは低インピーダンスのエネルギはずみ車
を表わす偏向回路がアルタ回路のエネルギ要求の過渡的
増大を満たすためである。従って、偏向回路からアルタ
回路に転送されるエネルギは偏向巻線のトレース電流に
変動を生じさせる可能性がある。 【０００５】マウスティース歪みは、例えば、１９８５
年７月３日付公告の英国公告出願第２１５０７９６Ａ
（米国特許第４，６３４，９３７号に対応）に記載され
ているような構成において、左右制御回路で生成された
左右変調電流を高インピーダンスを有するチョークを通
して供給することにより小さくすることができる。上記
チョークは水平周波数成分を積分して、偏向回路から左
右制御回路へ流れる実質的に直流電流であるシンク（ｓ
ｉｎｋ）電流を生成する。マウスティース歪みと称する
偏向妨害は、リトレース期間中のフライバック変成器と
偏向巻線との間のゆるい結合によって防止される。この
ゆるい結合は、偏向回路出力段の高周波を左右制御回路
から分離する働きをする上記のチョークによって与えら
れる。しかし、これに適したチョークは高価であるた
め、このようなチョークを用いずにマウスティース歪み
を減少させることが望まれる。 【０００６】 【課題を解決するための手段】この発明の一特徴によれ
ば、偏向周波数に関係する周波数の入力信号に応答する
偏向回路出力段には、リトレース中にリトレース共振回
路を形成するように、偏向巻線に結合されるリトレース
キャパシタンスが含まれている。入力信号に従って、供
給インダクタンスが負荷回路に結合されるパルス電圧を
リトレース中に発生する。第２の信号に応動する左右制
御回路が、高出力インピーダンスを有する半導体構成を
介してリトレース共振回路に結合される第２の周波数の
変調電流を発生する。この半導体構成の高出力インピー
ダンスが供給インダクタンスをリトレース共振回路から
分離して、負荷回路の負荷の変動がリトレース共振回路
に影響を及ぼすことを防止する。 【０００７】フェースプレート半径が大きなカラーテレ
ビジョン映像管、例えば、フィリップス４５ＡＸ映像管
等には、非常に大きな内側ピンクッション補正を必要と
することがある。偏向回路には、ダンパダイオード構成
と並列に結合され、偏向周波数で動作する偏向トランジ
スタスイッチが設けられている。ところが、トレースキ
ャパシタに結合される内側ピンクッション補正回路によ
り生成された内側ピンクッション補正電流は、トレース
期間中にダンパダイオード構成をバックバイアスしてし
まうことがある。 【０００８】ダンパダイオード構成が、例えば、一対の
直列に接続したダイオードを含んでいる場合は、トレー
スの第１の半部全体に亘って、この直列接続したダイオ
ード相互間の接続点を導通スイッチを通して接地して、
偏向トランジスタスイッチのコレクタ電圧をダイオード
の一方を介して接地電位にクランプするようにすること
が望ましいことがある。 【０００９】この発明の別の特徴に従えば、前述した、
高出力インピーダンスを有し、リトレース中に変調され
た電流を供給して外側左右歪み補正を行うトランジスタ
が上記直列接続ダイオードの相互接続点に結合されてい
る。リトレース中に変調電流を供給するこのトランジス
タがトレース期間中に導通するスイッチとして動作す
る。従って、好都合なことには、このトランジスタが偏
向トランジスタスイッチのコレクタ電圧を接地電位に近
い電位にクランプする。 【００１０】 【発明の実施の形態】この発明の一態様を実施した図１
の偏向回路１００は、例えば、フィリップス１１０°
４５ＡＸ ＦＳカラー映像管のＡ６６−ＥＡＫ００Ｘ０
１タイプにおいて電子ビームの水平偏向を行うようなも
のである。図１において、端子２２と接地点間に生成さ
れる調整済直流電圧Ｂ＋の電源が小さな値の抵抗Ｒ１を
介して水平フライバック変成器Ｔ１の１次巻線Ｗ１の端
子２２ａに結合されている。巻線Ｗ１の他方の端子は接
続点２３に結合されている。濾波キャパシタＣ１が端子
２２ａと接地点間に結合されている。調整済電圧Ｂ＋
は、例えば、切換モード型電源（ＳＭＰＳ）９０によっ
て生成される。変成器Ｔ１の２次巻線Ｗ３が整流ダイオ
ードＤ４０を通してアルタ電圧Ｕを供給する。 【００１１】偏向周波数ｆＨで動作し、そのベースが通
常の駆動及び発振回路５０に結合されている水平出力ト
ランジスタＱ１は、そのコレクタ・エミッタ間電路が接
続端子２３と接地点との間に接続されている。駆動発振
回路５０は周知の態様で同期信号Ｈｓとリトレースパル
スを表わす信号Ｈｒとによって同期化されている。トラ
ンジスタＱ１と並列に、ダンパダイオード構成として動
作する２個の整流器、ダイオードＤ１とＤ２の直列構成
が接続されている。ダイオードＤ１の陽極と陰極の間に
並列に、Ｓ字修正キャパシタ、即ち、トレースキャパシ
タンスＣｓに結合された水平偏向巻線ＬＨの構成が結合
されている。同じくダイオードＤ１の陽極と陰極の間に
並列に接続された偏向リトレースキャパシタンスＣＲＤ
が偏向巻線ＬＨと並列リトレース共振回路２７を形成す
る。第２のリトレースキャパシタンスＣＲＴが接続端子
２８と接地点との間に結合されている。また、端子２３
と接地点の間には小さな値のキャパシタンスＣＰが結合
されている。キャパシタンスＣＰはリトレース共振回路
２７の共振周波数の微同調を行う。キャパシタンスＣＲ
ＴとＣＲＤ間の相互接続点における偏向巻線ＬＨの端子
２８と接地点との間には、リトレース期間中にコレクタ
電極に高出力インピーダンスを有する電流シンクトラン
ジスタＱ２を含む可制御左右電流源２５とダイオードＤ
３の直列構成が接続されている。トランジスタＱ２のコ
レクタ電極はダイオードＤ３を介して端子２８に結合さ
れており、垂直周波数の放物線状に変化する変調された
シンク電流ｉ３を供給する。ダイオードＤ３は、ダイオ
ードＤ２が導通するトレースの終りに向けて、トランジ
スタＱ２のコレクタを接地点から減結合して、リトレー
スの前にトランジスタＱ２に飽和コレクタ電流が流れて
しまうことを防止する。 【００１２】内側ピンクッション歪み補正回路６０は、
キャパシタンスＣＳとインダクタＬＨとの相互接続点の
端子６０ａに結合されているインダクタンスＬ１を含ん
でいる。回路６０のキャパシタＣ６が端子６０ｂと接地
点間に結合されている。トレースの第１の半部期間中、
偏向電流ｉ１が図示の矢印とは反対の方向に偏向巻線Ｌ
ＨとダイオードＤ１とを流れる。トレースの第２の半部
には、偏向電流ｉ１は矢印の方向に偏向巻線ＬＨを、そ
してダイオードＤ２及び導通しているトランジスタＱ１
とを流れる。トレースの終りに、トランジスタＱ１は非
導通となって、端子２３と接地点との間にリトレース電
圧Ｖ１が生成される。 【００１３】リトレース期間中、ダイオードＤ３を介し
て流れる左右変調シンク電流ｉ３によって、リトレース
キャパシタンスＣＲＴから電荷が取去られる。例えば、
リトレース期間全体に亘って、積分∫ｉ３ｄｔが大きけ
れば大きい程、キャパシタンスＣＲＤの両端間のリトレ
ース電圧Ｖ４１は大きくなり、また、キャパシタンスＣ
ＲＴの両端間の変調された電圧Ｖ３は小さくなる。リト
レース期間中、偏向巻線ＬＨを流れる偏向電流ｉ１のピ
ークは、リトレース期間の中央におけるキャパシタンス
ＣＲＤの両端間のリトレース電圧Ｖ４１のピークに直接
関係している。トランジスタＱ２の電流ｉ３を垂直周波
数で変調することにより、切換型電流源２５は水平走査
電流ｉ１に外側ピンクッション補正を加える。後述する
ように、各リトレース期間中の変調電流ｉ３の平均値は
リトレース電圧Ｖ３による影響を受けることがないよう
に制御される。このように、電流ｉ３の平均値に関し
て、トランジスタＱ２は高出力インピーダンスを形成す
る。 【００１４】この発明の一態様によれば、巻線Ｗ１と共
振回路２７との間に配置されている上述したトランジス
タＱ２の高出力インピーダンスが、水平リトレース期間
中、電流源２５を通じて、フライバック変成器Ｔ１の巻
線Ｗ１とリトレース共振回路２７との間のマウスティー
ス歪みを生じるような不所望な高周波結合を防止する。
さらに、トランジスタＱ２の高出力インピーダンスはリ
トレース電圧が左右変調を行うトランジスタＱ２のコレ
クタ電流に影響を及ぼすことを防止する。これと対照的
に、いくつかの従来回路においては、マウスティース歪
みは、この発明におけるトランジスタの高出力インピー
ダンスを介してではなく、高インピーダンスを有するチ
ョークを介して左右変調電流を供給することによって防
止される。しかし、そのようなチョークは高価である。
この種の公知回路の一例は前述した英国公告出願第２１
５０７９６Ａ号（米国特許第４，６３４，９３７号に対
応）に記載されている。 【００１５】キャパシタＣＲＴは接地点及びキャパシタ
Ｃ１を介して巻線Ｗ１に結合されて第２のリトレース共
振回路を形成しており、この第２のリトレース共振回路
はリトレース共振回路２７に結合されて、巻線Ｗ１、キ
ャパシタＣＲＴ及びリトレース共振回路２７とを含む複
合リトレース共振回路を形成する。この複合リトレース
共振回路は、例えば、リトレース周波数に同調される。
この複合共振リトレース回路をリトレース周波数に同調
させるためには、リトレース共振回路２７と巻線Ｗ１と
キャパシタＣＲＴを含む第２のリトレース共振回路の各
々はリトレース周波数より低い周波数に同調させられ
る。 【００１６】キャパシタＣＲＴは巻線Ｗ１の両端間のリ
トレース電圧と偏向巻線ＬＨの両端間のリトレース電圧
が同時に発生するようにする。従って、駆動発振回路５
０に同期情報を供給する巻線Ｗ４の両端間のリトレース
電圧Ｈｒは、偏向巻線ＬＨの両端間のリトレース電圧ま
たはキャパシタＣＲＤの両端間の電圧Ｖ４１と同じ同期
情報を含むという利点がある。キャパシタＣＲＴの目的
は前述の英国公告出願第２１５０７９６Ａ号に記載され
ている。 【００１７】キャパシタＣＰ、ＣＲＤ及びＣＲＴの値は
適正なリトレース時間が得られ、電圧Ｖ１のリトレース
時の変調が防止されるように選択される。キャパシタＣ
ＲＴは０である電流ｉ３に対応する最小偏向電流振幅を
決める。トランジスタＱ２がまだ飽和状態にあるリトレ
ースの開始の直後の短い期間を除き、図１の左右制御回
路２５のトランジスタＱ２は水平リトレース期間の残り
の期間中、Ａ級シンク電流増幅器として動作する。トラ
ンジスタＱ３のシンク電流ｉ３は、トランジスタＱ２の
エミッタと接地点の間に結合された抵抗Ｒ４の両端間
に、それに比例した帰還電圧ＶＲ４を発生させる。この
電圧ＶＲ４は抵抗Ｒ５を通してトランジスタＱ３のベー
スに帰還される。トランジスタＱ３のコレクタは端子２
５ａにおいてトランジスタＱ２のベースに結合されてい
る。リトレース中、シンク電流ｉ３の平均値は、例え
ば、抵抗Ｒ４とＲ５の負帰還構成によって、電圧Ｖ３の
形状及び振幅の変動によって左右されることがないよう
にされている。従って、リトレース周波数及びそれ以上
の周波数における電流ｉ３の平均値に対する高出力イン
ピーダンスはトランジスタＱ２のコレクタに形成され
る。シンク電流ｉ３の平均値は幅制御抵抗Ｒ１１により
調節される。この抵抗Ｒ１１は後述するように、垂直放
物線電圧Ｖ１０に従ってトランジスタＱ３のエミッタ電
圧を決定するものである。このようにして、電流ｉ３の
平均値は電圧Ｖ１０に従って、放物線状に垂直周波数で
変調される。 【００１８】図２（ａ）〜（ｆ）、図３（ａ）〜（ｅ）
及び図４（ａ）〜（ｂ）は図１の構成の動作説明のため
に使用する波形を示す。図１〜図４において、同じ参号
及び符号は同じ素子あるいは機能等を示す。図１の放物
線電圧Ｖ１０は、例えば、通常の垂直偏向回路３００の
キャパシタＣＣの両端間に生成される。図３（ｄ）の放
物線電圧Ｖ１０は直流阻止キャパシタＣ４、抵抗Ｒ１４
及び可調整左右制御抵抗Ｒ１２を介して図１のトランジ
スタＱ１３のエミッタに交流結合される。 【００１９】リトレース電圧Ｖ３はダイオードＤ３及び
時間積分回路網、即ち、抵抗Ｒ２とキャパシタＣ２とを
含み垂直周波数以上の周波数を除去する低域通過フィル
タを介して供給される。低域濾波処理された電圧は抵抗
Ｒ３を通してトランジスタＱ３のエミッタに結合され
る。キャパシタＣ２の両端間に現れる低周波の負帰還電
圧のために、電圧Ｖ３の平均値は垂直放物線電圧Ｖ１０
に従って垂直周波数で放物線態様で変化する。負帰還の
ために、例えば、電圧Ｖ３の垂直周波数包絡線のピーク
は、電圧Ｖ１０から得たトランジスタＱ３のエミッタ・
ベース接合両端間に加えられる垂直放物線電圧に逆方向
に関係する。抵抗Ｒ２とＲ３のこのような低周波負帰還
構成は直流安定性を与え、直線性を改善する。 【００２０】トランジスタＱ３のベースには、図１の抵
抗ＲＳの両端間に得られる、台形補正を行う図３（ｅ）
に示した垂直鋸歯状電圧Ｖ１１の可調整部分も供給され
る。抵抗ＲＳは回路３００の垂直偏向巻線ＬＶとキャパ
シタＣＣに直列に結合されている。リトレース期間中、
図１に示した波形を持つ電流ｉ３の下方にランプする傾
斜部分が、それぞれトランジスタＱ２のベースと接地点
間に接続されているキャパシタＣ３とそれに並列の抵抗
Ｒ６とにより形成された低域通過フィルタにより与えら
れる。抵抗Ｒ４の両端間に表われる負帰還電圧ＶＲ４の
ために、キャパシタＣ３の両端間電圧はリトレースの終
了時よりも開始時の方が高くなり、そのために、電流ｉ
３もリトレースの終了時よりも開始時の方が高レベルと
なる。従って、電圧ＶＲ４は負帰還動作によってキャパ
シタＣ３の放電によって徐々に電流ｉ３を減少させる。
望ましいことには、電流ｉ３がリトレースの終了時より
も大きいリトレースの開始時では図１の対応波形を有す
る電圧Ｖ３はまだ低いので、トランジスタＱ２の電力消
費は低レベルに維持される。従って、例えば、リトレー
ス期間中の電流ｉ３の平均値によって決まる制御回路２
５の変調ダイナミックレンジは増加するという利点が得
られる。 【００２１】変成器Ｔ１の巻線Ｗ３を流れる高ビーム負
荷電流がリトレースの第２半部中の電圧Ｖ３の下方にラ
ンプする傾斜部を生成し、また、図２（ｆ）に示すよう
に電圧Ｖ３に高調波振動を付加する。図１のダイオード
Ｄ２によって電圧Ｖ３が接地電位にクランプされる時点
によって決まるリトレースパルス電圧Ｖ３の幅も変調ダ
イナミックレンジを制限する。図２（ｅ）のシンク電流
ｉ３がリトレースの第２半部に下方にランプするため
に、電圧Ｖ３の下方にランプする傾斜部はリトレースの
第２半部においては、リトレース中に電流ｉ３が例えば
一定レベルにある場合よりも緩やかになるという利点が
ある。これにより、ダイナミックレンジはさらに増加す
る。 【００２２】内側ピンクッション歪みの補正は、内側ピ
ンクッション歪み補正回路６０のキャパシタンスＣ６と
インダクタＬ１とを流れる内側ピンクッション補正変調
電流ｉ２に従って、偏向電流ｉ１をＳ字修正することに
よって行われる。トレースキャパシタンスＣＳを含む電
流路を流れる電流ｉ２は、トレース期間中、トレースキ
ャパシタンスＣＳの両端間の電圧ＶＣＳを、偏向巻線Ｌ
ＨとトレースキャパシタンスＣＳとを含むトレース共振
回路のトレース共振周波数より高い周波数で変化させ
る。電流ｉ２の振幅は図１の端子２８における図２
（ｆ）の電圧Ｖ３によって変調を受けて内側ピンクッシ
ョン補正が与えられる。電流ｉ２の振幅が大きくなれば
なる程、生成されるトレース電圧ＶＣＳのピーク・ピー
ク振幅が大きくなり、また、与えられる偏向電流ｉ１の
Ｓ字修正の量がより多くなる。そして、この逆も同様で
ある。回路６０の動作は、１９８７年９月９日付で公告
されたアール・シー・エー・コーポレーションのヨーロ
ッパ公告特許出願第０２３６０６４号に詳細な説明があ
る。 【００２３】回路６０のキャパシタンスＣ６とインダク
タＬ１は、トレースキャパシタンスＣＳと偏向巻線ＬＨ
と共に、トレース期間中に、補正回路６０の共振回路部
分を形成する。回路６０の共振回路部分は、電流ｉ２が
水平トレースの終了以前に０値にならないようにするた
めに、インダクタＬ１によって周波数ｆＨよりも低い周
波数に同調されているが、この同調周波数は偏向巻線Ｌ
ＨとトレースキャパシタンスＣＳとのトレース共振回路
の共振周波数よりも実質的に高い周波数である。補正量
を調整可能にしたい場合には、内側ピンクッション変調
インダクタＬ１は可変にしてもよい。図１に示した回路
値では、インダクタＬ１は回路６０の共振回路部分を、
例えば、１４ＫＨｚの周波数に同調させることができ
る。 【００２４】偏向電流ｉ１によって生じる電圧ＶＣＳの
一部分は放物線波形で、この波形は、各水平周期Ｈにお
いて、トレース正弦波とリトレース正弦波とで構成され
ている。トレース期間中、電圧ＶＣＳの対応する正弦波
部分は巻線ＬＨとキャパシタＣＳとのトレース共振周波
数にほぼ等しい周波数を持つ。このような共振周波数
は、例えば、約７ＫＨｚに等しい。リトレース中、対応
する正弦波部分はほぼ４４ＫＨｚである。 【００２５】インダクタＬ１とキャパシタンスＣ６は、
トレース期間中にトレースキャパシタンスＣＳに並列に
結合される回路分枝に含まれている。トレースの第１半
部では、共振電流ｉ２は、図の矢印とは逆方向に、接地
点からキャパシタンスＣ６、インダクタＬ１、キャパシ
タンスＣＳ、ダイオードＤ１、及び導通している偏向ト
ランジスタＱ１を通って再び接地点へと流れる。トレー
スの第２半部では、電流ｉ２は矢印の方向に、接地点か
らダイオードＤ２、キャパシタンスＣＳ、インダクタＬ
１、及びキャパシタンスＣ６を通って再び接地点へと循
環する。 【００２６】リトレース期間中、偏向電流ｉ１はリトレ
ースキャパシタンスＣＲＤ、偏向巻線ＬＨ及びトレース
キャパシタＣＳを含む電流路を流れる。リトレース期間
中に低インピーダンスを提供するトレースキャパシタＣ
Ｓは、リトレース期間全体に亘って、電流ｉ１がキャパ
シタンスＣ６とインダクタＬ１、を含む回路６０の回路
分枝を流れることがないようにする。インダクタＬ１が
キャパシタＣＳによってバイパスされるので、リトレー
ス期間中の偏向インダクタンス及びリトレース電圧Ｖ１
はインダクタＬ１によって実質的に影響されないという
利点がある。従って、図１の偏向回路１００は、例え
ば、２ｆＨというような高い偏向周波数で動作する場
合、電圧Ｂ＋のレベルを比較的低くできるという利点が
ある。 【００２７】水平トレース時、図１の電圧Ｖ３は図２
（ｆ）に示すように０に維持される。電流ｉ３が極大レ
ベルとなる垂直トレースの中央では、水平リトレース電
圧Ｖ３は、例えば、ＯＶのような極小値となる。従っ
て、この場合には、共振電流ｉ２を生成するのはキャパ
シタＣＳの両端間のトレース電圧ＶＣＳとなる。図２
（ａ）の電流ｉ１と同じ位相でキャパシタＣＳに流れる
図２（ｃ）の電流ｉ２がキャパシタＣＳにおいて電流ｉ
１に加わって、電流ｉ３が最大値の時、電圧ＶＣＳに対
して最大のＳ字修正を施す。電流ｉ３が小さくなるに従
って、垂直トレース中、水平リトレース電圧Ｖ３は、図
１の対応波形に示されるように、次第に大きくなる。図
２（ｄ）の電圧ＶＣＳ即ちＶ２の正のピークは水平トレ
ースの中央で生じ、一方、図２（ｆ）に示す変調された
電圧Ｖ３のピークは水平リトレース中に生じるので、電
圧Ｖ３の位相は電圧ＶＣＳの位相から約１８０°ずれて
いる。従って、キャパシタＣＳの両端間の電圧ＶＣＳに
加えられて電圧Ｖ２を形成する図１の電圧Ｖ３はトレー
ス電圧ＶＣＳによる電流ｉ２への影響と逆の影響を電流
ｉ２に与える。リトレース電圧Ｖ３が増加すると、電流
ｉ２が減少して、トレース電圧ＶＣＳ即ちＶ２の変調が
小さくなり、また、Ｓ字修正も小さくなる。リトレース
電圧Ｖ３が更に増加すると、電流ｉ２の振幅は０にな
る。リトレース電圧Ｖ３がさらに増加すると、電流ｉ２
は逆方向に流れる。 【００２８】従って、図２（ｄ）の電圧Ｖ２を変調する
図２（ｃ）の電流ｉ２は図２（ｆ）の電圧Ｖ３によって
変調される。電圧Ｖ３は図２（ｅ）の電流ｉ３によって
変調されるので、図２（ｄ）の電圧Ｖ２の放物線波形は
図２（ｅ）の電流ｉ３によって垂直周波数で変調されて
内側ピンクッション補正が行われることになる。外側ピ
ンクッション歪みの補正を行うためには、ラスタの頂部
と底部における図２（ａ）の偏向電流ｉ１の振幅が中央
部におけるよりも小さくならねばならない。内側ピンク
ッション歪みの補正のためには、中央部におけるよりも
頂部及び底部におけるＳ字修正の量を小さくする必要が
ある。ラスタの頂部と底部においては、小さなシンク電
流ｉ３がリトレース電圧Ｖ３の振幅を大きくする。電圧
Ｖ３の振幅が大きくなると、電流ｉ２の振幅が小さくな
る。垂直トレースの中央部では、シンク電流ｉ３は極大
値をとり、リトレース電圧Ｖ３の振幅を極小とする。従
って、垂直トレースの中央では、偏向電流ｉ１と内側ピ
ンクッション補正電流ｉ２の各々は極大値をとり、電圧
ＶＣＳのＳ字修正量がより大きくなる。回路６０の素子
の値を適当に選択することにより、ある与えられた量の
外側ピンクッション補正に対して所要の量の内側ピンク
ッション補正を得ることができる。 【００２９】リトレース期間中、回路６０はキャパシタ
ＣＲＴと並列に結合される。従って、必要とされる全リ
トレースキャパシタンスに対する回路６０の影響を補償
するように、キャパシタＣＲＴの値は回路６０を使用し
ない場合よりも大きくしなければならない。キャパシタ
ＣＲＴの値の増大は、フライバック変成器Ｔ１と共振回
路２７との間の結合を強めようとするので、これに対し
て補償を施さなければマウスティース歪みが増加してし
まうことになる。 【００３０】端子２２ａとインダクタＬ１の端子（タッ
プ）１１２との間には抵抗Ｒ１８が結合されている。抵
抗Ｒ１８は偏向巻線ＬＨと巻線Ｗ１とをバイパスする直
流電流ｉ４を供給する。抵抗Ｒ１８とインダクタＬ１と
を流れる電流ｉ４は、供給電圧Ｖ６とキャパシタＣＳと
の間に直流電流路を追加することにより、キャパシタＣ
Ｓの直流電圧を安定化するという利点がある。 【００３１】巻線ＬＨとキャパシタンスＣＳとの接続端
子６０ａにおける電圧Ｖ２の平均直流値はキャパシタＣ
１と抵抗Ｒ１８との接続端子２２ａにおける電圧Ｖ６と
等しい。従って、平均電圧ＶＣＳを一定に維持するため
に必要な直流電流の一部を、巻線Ｗ１を通して供給され
る部分に加えて、抵抗Ｒ１８を通して供給することによ
り、変動するアルタ負荷によるキャパシタＣＳの過渡的
放電が、従って、マウスティース歪みが減少するという
効果がある。 【００３２】インダクタＬ１の両端のそれぞれにおける
図２（ｄ）の電圧Ｖ２及び図３（ｃ）の電圧Ｖ５の交流
部分は逆位相である。図１のタップ１１２の位置は、電
圧Ｖ２とＶ５の平均にほぼ等しいタップ１１２における
電圧Ｖ４が、図３（ｂ）に示すように、トレース期間中
に極小交流成分を持つように選択される。従って、タッ
プ１１２に結合されている抵抗Ｒ１８は偏向回路１００
及び内側ピンクッション補正回路６０のいずれに対して
もあまり大きな負荷を与えず、従って、回路１００及び
６０における交流損失を増加させることがない。 【００３３】図１の抵抗Ｒ１８を流れる図３（ａ）の電
流ｉ４は電圧Ｖ６のリプル電圧のために鋸歯形状を持っ
ている。都合のよいことに、電流ｉ４は非対称水平直線
性誤差をある程度補正することができる。直線性誤差
は、タップ１１２における電圧Ｖ４を僅かに低下させる
トレース時の巻線ＬＨ及びインダクタＬ１における電力
損失のために生じる。電圧Ｖ４の低下は電流ｉ１とｉ２
の振幅が水平トレースの終り近くで小さくなる原因とな
る。このような非対称直線性誤差の少くとも一部分を補
正するために、鋸歯状の電流ｉ４は電圧Ｖ４の減少量を
小さくする。 【００３４】トレース期間の第１の半部において、矢印
と反対の方向に接地点からキャパシタＣ６、インダクタ
ンスＬ１及びキャパシタＣＳを通ってダイオードＤ１と
Ｄ２の相互接続点２８へ電流ｉ２が流れる。矢印の方向
にフライバック変成器Ｔ１の巻線Ｗ１を流れるエネルギ
回復電流ｉＷ１は、電流ｉ２がこのエネルギ回復電流ｉ
Ｗ１よりも小さい限りダイオードＤ２を導通状態に維持
し、電流ｉ２に対する接地点帰路を提供する。しかし、
このダイオードＤ２は、電流ｉ２の増大する振幅が巻線
Ｗ１中のエネルギ回復電流ｉＷ１の減少する振幅と等し
くなった時に非導通となるが、このような状態はトラン
ジスタＱ１の端子２３におけるトレース電圧を接地電位
よりもかなり高くしてしまうので、望ましいことではな
い。 【００３５】この発明のさらに別の態様によれば、シン
ク電流トランジスタＱ２は水平トレース期間の始めに飽
和状態にされる。こうすることにより、トレース期間の
第１半部に内側ピンクッション変調電流ｉ２に対する電
流路が形成される。電流ｉ２はトレース期間中電圧Ｖ３
を増加させてダイオードＤ３を順方向にバイアスする。
トランジスタＱ２が飽和しているので、ダイオードＤ３
は飽和しているトランジスタＱ２を通して電流ｉ２に対
する接地帰路を提供し、電圧Ｖ３をほぼＯＶにクランプ
する。 【００３６】この発明のさらに別の態様を具体化するた
めに、トランジスタＱ２は、キャパシタＣ５を通してト
ランジスタＱ３のベースに加えられる巻線Ｗ４の端子間
のリトレースパルスＨｒによって飽年状態に切換えられ
る。キャパシタＣ５及び抵抗Ｒ１５とＲ１６とを含む波
形整形回路網がトレース期間中にパルスＨｒから、図１
の対応する波形に示す上方にランプする電圧Ｖ７を生成
する。電圧Ｖ７の負の部分はダイオードＤ４と抵抗Ｒ１
７を介してトランジスタＱ３のベースに供給され、トラ
ンジスタＱ３とＱ２を飽和させる電圧Ｖ９が形成され
る。電圧Ｖ９の波形は図１に示すが、これはトランジス
タＱ３のベース電圧を示す。図１の電圧Ｖ９の波形にお
いて、リトレースの終了時の時間ｔａで、トランジスタ
Ｑ３とＱ２は負向きの電圧Ｖ９によって飽和状態に駆動
される。トランジスタＱ３とＱ２は双方共、ダイオード
Ｄ４が上向きにランプする電圧Ｖ７によって逆バイアス
される時間ｔｂまで飽和状態を維持する。期間ｔｂ〜ｔ
ａ’の間、トランジスタＱ２はＡ級動作をして高出力イ
ンピーダンスを与えるようにバイアスされる。 【００３７】図２（ｂ）は図１の端子２３におけるリト
レース電圧Ｖ１の波形を示す。図２（ｂ）のリトレース
電圧Ｖ１は左右変調電流ｉ３によって影響を受けない。
この点は望ましいことである。図５はこの発明の第２の
実施例である偏向回路１００’を示す。この回路１０
０’は左右補正された偏向電流ｉ１’をビデオカラー
（Ｖｉｄｅｏｃｏｌｏｒ）１１０°ＰＩＬ−ＦＳ１０映
像管Ａ６６ＥＡＳ００Ｘ０１タイプに供給するようなも
のである。この回路は、点線で示した変更を加えると、
１１０°ＣＯＴＹＳＰタイプの映像管と共に用いること
もできる。図６（ａ）〜（ｅ）は図５の回路に関係する
波形を示す。図１、図５及び図６において同様の参照番
号と記号は同様の素子あるいは機能を示す。ここで注意
すべきは、図５の回路には、図１の内側ピンクッション
補正回路６０が含まれていない。図１のトランジスタＱ
２はトレース期間にスイッチとして動作するが、図５の
トランジスタＱ２’はそのような動作はしない。その他
多くの点において、図１の偏向回路１００と図５の偏向
回路１００’は同じであり、同様の動作をする。 【００３８】図６（ａ）は図５のトランジスタＱ１’の
両端間の電圧Ｖ１’を示す。図６（ａ）の電圧Ｖ１’の
振幅及び幅は図５の左右制御回路２５’による変調の影
響を受けない点に注意されたい。図６（ｂ）は外側ピン
クッションラスタ補正のために図５の左右制御回路２
５’によって変調された電圧Ｖ３’を示す。キャパシタ
ンスＣＲＤ’の両端間のピークリトレース電圧は図６
（ｂ）の電圧Ｖ３’と同量だけ振幅変調される。図５の
リトレース共振回路２７’は基本リトレース周波数で共
振する。 【００３９】図６（ｂ）の電圧Ｖ３’のパルスの後縁は
図５のシンク電流ｉ３によって変調されている。従っ
て、図６（ｂ）の、例えば時間ｔ２とｔ３の間に示され
ているような電圧Ｖ３’のパルスは垂直トレースの頂部
あるいは底部におけるよりも中央部における方が狭い。
図５の電圧Ｖ３’は水平トレース中、ダンパダイオード
Ｄ２’が導通するために、０になる。その結果、ダイオ
ードＤ３’がこの期間逆バイアスされることになる。 【００４０】図６（ｄ）の偏向電流ｉ１’の振幅変調は
７％である。また、図５のトランジスタＱ２’の電力消
費は約２Ｗである。非球面フェースプレートを持つ映像
管、例えば、ＲＣＡ １１０°ＣＯＴＹＳＰ管を有する
テレビジョン装置では、縁部における放物線の傾斜を平
坦にするために、さらに多くの垂直放物線整形を必要と
する場合がある。このような放物線整形構成が図５に構
成７０として点線で示されている。この構成７０の目的
は米国特許第４，６８７，９７２号に詳述されている。
垂直周波数の鋸歯状波形を有する電圧Ｖ１１’に結合さ
れている構成７０のキャパシタＣ５００’は抵抗Ｒ１５
５’と流れる電流によって充電される。キャパシタＣ５
００’は、垂直放物線電圧の低電圧部分の期間中、抵抗
Ｒ１６６’、ダイオードＤ８’及び抵抗Ｒ１４’を通し
て放電する。抵抗Ｒ１４’の電圧降下が放物線整形を行
う。放物線整形の量は抵抗Ｒ１５５’を流れる充電電流
によって制御される。キャパシタＣ５００’は理想的な
電圧源として動作し、鋸歯状電圧の抑圧を行う。これは
望ましいことである。 【００４１】図８は、例えば、図５の構成中で制御回路
２５’の代りに使用できる左右制御回路２５”を示す。
図５と図８において、同様の参照番号と記号は同様の素
子あるいは機能を示す。前述したように、図８のトラン
ジスタＱ２”も図５のトランジスタＱ２’もトレース中
スイッチとしての動作はしない。図８の制御回路２５”
において、リトレース中、温度補償した差動増幅器７
７”のトランジスタＱ４”のベース電極に抵抗Ｒ７７”
を介して垂直周波数の放物線信号Ｖ１０”が供給され
る。トランジスタＱ４”のベース電極は抵抗Ｒ７８”と
ダイオードＤ７８”とを介してフライバック変成器の巻
線、例えば、図５の巻線Ｗ４’の端子にも結合されてい
る。従って、トレース期間全体を通じて、図８のトラン
ジスタＱ４”のベース電圧はほぼ２．５Ｖにクランプさ
れる。 【００４２】増幅器７７”のトランジスタＱ５”のコレ
クタ電極はトランジスタＱ２”のベース電極に結合され
ていて、各リトレース期間にパルスＶＱ５”を供給す
る。パルスＶＱ５”は信号Ｖ１０”に従って垂直周波数
放物線態様で変化するピーク電圧を持つ。トランジスタ
Ｑ２”のエミッタ電極は、抵抗Ｒ４４”とキャパシタＣ
４４”の並列接続体に抵抗Ｒ４”を介して結合されてい
る。トランジスタＱ２”のエミッタ電圧ＶＱ２はトラン
ジスタＱ２”を流れるコレクタ電流ｉ３”を表わす。電
圧ＶＱ２は増幅器７７”の閉ループ利得を決める抵抗Ｒ
４５”を介してトランジスタＱ５”のベース電極に帰還
されている。電流ｉ３”はダイオードＤ３”を介してリ
トレース共振回路（図８には図示せず）の端子２８”に
結合されて左右変調電流を形成する。トランジスタＱ
２”とダイオードＤ３”の動作は図５のトランジスタＱ
２’とダイオードＤ３’の動作と同様である。図８の抵
抗Ｒ４５”を介する負帰還は放物線信号Ｖ１０”に従っ
て、各リトレース期間中、電流ｉ３”の平均値を設定す
る。このようにして、電流ｉ３”の平均値は端子２８”
のリトレース電圧Ｖ３”の振幅に影響されないようにさ
れ、従って、マウスティース歪みが減少する。

【図面の簡単な説明】 【図１】この発明の一態様を実施した、内側ピンクッシ
ョン補正構成を含む偏向回路を示す図である。 【図２】図１の回路の説明に用いる波形図である。 【図３】図１の回路の説明に用いる波形図である。 【図４】図１の回路の説明に用いる、リトレース期間中
の波形図である。 【図５】この発明の第２の実施例を示す図である。 【図６】図５の回路に関係する波形を示す図である。 【図７】マウスティース歪みが補正されていない場合の
クロスハッチパタンを示す図である。 【図８】この発明の第３の実施例を構成する偏向回路の
一部を示す回路図である。 【符号の説明】 ＨＳ 入力信号 Ｌ４ 偏向巻線 Ｑ１ スイッチング手段 ＣＲＤ 偏向リトレースキャパシタンス ２７ 偏向リトレース共振回路 ９０ 供給電圧源 Ｗ１ 供給インダクタンス Ｕ 負荷回路端子 ３００ 変調信号源 Ｑ２，Ｑ３ 可制御半導体手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ペータ エデュアート ハフアール スイス国 ツエー・ハー 8134 アドリ スビル フエルトブルーメンストラーセ 20 (56)参考文献 特許3036745（ＪＰ，Ｂ２) 特許2868454（ＪＰ，Ｂ２) 特許2556305（ＪＰ，Ｂ２)

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．第１の偏向周波数に関係した周波数の入力信号と、 偏向巻線と、 この偏向巻線に結合されており、上記入力信号に従って
   上記第１の偏向周波数で動作して、偏向サイクルのトレ
   ース期間中に上記偏向巻線に走査電流を発生させるスイ
   ッチング手段と、 上記偏向巻線に結合されて、上記偏向サイクルのリトレ
   ース期間中にリトレース周波数の第１のリトレースパル
   ス電圧を生成する偏向リトレース共振回路を形成する偏
   向リトレースキャパシタンスと、 供給電圧源と、 上記供給電圧源と上記リトレース共振回路との間に結合
   され、第２のリトレースパルス電圧を生成し、且つ上記
   供給電圧源から上記リトレース共振回路への電流路を提
   供して該電流路を通じて上記リトレース共振回路におけ
   るエネルギ損失を補充する入力供給電流が供給される、
   供給インダクタンスと、 上記供給インダクタンスにおける上記第２のリトレース
   パルス電圧によって付勢される負荷回路と、変 調信号の信号源と、 上記リトレース共振回路に結合され、上記変調信号に応
   答し、上記走査電流を変調する変調電流を上記変調信号
   に基づいて生成するトランジスタであって、上記第１及
   び第２のリトレースパルス電圧が上記リトレース期間中
   に上記変調電流に影響を及ぼすことを防止する高い出力
   インピーダンスとするためにその出力がその入力へ負帰
   還されるトランジスタと、 を含む電力供給変調偏向装置。