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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgung für ein Fernsehgerät mit Hochspannungs-Stabilisierung.
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Eine
geregelte Stromversorgung für
ein Video-Anzeigegerät gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1 ist in US-A-4,298,829 offenbart.
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Eine
geregelte Stromversorgung für
eine Video-Anzeigevorrichtung
gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1 ist in US-A-4,298,829 offenbart.
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In
Fernsehempfängern
oder Monitorschaltungen wird das Endanoden-Beschleunigungspotential
oder die Hochspannung für
die Bildröhre üblicherweise
durch Gleichrichtung einer Rücklauf-Impulsspannung
abgeleitet, die in der Hochspannungswicklung eines Horizontal-Ausgangs-Zeilenendtransformators
erzeugt wird. Die Rücklauf-Impulsspannung wird
durch eine Horizontal-Ablenkschaltungs-Ausgangsstufe erzeugt, die mit der Hochspannungswicklung über eine
Primärwicklung
des Zeilenendtransformators gekoppelt ist. Die Horizontal-Ablenkschaltungs-Ausgangsstufe umfaßt eine
Horizontal-Ablenkwicklung, einen Rücklaufkondensator und einen
Hinlaufschalter, der aus einer Zeilendiode und einem Horizontal-Ausgangstransistor
besteht.
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In üblichen
Fernsehempfängerschaltungen ist
die Rastergröße umgekehrt
proportional zu der Quadratwurzel des Endanoden-Beschleunigungspotentials.
Weil die Hochspannungsschaltung ein gewisses Maß an Quellenimpedanz aufweist,
führt eine Erhöhung des
von dem Endanodenanschluß gezogenen
Laststroms zu einem verminderten Endanoden-Beschleunigungspotential. Endanoden-Spannungsänderungen,
die von einer Änderung
des Strahlstroms herrühren,
treten hauptsächlich
infolge einer Streuinduktivität
zwischen der Hochspannungs- und der Primärwicklung des Zeilenendtransformators
auf. Endanoden-Spannungsänderungen können zu
einer verminderten Funktion führen.
Die verminderte Funktion wird durch unerwünschte Rastergrößen-Änderungen, verminderte Spitzenhelligkeit
und schlechte Fokussierung bei hohen Strahlströmen manifestiert.
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Der
innere und äußere Aquadag
der Bildröhre
wirkt als Kapazität,
die durch den Zeilenendtransformator-Strom während des Rücklaufs geladen und durch den
Strahlstrom entladen wird. Ein zunehmender Strahlstrom erfordert
einen zunehmenden Ladestrom während
des Rücklaufs.
Dies führt
zu einer zunehmenden Belastung der Ablenk-Rücklaufschaltung, die eine Ablenkwicklung
enthält,
was eine erhöhte
Rücklauf-Zeilenbreite und
eine verminderte Rücklauf-Spannungsimpulsamplitude
bewirkt. Das Ergebnis ist eine weitere Verminderung der Funktion wegen
der S-Formungsänderung
aufgrund der Rücklauf-Zeitbreitenänderung
als Funktion des Strahlstroms.
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Die
Einführung
von sehr großen
Bildröhren und
insbesondere die Einführung
von Bildröhren
mit einem Bildseitenverhältnis
von 16:9 kann eine verbesserte Funktion der Hochspannungs- und Ablenkschaltungen
erfordern. Beispielsweise zeigt die Anzeige eines 4:3-Bildes auf einer
16:9-Bildröhre
die linken und rechten Bildbegrenzungen. Ein Atmen der Anzeige oder
eine Ablenkstörung
aufgrund einer Änderung
der Rücklauf-Spannungsamplitude
und/oder -Breite kann sichtbar sein, weil die überdeckende Überabtastung
fehlt. Es kann erwünscht
sein, die Stabilität
der Hochspannung und der Rücklaufbreite mit
der Strahlstromänderung
zu verbessern.
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Gemäß der Erfindung
enthält
eine geregelte Stromversorgung für
eine Video-Anzeigevorrichtung die im Anspruch 1 dargelegten Merkmale.
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1 veranschaulicht
eine einen Aspekt der Erfindung verkörpernde Horizontal-Ablenkschaltung mit
einer Endanoden-Regelschaltung
mit Endanoden-Spannungs-Abfühlung;
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2a bis 2e und 3a bis 3f veranschaulichen
Wellenformen, die zur Erläuterung der
Funktion der Schaltung von 1 nützlich sind;
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4 veranschaulicht
eine zweite Ausführungsform
der Erfindung, bei der eine Endanoden-Spannungsregelungsschaltung
unmittelbar einen Transformatorstrom abfühlt; und
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5 veranschaulicht
eine dritte Ausführungsform
der Erfindung, die eine Rasterverzerrungs-Korrekturschaltung enthält.
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1 veranschaulicht
eine Horizontal-Ablenkschaltung 100 und eine Hochspannungs-Stabilisierungs-
oder Regelschaltung 102, die einen Aspekt der Erfindung
verkörpert,
und die eine stabilisierte Endanodenspannung U erzeugt. Die Anordnung
von 1 kann beispielsweise in Verbindung mit einer nicht
dargestellten 37-Zoll-Farbbildröhre von
Typ Mitsubishi A89JKA81X verwendet werden. Aus Gründen der
Einfachheit sind die Ost-West- Rasterkorrektur,
die Horizontal-Linearitätskorrektur
und Komponentenwerte, die zur Erläuterung der Erfindung nicht von
Bedeutung sind, in 1 fortgelassen.
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Ein
Schalttransistor Q1 der Ablenkschaltung 100, der auf ein
horizontalfrequentes Ansteuersignal anspricht, erzeugt eine horizontalfrequente
Rücklaufspannung
V1. Die Spannung V1 wird in einer Ablenk-Rücklauf- oder Rücklauf-Resonanzschaltung 79 erzeugt.
Die Spannung V1 wird über
eine Primärwicklung
W1 eines Zeilenendtransformators T1 einer Hochspannungswicklung
T2 zugeführt,
um eine horizontalfrequente Rücklauf-Hochspannung
VW2 in jedem Wicklungsteil der Wicklung W2 zu bilden. Die Schaltung 79 enthält eine
Ablenkwicklung LH, in der ein Ablenkstrom iy erzeugt wird. Gleichrichterdioden DHV
sind in einer Dioden-Aufspaltungskonfiguration mit
den Wicklungsteilen der Wicklung W2 verbunden, um eine Endanodenspannung
U zu erzeugen, die der Anode der nicht dargestellten Bildröhre zugeführt wird.
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2a bis 2e und 3a bis 3f veranschaulichen
Wellenformen, die zur Erläuterung der
Schaltung von 1 nützlich sind. Gleiche Symbole
und Bezugsziffern in 1, 2a bis 2e und 3a bis 3f geben
gleiche Gegenstände oder
Funktionen an. Die Wellenformen von 2a bis 2e sind
für einen
0,2 mA-Durchschnitts-Strahlstrom als durchgezogene Linien und für einen
1,2 mA-Durchschnitts-Strahlstrom in gestrichelten Linien gezeichnet.
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Die
Wellenformen auf der linken Seite von 2a und 2b,
die hier als linke 2a bzw. 2b bezeichnet
werden, dienen zur Erläuterung der
Wirkungsweise, wenn die Hochspannungs-Regelschaltung 102 unwirksam
ist. In diesem Fall nimmt die Rücklaufspannung
V1 in 1 bei hohem Strahlstrom ab, wie in gestrichelter
Linie dargestellt ist, und die Rücklaufzeit
neigt zu einer Erhöhung.
Ein Intervall tc zeigt das leitende Intervall der Hochspannungs-Gleichrichterdioden
DHV an, die in der Wicklung W2 des Zeilenendtransformators T1 integriert sind.
Das Intervall tc ist bei niedrigen Strahlströmen vernachlässigbar
klein, wie in der linken 2a gezeigt
ist, aber es nimmt bei hohen Strahlströmen wegen der Streuinduktivität zwischen
den Wicklungen W1 und W2 in 1 zu. Als
Folge nimmt die Endanodenspannung U beträchtlich von 28,5 auf 25,9 KV ab.
Der Hochspannungspegel U ist etwa gleich der Rücklaufspannung in der Mitte
des Intervalls tc in 2a links. Die Verläufe eines
Primärstroms
i1 in 2b links werden durch eine Versorgungsspannung
B+ in 1 bestimmt, die mit der Wicklung W1, der Induktivität der Wicklung
W1 und der Rücklauf-Resonanzfrequenz
der Schaltung 79 gekoppelt ist. Die Spannung B+ wird dem
ohne Punkt versehenen Anschluß der
Wicklung W1 zugeführt.
Die Spannung B+ wird von einem Spannungsregler 66 geliefert.
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Ein
negativer Teil des Stroms i1 stellt die wiedergewonnenen Energieströme zurück zum Spannungsregler 66 dar,
der die Spannungs B+ regelt. Der Strom i1 nimmt bei hohem Strahlstrom
auf eine Spitzenamplitude von 1,7 A zu. Die Zunahme erscheint als
hinzugefügte
Gleichstromkomponente, die bewirkt, daß der negative Teil des Stroms
i1 abnimmt. Wenn die negative Spitze des Stroms i1 null erreicht, wird
keine Energie wiedergewonnen, und eine Zeilendiode DQ1, die parallel
zu einem Transistor Q1 liegt, kann nicht leiten. Eine übermäßige Gleichstromkomponente
kann zu einem untauglichen Betrieb führen, der Ablenkverzerrungen
und eine Verminderung der Hochspannung bewirkt.
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Gemäß einem
erfindungsgemäßen Merkmal enthält die Hochspannungs-Regelschaltung 102 eine Energiespeicherspule
oder eine Induktivität
L1, eine Diode D1 und eine Wicklung W3 des Transformators T1, die
in Reihe mit einem Kollektor-Emitter-Stromweg
eines Schalttransistors Q2 geschaltet ist, der durch eine Steuerschaltung 103 gesteuert
wird. Die Diode D1 ist während
eines steuerbaren Teils des Hinlaufs leitend. Ein Dämpfungsnetzwerk,
das einen Kondensator C7 und einen Widerstand R20 über der Spule
L1 enthält,
verhindert ein übermäßiges Nachschwingen,
wenn die Diode D1 während
des Rücklaufintervalls
abschaltet. Die Wellenformen in 2a bis 2e rechts
dienen zur Erklärung
des normalen Betriebs der Hochspannungs-Regelschaltung 102. Vorteilhafterweise
wird die Wicklung W3 in 1 auch in einer Rücklaufspannungs-Stromversorgung verwendet,
die einen Gleichrichter D2, einen Strombegrenzungs-Widerstand R4
und einen Filterkondensator C2 enthält, um eine Versorgungsspannung
im Kondensator C2 zur Speisung der nicht dargestellten Video-Ausgangsverstärker zu
erhalten.
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Eine
die Hochspannung darstellende Spannung wird am Emitter des Transistors
Q3 erzeugt, der mit einem Spannungsteiler verbunden ist. Der Spannungsteiler
enthält
ferner einen Belastungswiderstand BLEEDER. Eine Steuerschaltung 103 erzeugt eine
Basis-Ansteuerspannung V3 des Transistors Q2 mit einer Wellenform
gemäß 2d.
Eine Vorderflanke LE der Spannung V3, die bewirkt, daß der Transistor
Q2 zu leiten beginnt, wird gemäß der Spannung
am Widerstand R1 in einem Intervall t1 bis t2, das während des
Hinlaufs auftritt, phasenmoduliert. Die Spannung am Widerstand R1 ändert sich, wenn
die Endanodenspannung U sich ändert.
Der Transistor Q2 in 1 leitet bei niedrigem Strahlstrom
oder bei hoher Endanodenspannung U während eines Intervalls t2 bis
t6 in 2d, wie in durchgezogener Linie
dargestellt ist. Ein zunehmender Strahlstrom oder eine Abnahme der
Spannung U bewirkt, daß die
Vorderflanke LE der Spannung V3 von der Zeit t2 zur Zeit t1 voreilt,
was in gestrichelter Linie dargestellt ist, die einem 1,2 mA-Strahlstrom
entspricht. Der Transistor Q2 leitet während des Intervalls t1 bis
t6 und klemmt eine Spannung an einem nicht mit Punkt versehenen
Anschluß der
Wicklung W3 auf Massepotential. Eine negative Hinlaufspannung V2
in 2e an dem mit Punkt versehenen Anschluß der Wicklung
W3 erzeugt einen ansteigenden Strom i2 in 2c, der
von Masse über
die Induktivität
L1, die Diode D1, die Wicklung W3 und den Transistor Q2 fließt.
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Der
Strom i2 erreicht seine Spitzenamplitude zur Zeit t3, dem Beginn
des Rücklaufintervalls.
Der Strom i2 und die Impedanz der Spule L1 werden gemäß dem Wicklungsverhältnis der
Wicklungen W3 und W1 in der Primärwicklung
W1 wiedergespiegelt. Der Strom i1 in 2b rechts
nimmt während
des Intervalls t1 bis t3 mit einer höheren Rate zu als in 2b links,
weil die transformatorgekoppelte Induktivität der Spule L1 die Induktivität der Primärwicklung W1
vermindert. Der Strom i1 erreicht einen höheren Spitzenwert, der in 2b rechts
gestrichelt dargestellt ist als in 2b links
wegen des transformatorgekoppelten Stroms i2 in 2c.
Die Spitzenamplitude des Stroms i2 zur Zeit t3 bestimmt die gespeicherte
Energie in der Spule L1. Durch Transformatorkopplung wird die gespeicherte
Energie auch durch die Differenz der Spitzenamplituden zwischen
dem Strom i1 in 2b links und dem Strom i1 in 2b rechts
angegeben.
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Die
magnetische Energie in dem Transformator T1, der Spule L1 und der
Ablenkwicklung LH wird als Rücklauf- Stromfluß in einen
Kondensator CR der Schaltung 79 in 1 während der
ersten Hälfte
des Rücklaufintervalls übertragen,
um eine Rücklaufspannung
V1 gemäß 2a rechts
zu erzeugen. Der Strom i2, der durch die Wicklung W3 fließt, ist
wegen der positiven Rücklaufspannung
V2 an dem mit Punkt versehenen Anschluß der Wicklung W3 abwärts verlaufend.
Der Strom i2 erreicht einen Null-Pegel zur Zeit t5 in 2c.
Die Diode D1 in 1 ist dann in Sperr-Richtung durch die
Rücklaufspannung
V2 vorgespannt und entkoppelt die Spule L1 von der Wicklung W3.
Somit ist die Spule L1 mit der Rücklaufschaltung 79 parallel
geschaltet, solange der absinkende Strom i2 fließt.
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Eine
Hinlaufspannung VCS, die an einem Hinlauf-Kondensator CS erzeugt wird, der in
Reihe mit der Ablenkwicklung LH geschaltet ist, hat eine Gleichspannungskomponente,
die gleich der Spannung B+ ist. Die Gleichspannungskomponente der Spannung
VCS wird durch die Änderung
des Leitfähigkeitsintervalls
des Transistors Q2 der Schaltung 102 im wesentlichen nicht
beeinflußt.
Der Ablenkstrom iy wird gemäß der Gleichspannungskomponente
der Spannung VCS geregelt, die durch die Spannung B+ bestimmt wird.
Die Spannung B+ wird unabhängig
von dem Betrieb der Hochspannungs-Regelschaltung 102 geregelt.
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Gemäß einem
erfindungsgemäßen Merkmal regelt
die negative Rückkopplungsschleife,
die die Schaltung 102 enthält, die Endanodenspannung U, ohne
den Ablenkstrom iy nennenswert zu beeinflussen. Somit beeinflußt eine Änderung
der Spitzenamplitude des Stroms i2, der durch eine Änderung
der Strahlstromlast verursacht wird, nicht den Strom iy, der getrennt
von der Spannung B+ geregelt wid.
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Gemäß einem
anderen erfindungsgemäßen Merkmal
nimmt die Rücklauffrequenz
während
des den Strom i2 leitenden Intervalls t3 bis t5 in 2c zu,
um die Rücklauf-Zeitmodulation zu
kompensieren, die durch Strahlstromänderungen bewirkt wird. Daher
nimmt die Spannung V1 in 2a rechts schneller
bei hohem Strahlstrom zu als bei niedrigem Strahlstrom, was durch
die Differenz zwischen den durchgezogenen und gestrichelten Linien
dargestellt ist. Die zusätzliche
Energie, die von der Spule L1 in 1 übertragen
wird, erzeugt eine höhere
Spitzenamplitude der Spannung V1 bei hohem Strahlstrom als bei niedrigem
Strahlstrom. Als Ergebnis ist vorteilhafterweise die Abnahme der
Hochspannung U bei hohem Strahlstrom kleiner, und die Rücklaufzeit
bleibt konstant.
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Bei
hohen Strahlströmen
ist der Pegel der Hochspannung U annähernd gleich einem Durchschnittswert
der Impulsspannung V1, die während des
Intervalls tc auftritt, wenn die Gleichrichterdioden DHV in 1 leitend
sind, wie in gestrichelten Linien in 2a dargestellt
ist. Der Durchschnittswert der Spannung V1 während des Intervalls tc ist
annähernd gleich
dem Spitzenwert der Spannung V1 bei niedrigem Strahlstrom. Die Differenz
zwischen der Spannung U bei hohen und niedrigen Strahlströmen in 2a rechts
ist vorteilhafterweise viel kleiner im Vergleich zu der, die in 2a dargestellt
ist.
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Die
Schaltung 103 erzeugt eine impulsbreitenmodulierte Spannung
V3, die den Transistor Q2 steuert. In der Schaltung 103 ist
ein Niederspannungsende des Belastungswiderstandes BLEEDER mit einem
Filterkondensator C1 und über
einen Widerstand R1 mit dem Emitter eines Transistors Q3 verbunden.
Ein Vorspannungs-Netzwerk, das einen Widerstand R7, eine Diode D4,
eine ZENER-Diode D5 und einen Widerstand R8 enthält, liefert eine stabile Bezugs-Basisspannung des
Transistors Q3 und eine Emitterspannung eines Transistors Q4.
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Ein
BLEEDER-Strom im Widerstand R1 wird in einen größeren Teil aufgespalten, der
durch eine Reihenanordnung aus einem Widerstand R2, einem Widerstand
R3, einem Widerstand R5 und einer Wicklung des Zeilenendtransformators – nicht
dargestellt – des
Transformators T1 zur Masse fließt. Die Rücklaufwicklung in dem Stromweg
der Widerstände R2,
R3 und R5 erzeugt einen 250 Vpp negativ verlaufenden Rücklaufimpuls
am Anschluß 103a.
Aus Gleichstromgründen
stellt die Spannung am Anschluß 103a Massepotential
dar. Die Rücklaufimpulse
am Anschluß 103a werden
durch ein Integrationsnetzwerk, das einen Widerstand R5 und einen
Kondensator C3 enthält,
integriert, um eine Sägezahnspannung
V4 zu erzeugen.
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Der
andere und kleinere Teil des BLEEDER-Stroms fließt durch den Transistor Q3
und durch einen den Strahlstrom abtastenden Lastwiderstand R6. Eine
die Spannung V5 darstellende Hochspannung, die am Widerstand R6
erzeugt wird, wird durch einen Kondensator C4 gefiltert. Dahingegen wird
die Spannung V4 am Widerstand R5 nicht durch Hochspannungsänderungen
moduliert, weil der Emitter des Transistors Q3 sich auf einen konstanten Gleichstrompotential
befindet. Die Spannung V5 ändert
sich mit Änderungen
der Endanodenspannung, wie in 3b dargestellt
ist. Vorteilhafterweise vermindert der Strom, der durch die Widerstände R2,
R3 und R5 fließt,
den Gleichspannungspegel der Spannung V5, wodurch die Verwendung
eines Widerstandes R6 mit höherem
Widerstandswert ermöglicht wird.
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Die
Spannung V4 wird mit der Spannung V5 durch einen Spannungskomparator
U1A verglichen, um eine hintere Flanke der Spannung V9 während eines
Intervalls t1 bis t2 in 3f zu
modulieren. Die Komparatoren U1B und U1C in 1 werden
durch die Rücklauf-Impulsspannung
V6 angesteuert, um die Ausgangsspannungen V8 und V9 der Komparatoren
U1B bzw. U1C während
des Rücklaufs
niedrig zu halten. Ein Komparator U1D wird durch eine Sägezahnspannung
V7 in 3d angesteuert, die durch ein
R-C-Netzwerk aus einem Widerstand R10 in 1 und einem
Kondensator C5 erzeugt wird. Die Ausgangsspannung V8 verhindert,
daß der
Transistor Q2 während
der ersten Hälfte
des Hinlauf-Intervalls
eingeschaltet wird. Die Spannungen V8 und V9 werden über Widerstände R16
und R15 summiert, um die Basis eines Transistors Q5 anzusteuern.
Der Transistor Q5 erzeugt an seinem Kollektor eine Spannung V3,
die ebenfalls an der Basis des Transistors Q2 erzeugt wird. Die
Hochspannung U wird durch einen veränderbaren Widerstand R3 eingestellt,
der in differentieller Weise die Gleichstrompegel der Spannungen
V4 und V5 verändert.
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Der
Transistor Q4 sorgt für
einen Schutz durch Unwirksammachen der Schaltung 103 und
des Transistors Q2. Wenn der BLEEDER-Strom unter etwa 70% seines
nominalen Werts sinkt, wird der Transistor Q3 unwirksam oder nicht
leitend, und der Transistor Q4 wird leitend. Der durch den Widerstand R7,
die Diode D4 und den Transistor Q4 fließende Strom lädt den Kondensator
C4 auf eine höhere Spannung
als die Spannung V4, wodurch bewirkt wird, daß die Summe der Spannungen
V8 und V9 während
des Hinlaufs positiv ist. Als Ergebnis kann der Widerstand Q2 während des
Hinlaufs nicht leiten, und der Strom i2 ist null. Ein solcher Fehlerzustand kann
bei einem defekten oder abgeschalteten BLEEDER-Widerstand auftreten.
Vorteilhafterweise sorgt der Schutzvorgang für einen sanften Anlaufbetrieb, da
der Hochspannungsregler unwirksam ist, bis die Hochspannung U gleich
wenigstens 70% ihres nominalen Wertes ist.
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4 veranschaulicht
einen Hochspannungsregler 102', der einen anderen Aspekt der
Erfindung verkörpert.
Gleiche Symbole und Ziffern in 1 und 4,
mit Ausnahme des Symbols (')
in 4, geben gleiche Gegenstände oder Funktionen an. Eine
Reihenschaltung aus einer Diode D1', einer Induktivität L1' und einem Transistor Q2' in 4 ist mit
einer Wicklung W3' verbunden,
die negativ verlaufende Rücklaufimpulse
liefert. Die Wicklung W3' dient
auch als Spannungsquelle für
einen Hinlauf-Gleichrichter D2',
um in einem Kondensator C2' eine
Versorgungsspannung von 28 Volt zu erzeugen, die beispielsweise
von einem nicht dargestellten Vertikal-Ablenkverstärker benötigt wird.
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Der
Betrieb der Hochspannungs-Regelschaltung 102' ist ähnlich wie die in 1 beschriebene
Schaltung 102. Die Wellenformen in 2a bis 2e in
bezug auf die Schaltung von 1 sind auch
im Hinblick auf die Schaltung von 4 mit Ausnahme
der Wellenform von 2e anwendbar, die invertiert
wird, wie in 4 dargestellt ist. Ein Unterschied
zwischen der Steuerschaltung 103' in 4 und der
Schaltung 103 in 1 besteht
darin, daß die
Steuerschaltung 103 in 4 unmittelbar durch
eine Abtastung des Hochspannungs-Ladestroms in der Wicklung W2' gesteuert wird anstatt
unmittelbar durch die Endanodenspannung U, wie in 1 dargestellt.
Der Ladestrom durch die Wicklung W2' in 4 wird an
einem Widerstand R21 in 4 abgetastet. Ein Kondensator
C8 sorgt für
eine Filterung. Der Ladestrom durch den Transistor R21 ist umgekehrt
proportional zur Hochspannung U'.
Daher kann die Anordnung von 4 richtig
in einer Konfiguration mit offener Schleife arbeiten. Die Schaltung von 4 kann
in einer Hochspannungsschaltung verwendet werden, die keinen BLEEDER-Widerstand
enthält.
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Eine
Regelschaltung 102'' in 5,
die einen Aspekt der Erfindung verkörpert, sieht eine Endanoden-Spannungsregelung
vor und arbeitet ähnlich
wie die, die in Verbindung mit der Schaltung von 1 beschrieben
wurde. In 5 ist eine Ost-West-Rasterverzerrungs-Korrektur-Horizontal-Ablenkschaltung 200 enthalten.
Gleiche Symbole und Ziffern in 1 und 5 mit
Ausnahme des Symbols ('') in 5 geben
gleiche Gegenstände oder
Funktionen an.
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Ein
Ost-West-Schalttransistor Q11 in 5 ist leitend
und liefert eine steuerbare Menge an Energie an eine Ablenk-Resonanzschaltung 79'' während eines ersten Teils des
Rücklaufintervalls,
um einen Ost-West-amplitudenmodulierten
Ablenkstrom zu erhalten. Der Horizontal-Rücklauf beginnt, wenn der Transistor
Q1'' abgeschaltet ist.
Der Transistor Q11 wird von einer Zeit am Beginn des Horizontal-Hinlauf-Intervalls
und bis zu einem steuerbaren Augenblick während des ersten Teils des
Horizontal-Rücklaufs
leitend gehalten. Der erste Teil des Rücklaufs beginnt zu der Zeit,
wenn der Transistor Q1'' nicht leitend wird.
Die Länge
des ersten Teils ändert
sich in vertikalfrequenter Weise, um eine Korrektur der Ost-West-Rasterverzerrung
vorzusehen. Nach dem ersten Teil des Rücklaufs wird der Transistor
Q11 nicht leitend und isoliert eine Rücklauf-Resonanzschaltung 251,
die eine Wicklung W1'' und einen Rücklaufkondensator
CT enthält,
von der Resonanzschaltung 79''. Die Hochspannungs-Regelschaltung 102'' wird auch von der Rücklaufschaltung 79'' während eines zweiten Teils des
Rücklaufintervalls
isoliert, wenn die Dioden DHV leitend sind. Als Folge wird die Schaltung 102'' nicht von der Schaltung 79'' umgangen. Daher wird die Wirksamkeit
der Schaltung 102'' vorteilhafterweise
erhöht.
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Die
Arbeitsweise der Ablenkschaltung, die die Schaltung 79'', die Schaltung 200 und
die Schaltung 251 enthält,
ist in größeren Einzelheiten
in der erteilten US-Patentanmeldung
mit der Serial Number 722,809 beschrieben, die am 28. Juni 1991
mit dem Titel RASTER DISTORTION CORRECTION CIRCUIT im Namen von
Haferl angemeldet wurde.