DK163090B

DK163090B - VARIABLE, HANDLED DEFENDING CIRCUIT TO APPLY EAST-WEST CUSHION CORRECTION

Info

Publication number: DK163090B
Application number: DK179883A
Authority: DK
Inventors: Peter Eduard Haferl
Original assignee: Rca Licensing Corp
Priority date: 1982-04-23
Filing date: 1983-04-22
Publication date: 1992-01-13
Also published as: ATA148083A; DE3314470C2; SE8302127L; SE453241B; SE8302127D0; DK163090C; FR2525842B1; GB2119209B; GB8310405D0; DK179883D0; FI831287A0; IT1170130B; GB2119209A; AT386502B; DK179883A; FR2525842A1; AU1356683A; FI77132C; DE3314470A1; IT8320695A1

Description

DK 163090 BDK 163090 B

Den foreliggende opfindelse angår en effektforsyning og et afbøjningskredsløb af den art, som indbefatter en afbøjningsvikling, et omskiftningsorgan, som er forbundet med afbøjningsviklingen, og som arbejder ved en afbøjnings-5 takt, således at der frembringes skanderingsstrøm i afbøjningsviklingen under et fremløbsinterval i en afbøjningscyklus, en afbøjningstilbageløbskapacitans til dannelse af et afbøjningstilbageløbsresonanskredsløb med afbøjningsviklingen for herved at frembringe en tilbageløbsimpulsspænding under 10 et tilbageløbsinterval i afbøjningscyklen, en spændingskilde, en forsyningsinduktans, der er forbundet med kilden, en anden kapacitans, der er forbundet med forsyningsinduktansen og med omskiftningsorganet til dannelse af et andet resonanskredsløb med forsyningsinduktansen under tilbageløbsinterval-15 let for herved at frembringe en impulsspænding, og et belastningskredsløb, der spændingsforsynes af impulsspændingen.The present invention relates to a power supply and a deflection circuit of the kind including a deflection winding, a switching means associated with the deflection winding and operating at a deflection rate so that scanning current is generated in the deflection winding during a deflection interval during a deflection cycle. , a deflection reflux capacitance to form a deflection reflux resonant circuit with the deflection winding to thereby produce a reflux pulse voltage during a reflux interval in the deflection cycle, a voltage source, a supply source, a second resonant circuit with the supply inductance during the reflux interval to produce an impulse voltage and a load circuit supplied by the impulse voltage.

De almene ulemper ved kendte øst-vest pudekorrektionskredsløb er, at de forbruger en forholdsvis stor mængde effekt, pålægger begrænsninger på udformningen af visse 20 linearitetskorrektionskredsløb eller frembringer uønsket tilbageløbstidsmodulation. Nogle øst-vest pudekorrektionskredsløb kræver tillige yderligere komponenter, der er serieforbundet i afbøjningsstrømmens vej. Denne serieforbindelse komplicerer udformningen af liniearitetskorrektionskredslø-25 bene, som kræver en jordforbundet "S”-formningskondensator til den rette kredsløbsfunktion.The common disadvantages of known east-west cushion correction circuits are that they consume a relatively large amount of power, impose restrictions on the design of certain 20 linearity correction circuits, or produce undesired back-time modulation. Some east-west cushion correction circuits also require additional components connected in series in the path of the deflection current. This series connection complicates the design of linearity correction circuits which require a grounded "S" forming capacitor for the proper circuit function.

Det er formålet med den foreliggende opfindelse at tilvejebringe en effektforsyning og et afbøjningskredsløb af den indledningsvis omtalte art, hvor de foran forklarede 30 ulemper i kendte kredsløb af denne art undgås.It is the object of the present invention to provide a power supply and a deflection circuit of the type mentioned earlier, where the above-described disadvantages of prior art circuits of this kind are avoided.

Denne opgave løses ved opfindelsen derved, at en impedans under tilbageløbsintervallet forbindes med afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet og det andet resonanskredsløb, og at en kilde for modulationsstrøm er forbundet 35 med impedansen til frembringelse af modulation af skanderingsstrømmen, når modulationsstrømmen varierer.This object is solved by the invention in that an impedance during the reflux interval is connected to the deflection reflux resonant circuit and the second resonant circuit, and that a source of modulation current is connected to the impedance to produce modulation of the scanning current as the modulation current varies.

22

DK 163090 BDK 163090 B

En foretrukken eksempelvis udforelsesform af opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et afbøjningskredsløb med amplitudesty-5 ring af skanderingsstrømmen ifølge opfindelsen, figurerne 2-4 anskueliggør kurveformer, der er knyttet til funktionen af kredsløbet i fig. 1, fig. 5 viser en anden udførelsesform af et afbøjningskredsløb med amplitudestyring af skanderingsstrømmen ifølge 10 opfindelsen, figurerne 6-8 viser kurveformer, der er knyttet til funktionen af kredsløbet i fig. 1, fig. 9 viser et afbøjningskredsløb med øst-vest pudeforvrængningskorrektion ifølge opfindelsen, og 15 fig. 10 viser kurveformer, der er knyttet til funk tionen af kredsløbet i fig. 9.A preferred exemplary embodiment of the invention is explained in more detail below with reference to the drawing, in which: FIG. 1 shows a deflection circuit with amplitude control of the scanning current according to the invention, FIGS. 2-4 illustrate waveforms associated with the operation of the circuit of FIG. 1, FIG. 5 shows another embodiment of a deflection circuit with amplitude control of the scanning current according to the invention; FIGS. 6-8 show waveforms associated with the operation of the circuit of FIG. 1, FIG. 9 shows a deflection circuit with east-west cushion distortion correction according to the invention, and FIG. 10 shows waveforms associated with the operation of the circuit of FIG. 9th

Som vist i fig. 1 er en kilde for reguleret B+ jævnspænding, der er frembragt mellem en klemme 21 og jord, gennem en modstand RI og filtreringskonden-20 sator Cl forbundet med en første klemme på en vandret udgangstransformer Τ's vikling vi. Viklingen wl's anden klemme er forbundet med et fælles kredsløbspunkt 22.As shown in FIG. 1 is a source of regulated B + DC voltage generated between a terminal 21 and ground through a resistor R1 and the filtering capacitor C1 connected to a first terminal of a horizontal output transformer Τ winding vi. The other terminal of the winding wl is connected to a common circuit point 22.

En vandret udgangstransistor Ql's kollektor-25 -emitterstrækning er forbundet mellem kredsløbspunktet 22 og jord. To secieforbundne ensrettere, dioderne Dl og D2, er parallelforbundet med transistoren Ql. Mellem dioden Dl's anode- og katodeelektrode er forbundet en opstilling af en vandret afbøjningsvikling LH og 30 en S-formnings eller fremløbskondensator Cg. En afbøjningstilbageløbskondensator Cj^ er forbundet over serieforbindelsen af den vandrette afbøjningsvikling 35 0 3A horizontal output transistor Q1 collector 25 emitter line is connected between circuit point 22 and ground. Two circuit connected rectifiers, diodes D1 and D2, are connected in parallel to transistor Q1. Between the anode and cathode electrode of diode D1 is connected an arrangement of a horizontal deflection winding LH and an S-forming or flow capacitor Cg. A deflection reflux capacitor C₂ is connected across the series connection of the horizontal deflection winding 35 0 3

DK 163090 BDK 163090 B

L„ og fremløbskondensatoren C„. En anden tilbage- løbskondensator CRT er tilvejebragt til dannelse af et resonanskredsløb 30 med transformeren Τ's vikling wl.L "and the flow capacitor C". Another reflux capacitor CRT is provided to form a resonant circuit 30 with the winding w1 of the transformer Τ.

Kondensatoren CD(T, er forbundet mellem kredsløbspunktet 5 22 og jord. Mellem fremløbskondensatoren Cg's nedre plade og jord er forbundet en serieforbindelse af en forholdsvis højimpedanset drosselspole Li og en styrbar kilde 24 for jævnspænding V .The capacitor CD (T) is connected between the circuit point 5 22 and ground. Between the lower capacitor Cg's lower plate and ground is connected a series connection of a relatively high impedance choke coil Li and a controllable source 24 for DC V.

Virkemåden af effektforsyningen og det vandrette 10 afbøjningskredsløb i fig. 1 betragtes, når den styrbare spændingskilde 24 antager en vis positiv jævnspændingThe operation of the power supply and the horizontal deflection circuit of FIG. 1 is considered when the controllable voltage source 24 assumes some positive DC voltage

Vm i forhold til jord af en størrelse, der er mindre end størrelsen af B+ spændingen. I dette tilfælde gælder figurerne 3a-3e.Vm relative to earth of a size less than the magnitude of the B + voltage. In this case, Figures 3a-3e apply.

1515

Under den første del af det vandrette fremløbs-interval leder dioden Dl for at sætte den over fremløbskondensatoren C frembragte fremløbsspænding 9 i stand til at blive påtrykt over den vandrette afbøjningsvikling L„. Som vist i fig. 3e er den vandrette 20 ** skanderingsstrøm i^ når fremløbsspændingen påtrykkes over den vandrette afbøjningsvikling LH, en negativ men positivt gående savtandkurveform.During the first part of the horizontal flow interval, the diode D1 conducts to enable the supply voltage 9 produced above the flow capacitor C to be applied over the horizontal deflection winding L ". As shown in FIG. 3e, the horizontal 20 ** scan current i ^ when the supply voltage is applied across the horizontal deflection winding LH, is a negative but positive-going sawtooth waveform.

Under begyndelsesdelene af fremløbet leder 25 dioden D2 også, hvilket bringer spændingen ved kredsløbspunktet 22 til en i hovedsagen jordreferencespænding. Den regulerede B+ spænding påtrykkes derfor over den vandrette udgangstransformer Τ's vikling wl, hvorved frembringes den positivt 30 gående savtandstrøm i^,, som vist i fig. 3b. Når dioden D2leder, påtrykkes den af den styrbare spændingskilde 24 frembragte spænding over drosselspolen LI for herved at frembringe den lille savtandspænding i der er vist i fig. 3c.During the initial portions of the circuit, the diode D2 also conducts, which brings the voltage at the circuit point 22 to a substantially ground reference voltage. The regulated B + voltage is therefore applied to the winding w1 of the horizontal output transformer Τ, thereby producing the positive-going sawtooth current i 3b. As the diode D2 leads, the voltage generated by the controllable voltage source 24 is applied across the choke coil L1 to thereby produce the small sawtooth voltage shown in FIG. 3c.

35 435 4

DK 163090BDK 163090B

00

For at få de positive strømme i^ og iT til at løbe, forspænder det vandrette oscillator- og drivtrin 23 den vandrette udgangstransistor Q1 i gennemgang sretningen ved et vist tidspunkt førend midtpunktet 5 af det vandrette fremløbsinterval. Under de sidstnævnte dele af det vandrette fremløbsinterval flyder positiv vandret skanderingsstrøm i fra den højre klemme på den vandrette afbøjningsvikling L„ gennem den vandrette udgangstransistor Q1 gennem dioden D2 til 10 den nedre klemme på fremløbskondensatoren C . Dioden sIn order to make the positive currents i ^ and iT run, the horizontal oscillator and drive stage 23 bias the horizontal output transistor Q1 in the passage direction at a certain point before the center point 5 of the horizontal flow interval. During the latter portions of the horizontal flow interval, positive horizontal scanning current flows in from the right terminal of the horizontal deflection winding L „through the horizontal output transistor Q1 through diode D2 to 10 the lower terminal of the flow capacitor C. The diode s

Dl bliver forspændt i spærreretningen, når den vandrette udgangstransistor Q1 leder kollektorstrøm i gennemgangsretningen. Den positive strøm i i viklinqen xil eller den vandrette udgangstransformer T flyder til 15 jord gennem den vandrette udgangstransistor Ql.D1 is biased in the blocking direction when the horizontal output transistor Q1 conducts collector current in the through direction. The positive current in the winding xil or the horizontal output transformer T flows to 15 ground through the horizontal output transistor Q1.

Til at indlede det vandrette tilbageløbsinterval påtrykker det vandrette oscillator- og drivtrin 23 et forspændingssignal i spærreretningen på den vandrette udgangstransistor Ql's basis for derved at afbryde 20 kollektorledning i gennemgangsretningen kort tid derefter. Når den vandrette udgangstransistor Ql er spærret, danner den vandrette afbøjningsvikling et tilbageløbsresonanskredsløb 25 med afbøjningstilbageløbskondensatoren til dannelse af en 25 tilbageløbsimpulsspænding V^.To initiate the horizontal return interval, the horizontal oscillator and drive stage 23 apply a bias signal in the blocking direction to the base of the horizontal output transistor Q1, thereby interrupting the 20 collector line in the through direction shortly thereafter. When the horizontal output transistor Q1 is blocked, the horizontal deflection winding forms a reflux resonant circuit 25 with the deflection reflux capacitor to form a reflux pulse voltage V1.

Ved spærring af den vandrette udgangstransistorWhen blocking the horizontal output transistor

Ql danner den vandrette udgangstransformer Τ's vikling wl på tilsvarende måde det andet resonanskredsløb 30 med den anden tilbageløbskondensator C_„,. Værdien af 30 tilbageløbskondensatoren C^T i forhold til viklingen Wl's effektive induktansværdi er sådan, at resonanskredsløbet 30's resonansfrekvens er beliggende nær ved eller ved afbøjningstilbageløbsresonansfrekvensen.Q1 forms the winding w1 of the horizontal output transformer tilsvarende correspondingly to the second resonant circuit 30 with the second reflux capacitor C The value of the reflux capacitor C1 T relative to the effective inductance value of the winding W1 is such that the resonant frequency of the resonant circuit 30 is located near or at the deflection reflux resonance frequency.

35 535 5

DK 163090 BDK 163090 B

oisland

Den over transformerens tilbageløbskondensator frembragte impulsspænding er den i fig. 3a viste spænding VI. En tilsvarende impulsvekselspænding frembringes over den vandrette udgangstransformer Τ's 5 vikling -wlr Denne impulsspænding transformerkobles til de andre viklinger på transformeren, der samlet er vist i fig. 1 som en enkelt vikling -v.2·» De omsatte impulsspændinger spændingsforsyner, efter egnet ensretning og filtrering, forskellige fjernsyns-10 modtagerbelastningskredsløb, som ikke er vist i fig. 1. Amplituden af impulsspændingen VI og af den over viklingen wi frembragte impulsspænding afhænger af størrelsen af B+ spændingen. Ved at regulere B+ spændingen kan disse impulsspændinger således også reguleres.The pulse voltage produced over the transformer reflux capacitor is that of FIG. 3a shows voltage VI. A corresponding pulse alternating voltage is produced over the 5 winding -wlr of the horizontal output transformer Denne This pulse voltage is transformed to the other windings of the transformer, which are shown together in FIG. 1 as a single winding -v.2 · »The pulse transduced voltages supply, after suitable alignment and filtering, various television receiver load circuits not shown in FIG. 1. The amplitude of the pulse voltage VI and the pulse voltage produced over the winding wi depends on the magnitude of the B + voltage. Thus, by regulating the B + voltage, these pulse voltages can also be regulated.

15 Amplituden af den vandrette skanderingsstrøm i og derfor amplituden af tilbageløbsimpulsspændingen V^ er en funktion af middelværdien ?f den over fremløbskondensatoren Cg's plader frembragte fremløbs-spænding. Eftersom der ikke kan frembringes en 20 spænding med en jævnspænaingskomposant over en induktans, antager middelværdien af fremløbsspændingen en værdi, som er lig med forskellen mellem B+ jævnspændingen og jævnspændingen V . Ved at variere størrelsen af den af kilden 24 frembragte styrbare 25 spænding V , kan middelværdien af fremløbsspændingen og derfor spidsskanderingsstrømmen varieres sideløbende hermed.15 The amplitude of the horizontal scanning current in and therefore the amplitude of the reflux pulse voltage V ^ is a function of the mean value of the supply voltage produced over the flow capacitor Cg. Since no voltage can be generated with a DC voltage component over an inductance, the mean of the supply voltage assumes a value equal to the difference between the B + DC voltage and DC V. By varying the magnitude of the controllable voltage V produced by the source 24, the mean value of the supply voltage and therefore the peak scanning current can be varied in parallel.

Når modulationsspændingen V^ f.eks. er lig med B+ spændingen, er strømmen i^ i drosselspolen 30 LI i hovedsagen nul, som vist i fig. 2c. Som følge heraf flyder ingen strøm fra den vandrette udgangstransformer Τ's vikling vrl til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25. Der kan ikke overføres energi 35 0 6When the modulation voltage V ^ e.g. equal to the B + voltage, the current i ^ in the throttle coil 30 LI is substantially zero, as shown in FIG. 2c. As a result, no current flows from the winding of the horizontal output transformer vr to the deflection-return resonant circuit 25. No energy can be transferred 35 0 6

DK 163090 BDK 163090 B

fra B+ spændingsforsyningen til at opretholde strømmen i afbøjningsviklingen Ljj . Som vist- i fig. 2e er afbøjningsstrømmen i derfor lig med nul.from the B + voltage supply to maintain the current in the deflection winding Ljj. As shown in FIG. 2e, the deflection current is therefore equal to zero.

Kurveformerne i fig. 3a-3e viser det tilfælde, 5 i hvilket den modulerende spænding indstilles så den har en størrelse, der er mindre end størrelsen af B+ spændingen. Modulationsstrømmen iL1 er vist i fig. 3c. Under tilbageløbet flyder strømmen i^ ind i induktionsspolen LI via afbøjningstilbageløbskondensatoren 10 Cjy-j. Den resulterende yderligere ladning på kondensatoren CRD overføres under tilbageløbet til den vandrette afbøjningsvikling LR for at supplere de resistive tab, der forekommer under hver afbøjningscyklus. Eftersom modulationsspændingen Vm har 15 formindsket størrelse sammenlignet med dens størrelse i tilfældet med kurveformerne i figurerne 2a-2e, er middelværdien af fremløbsspændingen, som er lig med forskellen mellem B+ spændingen og modulationsspændingen Vm, større. Amplituden af afbøjningsstrømmen i^.The waveforms of FIG. 3a-3e show the case 5 in which the modulating voltage is set so that it has a size smaller than the size of the B + voltage. The modulation current iL1 is shown in FIG. 3c. During the reflux, the current i ^ flows into the induction coil L1 via the deflection feedback capacitor 10 Cjy-j. The resulting additional charge on the capacitor CRD is transferred during reflux to the horizontal deflection winding LR to supplement the resistive losses occurring during each deflection cycle. Since the modulation voltage Vm has a reduced size compared to its size in the case of the waveforms in Figures 2a-2e, the mean value of the supply voltage, which is equal to the difference between the B + voltage and the modulation voltage Vm, is larger. The amplitude of the deflection current in ^.

20 forøges fra 0 i fig. 2e til en vis ikke-nul værdi i fig. 3e. Afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen VDT,f der er lig med spændingen VI-V2 forøges også til en vis ikke-nulamplitude.20 is increased from 0 in FIG. 2e to a certain non-zero value in FIG. 3e. The deflection reversal pulse voltage VDT, f equal to voltage VI-V2 is also increased to a certain non-zero amplitude.

En yderligere formindskelse af modulationsspændingen 25 Vm til nul, hvorved modulationsspændingskilden 24 funktionsmæssigt bliver lig med en kortslutning, medfører frembringelse af kurveformerne i figurerne 4a-4e. Afbøjningsstrømmen i har i denne situation nået sin største amplitude. Eftersom amplituden af 30 afbøjningsstrømmen i er forøget i fig. 4- sammenlignet med fig. 3c er de i afbøjningsviklingen L„ fremkaldteA further reduction of the modulation voltage 25 Vm to zero, whereby the modulation voltage source 24 becomes functionally equal to a short circuit, results in the formation of the waveforms in Figures 4a-4e. In this situation, the deflection current in has reached its greatest amplitude. Since the amplitude of the deflection current i is increased in FIG. 4- compared to FIG. 3c are those induced in the deflection winding L „

IIII

resistive tab også forøget. Middelværdien af modulationsstrømmen i ^ er således også forøget, som vist i fig. 4c.resistive losses also increased. Thus, the average value of the modulation current i ^ is also increased, as shown in FIG. 4c.

35 7 035 7 0

DK 163090 BDK 163090 B

Eftersom strømmen i ^ under tilbageløb er afledt fra den strøm iT, der flyder i den vandrette udgangstransformer Τ's vikling .vi, forøges den positive spidsværdi af transformerviklingsstrømmen iT med en forøgelse af 5 middelværdien af strømmen iSince the flow i ^ under reflux is derived from the current iT flowing in the winding of the horizontal output transformer vi, the positive peak value of the transformer winding current iT is increased by an increase of the mean value of the current i

Induktionsspolen LI er kredsløbsforbundet med afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 og med transformerens tilbageløbsresonanskredsløb 30 under i hovedsagen hele afbøjningstilbageløbsintervallet.The induction coil L1 is connected to the circuit with the deflection reflux resonant circuit 25 and with the transformer reflux resonant circuit 30 during substantially the entire deflection reflux interval.

10 Som følge heraf ændrer den kredsløbsimpedans, der er forbundet med afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25, sig ikke og der forekommer ingen betydende afbøjningstilbageløbstidsmodulation. Det bør også bemærkes, at den ved kredsløbspunktet 22 af tilbage-15 løbstransformerviklingen vi frembragte spænding VIAs a result, the circuit impedance associated with the deflection reflux resonant circuit 25 does not change and no significant deflection reflux time modulation occurs. It should also be noted that at the circuit point 22 of the back-15 running transformer winding we generated voltage VI

forbliver uændret, når modulationsspændingen varieres. Slutanodespændingen og andre jævnspændinger, der er afledt ved ensretning og filtrering af de over den vandrette udgangstransformer T's sekundærviklinger 20 frembragte spændinger, såsom viklingen v/2, påvirkes ikke ved modulation af den vandrette skanderingsstrømremains unchanged as the modulation voltage is varied. The end anode voltage and other DC voltages derived by straightening and filtering the voltages produced over the horizontal output transformer T's secondary windings 20, such as the winding v / 2, are not affected by modulation of the horizontal scanning current

VV

Ved at anvende to tilbageløbskondensatorer, en første tilbageløbskondensator Cj^ til afbøjningstilbage-25 løbsresonanskredsløbet 25 og en anden tilbageløbskondensator CRT til transformerens resonanskredsløb 30 kan energistrømmen til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 under tilbageløb styres uafhængigt uden at påvirke amplituden af den af transformerens tilbageløbs-30 resonanskredsløb 30 frembragte impulsspænding VI.By using two reflux capacitors, a first reflux capacitor Cj WE.

Når den forholdsvis højimpedansede drosselspole LI er forbundet i strømvejen for den strøm, der flyder fra den vandrette udgangstransformer T's vikling Vi til 35When the relatively high-impedance choke coil L1 is connected in the current path of the current flowing from the horizontal output transformer T's winding Vi to 35

DK 163090 BDK 163090 B

0 8 afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25, er de to resonanskredsløb 25 og 30 i hovedsagen indbyrdes afbrudt ved afbøjningstilbageløbet eller højere frekvenser. Enhver modulation af impulsspændingen VI 5 som følge af belastningsvariationer hidrørende fra de belastningskredsløb, der strømforsynes af denne, medfører således ikke nogen uønsket modulation af afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen VRQ.0 8 deflection reflux resonant circuit 25, the two resonant circuits 25 and 30 are essentially interrupted by the deflection reflux or higher frequencies. Thus, any modulation of the pulse voltage VI 5 due to load variations resulting from the load circuits supplied by it does not cause any undesired modulation of the deflection return pulse voltage VRQ.

Under tilbageløb kan der ses bort fra virkningen 10 af kondensatoren Cg fordi dens kapacitet er meget større end kapaciteten af kondensatoren CR. Resonanskredsløbet 25 indbefatter således parallelforbindelsen af afbøjningsviklingen LR og afbøjningstilbageløbskondensatoren CR. Et sådant kredsløb har en stor impedans 15 ved dets resonansfrekvens og en lav impedans ved andre frekvenser. Eftersom kredsløbet 25 styres med en høj impedans, induktionsspolen Li, virker kredsløbet 25 som et filter. Kredsløbet 25's impedans er kun stor ved afbøjningstilbageløbsfrekvensen (44 kHz). Derfor 20 vil alle spændinger, der er frembragt af den vandrette udgangstransformer T med frekvenser, der i hovedsagen er forskellige fra afbøjningstilbageløbsfrekvensen, optræde over induktionsspolen Li som følge af at impedansen af induktionsspolen Li er meget større end 25 impedansen af afbøjningstilbageløbskredsløbet 25 ved disse andre frekvenser.During reflux, the effect 10 of capacitor Cg can be disregarded because its capacity is much greater than the capacity of capacitor CR. Thus, the resonant circuit 25 includes the parallel connection of the deflection winding LR and the deflection reflux capacitor CR. Such a circuit has a large impedance 15 at its resonant frequency and a low impedance at other frequencies. Since circuit 25 is controlled with a high impedance, the induction coil Li, circuit 25 acts as a filter. The impedance of circuit 25 is large only at the deflection reflux frequency (44 kHz). Therefore, all voltages produced by the horizontal output transformer T at frequencies substantially different from the deflection reflux frequency will occur across the induction coil Li because the impedance of the induction coil Li is much greater than the impedance of the deflection refractive circuit second. .

Ved at forbinde drosselspolen Li mellem jord og den nedre plade i afbøjningstilbageløbskondensatoren ved kredsløbspunktet 27, tillades afbøjningstilbage-30 løbsresonanskredsløbet 25 at svæve over jordpotential under tilbageløbsintervallet. Under tilbageløbet er spændingen ved den øvre plade i tilbageløbskondensatoren CRDf ve<^ kredsløbspunktet 22, lig med summen af afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen V^ og den mellem 35 kredsløbspunktet 27 og jord frembragte spænding V2.By connecting the throttle coil Li between ground and the lower plate of the deflection reflux capacitor at circuit point 27, deflection reflux resonant circuit 25 is allowed to float above ground potential during the reflux interval. During the reflux, the voltage at the upper plate of the reflux capacitor CRDf has the circuit point 22 equal to the sum of the deflection reflux pulse voltage V1 and the voltage V2 between the circuit point 27 and ground.

Denne svævende opstilling medfører foran nævnte 0 9This floating arrangement results in the aforementioned 0 9

DK 163090 BDK 163090 B

afbrydelse mellem de to resonanskredsløb 25 og 30 under tilbageløb ved frekvenser, der er lig med og beliggende over afbøjningstilbageløbsfrekvensen.interrupting the two resonant circuits 25 and 30 during reflux at frequencies equal to and located above the deflection reflux frequency.

Fig. 5 viser en anden udførelsesform af opfindelsen, 5 i hvilken fremløbskondensatoren er jordforbundet ligesom afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25. Enkeltdele af kredsløbene i figurerne 1 og 5, der er identificeret med sammen henvisningstal, fungerer på ens måde eller repræsenterer ens størrelser. I effektforsyningen 10 og det modulerede afbøjningskredsløb i fig. 5 er induktionsspolen Li forbundet med det fælles punkt for dioderne Dl og D2 ved kredsløbspunktet 27.FIG. 5 shows another embodiment of the invention, 5 in which the flow capacitor is grounded, as is the deflection reverse resonant circuit 25. Single portions of the circuits of Figures 1 and 5, identified by reference numerals, function in the same way or represent similar sizes. In the power supply 10 and the modulated deflection circuit of FIG. 5, the induction coil Li is connected to the common point of the diodes D1 and D2 at the circuit point 27.

Transformerens tilbageløbskondensator C-,- er nu i stedet for at være forbundet mellem kredsløbspunktet 15 22 og jord, som vist i fig. 5, forbundet mellem kreds løbspunktet 22 og den venstre klemme på induktionsspolen Li ved kredsløbspunktet 27. I en sådan opstilling holdes transformerens resonanskredsløb 30, der dannes af viklingen wl og transformerens tilbageløbskondensator C_„, 20 svævende over jordpotential under dets resonanstilbageløbsinterval .The transformer reflux capacitor C -, - is now instead of being connected between circuit point 15 22 and ground, as shown in FIG. 5, connected between the circuit point 22 and the left terminal of the induction coil L1 at the circuit point 27. In such an arrangement, the transformer resonant circuit 30 formed by the winding w1 and the transformer reflux capacitor C2, 20 is suspended above ground potential during its resonance feedback interval.

Opstillingen i fig. 5 har den fordel at anvende en jordforbundet fremløbskondensator Cg. En sådan opstilling kræves af visse linearitetskorrektionskredsløb, 25 således som det er beskrevet i US patentskrift nr. 4.516.058. Kredsløbene i fig. 1 og 5 har det fælles træk, at induktionsspolen LI fungerer som en stor impedans overfor højfrekvens-strømme, som flyder mellem de to resonanskredsløb 25 og 30.The arrangement of FIG. 5 has the advantage of using a grounded flow capacitor Cg. Such arrangement is required by certain linearity correction circuits, as described in U.S. Patent No. 4,516,058. The circuits of FIG. 1 and 5, the common feature is that the induction coil L1 acts as a large impedance to high frequency currents flowing between the two resonant circuits 25 and 30.

Amplitudemodulation af den vandrette skanderingsstrøm 30 i frembringes i fig. 5 på samme måde som i fig. 1.Amplitude modulation of the horizontal scan stream 30 is provided in FIG. 5 in the same way as in FIG. First

Figurerne 6a-6e viser den situation, i hvilken modulationsspændingen V i fig. 5 er nul. Som følge 35 o 10FIGS. 6a-6e show the situation in which the modulation voltage V of FIG. 5 is zero. As a result of 35 o 10

DK 163090 BDK 163090 B

heraf er strømmen i^ i fig. 6c også nul ligesom spændingen V2 mellem kredsløbspunktet 27 og* jord.of which the current i ^ in FIG. 6c also zero as does the voltage V2 between the circuit point 27 and * ground.

Når der flyder en nul-strøm i induktionsspolen LI, er kredsløbsvejen til jord gennem induktionsspolen LI 5 og kilden 24 helt enkelt et afbrudt kredsløb. Afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen Vpp har en amplitude, som alene bestemmes af den regulerede B+ spænding.When a zero current is flowing in the induction coil L1, the circuit path to ground through the induction coil L1 5 and the source 24 is simply a disconnected circuit. The deflection reversal pulse voltage Vpp has an amplitude determined solely by the regulated B + voltage.

På tilsvarende måde har afbøjningsstrømmen i en amplitude, som alene bestemmes af B+ spændingen.Similarly, the deflection current has an amplitude determined solely by the B + voltage.

10 Fig. 7a-7e viser den situation, i hvilken modula tionsspændingen Vm forøges til en vis størrelse større end nul. Under det vandrette fremløb flyder strømmen iLi gennem dioden Dl og desuden gennem den vandrette udgangstransistor Ql, når den leder kollektorstrøm i 15 gennemgangsretningen. Under det vandrette tilbageløb er induktionsspolen Li serieforbundet med transformerens tilbageløbsresonanskredsløb 30. Impulsspændingen V2 påtrykkes dioden D3's katode via en stor filterkondensator Cl for at afskære ledning i dioden under tilbageløbet.FIG. 7a-7e show the situation in which the modulation voltage Vm increases to a certain magnitude greater than zero. During the horizontal flow, the current iLi flows through the diode D1 and, moreover, through the horizontal output transistor Q1 as it conducts collector current in the through direction. During the horizontal reflux, the induction coil Li is connected in series to the reflux resonant circuit 30. The pulse voltage V2 is applied to the cathode of the diode D3 via a large filter capacitor C1 to cut off the lead in the diode during the reflux.

20 Afbøjningstilbageløbsspændingen V_._. er summen af spændingen V2 og tilbageløbsimpulsspændingen VI', som er frembragt over transformerens tilbageløbskondensator C^. Middelværdien af spændingen V2 er lig med størrelsen af modulationsspændingen V . Middelværdien af tilbageløbsimpulsspændingen 25 V__ og amplituden af skanderingsstrømmen i vokser rd y således med voksende modulationsspænding V . Eftersom B+ spændingen er reguleret, forbliver middelværdien samt amplituden af spændingen VI* uændret.20 Deflection return voltage V _._. is the sum of the voltage V2 and the reflux pulse voltage V1 'generated over the reflux capacitor C1 of the transformer. The mean value of voltage V2 is equal to the magnitude of the modulation voltage V. Thus, the mean of the reflux pulse voltage 25 V__ and the amplitude of the scanning current in grow rd y with increasing modulation voltage V. Since the B + voltage is regulated, the mean value and the amplitude of the voltage VI * remain unchanged.

En yderligere forøgelse af strømmen iL^ som 30 følge af en yderligere forøgelse af modulationsspændingen frembringer kurveformerne i figurerne 8a-8e. Amplituden af impulsspændingen V2 vokser og følgelig vokser også amplituderne af afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen og afbøjningsstrømmen i^, som vist i figurerne 8a og 35 8e. Det bør bemærkes, at strømmen i^ i den vandrette udgangstransf ormer Τ's vikling v?l forbliver uændret, når modulations spændingen Vm ændres fordi strømmen i^ 11A further increase of the current iL ^ as a result of a further increase of the modulation voltage produces the waveforms in Figures 8a-8e. The amplitude of the pulse voltage V2 grows and consequently also the amplitudes of the deflection return pulse voltage and the deflection current i ^, as shown in Figures 8a and 35e 8, grow. It should be noted that the current i ^ in the horizontal output transformer winding well l remains unchanged when the modulation voltage Vm changes because the current i ^ 11

DK 163090 BDK 163090 B

o under tilbageløbet flyder til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 gennem tilbageløbskondensatoren CRT i stedet for gennemviklingen 'wl..o during the reflux flow to the deflection reflux resonant circuit 25 through the reflux capacitor CRT instead of the winding.

Når ligheder og forskelle ved virkemåden af 5 krédsløbene i fig. 1 og 5 sammenlignes bør det omtales, at skanderingsstrømmen i i kredsløbet i fig. 1 kan varieres fra omtrent 0 til en værdi, der er bestemt af B+ spændingen, hvorimod skanderingsstrømmen i i kredsløbet i fig. 5 kan varieres fra den værdi, der 10 er bestemt af B+ spændingen, til en værdi, som er bestemt af den største værdi, som modulationsspændingen V tillades at opnå. En begrænsende faktor på størsteværdien af spændingen er den største spændingspåvirkning, som tillades at påtrykkes mellem kollektor- og emitter-15 elektroderne på den vandrette udgangstransistor Ql.When similarities and differences in the operation of the 5 circuits in FIG. 1 and 5, it should be noted that the scanning current in the circuit of FIG. 1 can be varied from about 0 to a value determined by the B + voltage, whereas the scanning current in the circuit of FIG. 5 can be varied from the value 10 determined by the B + voltage to a value determined by the greatest value that the modulation voltage V is allowed to obtain. A limiting factor on the greatest value of the voltage is the greatest voltage influence which is allowed to be applied between the collector and emitter electrodes on the horizontal output transistor Q1.

Den på den vandrette udgangstransistor Ql's kollektor påtrykte impulsspænding er konstant i kredsløbet i fig. 1 men varierer i kredsløbet i fig. 5. Strømmen iT varierer i kredsløbet i fig. 1 men forbliver konstant i kredsløbet 20 i fig. 5. Hvis modulationsspændingen Vm varieres i amplitude ved en lodret takt på parabolsk måde i kredsløbene i både fig. 1 og 5, moduleres amplituden af den vandrette skanderingsstrøm i i på en tilsvarende måde for herved at tilvejebringe øst-vest pudekorrektion.The pulse voltage applied to the collector output transistor Q1 is constant in the circuit of FIG. 1 but varies in the circuit of FIG. 5. The current iT varies in the circuit of FIG. 1 but remains constant in the circuit 20 of FIG. 5. If the modulation voltage Vm is varied in amplitude at a vertical rate in a parabolic manner in the circuits of both FIGS. 1 and 5, the amplitude of the horizontal scanning current is modulated in a corresponding manner to provide east-west cushion correction.

25 Fig. 9 viser en effektforsyning og et moduleret afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen, i hvilken den vandrette udgangstransformers primærvikling er forbundet med en skiftearbejdsmåde-effektforsyning og det vandrette afbøjningskredsløb er forbundet 30 med en sekundærvikling på transformeren. Enkeltdele i figurerne 1,5 og 9, som identificeres med samme henvisningsbetegnelser, fungerer på ens måde eller repræsenterer ens størrelser.FIG. 9 shows a power supply and a modulated deflection circuit according to the invention in which the primary winding of the horizontal output transformer is connected to a switching mode power supply and the horizontal deflection circuit is connected to a secondary winding of the transformer. Individual parts of Figures 1.5 and 9, identified by the same reference numerals, function similarly or represent similar sizes.

I fig. 9 er en vikling på en vandret 35 udgangstransformer T forbundet med et skiftearbejds-måde-effektforsyning 50 såsom den effektforsyning der er beskrevet i US patentskrift nr. 4.484.113.In FIG. 9, a winding on a horizontal output transformer T is connected to a shift operation mode power supply 50 such as the power supply described in U.S. Patent No. 4,484,113.

o 12o 12

DK 163090 BDK 163090 B

Opstillingen i fig. 9 indbefatter ligesom opstillingen i fig. 5 en jordforbundet S-formningskondensator Cg for at muliggøre anvendelsen af et ikke i fig. 9 vist linearitetskredsløb. I fig. 9 frembringer et modulations-5 kredsløb 26 øst-vest pudeforvrængningskorrektion medens det holder amplituden af impulsspændingen over viklingen wl'reguleret ved hjælp af skiftearbejdsmåde-effektforsyningen. Afbøjningsresonanskredsløbet 25 og transformerresonanskredsløbet 30 er hver for sig 10 afstemt til afbøjningstilbageløbsfrekvensen. Når en skiftearbejdsmåde-effektforsyning af samme art, som den i US patentskrift nr. 4.484.113 omtalte, er den effektive induktans af viklingen wl' forholdsvis stor og derfor er tilbageløbskondensatorerne CRT og CRD1 RD2,der hører til de to 15 resonanskredsløb, valgt, s£ j^ar omtrent samme værdi.The arrangement of FIG. 9, like the arrangement of FIG. 5 shows a grounded S-forming capacitor Cg to enable the use of a non-FIG. 9 shows linearity circuits. In FIG. 9 generates a modulation 5 circuit 26 east-west cushion distortion correction while maintaining the amplitude of the impulse voltage across the winding controlled by the switching mode power supply. The deflection resonant circuit 25 and the transformer resonant circuit 30 are individually tuned to the deflection reflux frequency. When a switching mode power supply of the same kind as that disclosed in U.S. Patent No. 4,484,113, the effective inductance of the winding w1 'is relatively large and therefore the reflux capacitors CRT and CRD1 RD2 belonging to the two resonant circuits are selected. s £ j ^ ar is about the same value.

Under det vandrette fremløbsinterval er transformer-tilbageløbskondensatorne CR^, og jævnstrømsblokeringskondensatoren Cl forbundet med jord via den ledende diode D2 eller den ledende diode Dl og den ledende 20 vandrette udgangstransistor Ql. Under den første halvdel af det vandrette tilbageløbsinterval frembringer transformerresonanskredsløbet 30 og afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 hver for sig en impulsspænding VT eller ved at overføre induktivt lagret energi 25 til kapacitivt lagret energi, som er lagret i den pågældende tilbageløbskondensator CRT eller CRDl RD2·During the horizontal flow interval, the transformer reflux capacitors CR1 and the DC blocking capacitor C1 are connected to ground via the conductive diode D2 or the conductive diode D1 and the conductive 20 horizontal output transistor Q1. During the first half of the horizontal reflux interval, the transformer resonant circuit 30 and the deflection reflux resonant circuit 25 each produce an impulse voltage VT or by transferring inductively stored energy 25 to capacitively stored energy stored in the respective reflux capacitor RD2 or CRT.

Denne energi føres herefter tilbage til den pågældende induktans Wl' eller L„ under den anden halvdel af il tilbageløbs intervallet.This energy is then fed back to the inductance W1 'or L' in question during the second half of the reflux interval.

30 35 0 1330 35 0 13

DK 163090 BDK 163090 B

Impulsspændingen VT eksempleres ved hjælp af et udtag på den vandrette udgangstransformer T's vikling 2' og tilføres skiftearbejdsmåde-effektfor-syningen 50 for herved at regulere amplituden af 5 impulsspændingen under variationer i netforsyningsspændingen og belastningen. Der overføres energi fra skiftearbejdsmåde-effektforsyningen 50 under tilbageløbet gennem viklingerne w2' og Wl' til transformerresonans-kredsløbet 30 og andre af tilbageløbsstyrede belast-10 ningskredsløb, der er forbundet med de andre sekundærviklinger V73’-'w5'.The pulse voltage VT is exemplified by means of an outlet on the winding 2 'of the horizontal output transformer T and is supplied to the switching mode power supply 50, thereby regulating the amplitude of the pulse voltage under variations in the mains supply voltage and the load. Energy is transferred from the switching mode power supply 50 during reflux through windings w2 'and W1' to transformer resonant circuit 30 and other by reflux controlled load circuits connected to the other secondary windings V73 '-' w5 '.

Eksempelvis erstattes de restive tab/ som er fremkaldt i den vandrette afbøjningsvikling L„, i xd hvert vandret tilbageløbsinterval via dioden D2 15 af den til transformerresonanskredsløbet 30 overførte energi. Som et andet eksempel forstærkes den regulerede impulsspænding VT, der er frembragt i den vandrette udgangstransformer T's vikling wl', af højspændingsviklingen W5' for herved at spændingsforsyne 20 højspændingsslutanodekredsløbet 31 og frembringe en reguleret slutanodejævnspænding ved en slutanode-klemme U.For example, the residual losses / induced in the horizontal deflection winding L 2 are replaced by x d each horizontal reflux interval via the diode D2 15 of the energy transferred to the transformer resonant circuit 30. As another example, the regulated pulse voltage VT generated in the winding w1 'of the horizontal output transformer T is amplified by the high voltage winding W5' to thereby supply the high voltage terminal anode circuit 31 and produce a regulated terminal anode DC voltage at a terminal anode.

Det antages nuf at en strøm i2 med en vis størrelse passerer gennem viklingen på en transformer 25 T2 i modulationskredsløbet 26. Under det vandrette fremløbsinterval flyder strømmen i2 fra. jord gennem viklingen og en diode D4 til krédsløbspunktet 27, som befinder sig ved jordpotential som følge af dioden Dl og enten dioden D2's eller den vandrette 30 udgangstransistor Ql's ledning. Under det vandrette tilbageløbsinterval er transistoren Q1 spærret. Hvis strømmen i2 er større end den strøm# der flyder gennem dioden D2, er D2 også spærret. Strømmen i2 passerer nu ind i transformerresonanskredsløbet 30 35 0g derfra ind i afbøjningstilbageløbskredsløbet 25 og erstatter de tab, som er fremkaldt i afbøjningstilbage- 0 14It is now assumed that a current i2 of a certain size passes through the winding of a transformer 25 T2 in the modulation circuit 26. During the horizontal flow interval, the current i2 flows. ground through the winding and a diode D4 to the circuit point 27 which is at ground potential as a result of the diode D1 and either the diode of D2 or the horizontal 30 output transistor Q1. During the horizontal return interval, the transistor Q1 is blocked. If the current i2 is greater than the current # flowing through the diode D2, D2 is also blocked. The current i2 now passes into the transformer resonant circuit 30 35 0g thence into the deflection reflux circuit 25 and replaces the losses caused by deflection reflux 0 14

DK 163090 BDK 163090 B

løbsresonanskredsløbet. Spændingsforskellen mellem afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen V.^ og summen af den regulerede transformerimpulsspænding V^, og spændingen over kondensatoren Cl optræder over dioden 5 D2 som impulsspændingen V2.race resonance circuit. The voltage difference between the deflection reverse pulse voltage V1 and the sum of the regulated transformer pulse voltage V1, and the voltage across capacitor C1 acts over diode 5 D2 as the pulse voltage V2.

Under tilbageløbet svarende til intervallet tO-tl eller to'-tl' i figurerne 10a-10g aftager strømmen i2. Dersom induktansen af transformeren T2's vikling er tilstrækkelig stor, aftager strømmen i2 10 ikke til 0 ved afslutningen af det vandrette tilbageløbsinterval. Viklingen er derfor via transformerresonanskredsløbet 30 forbundet med afbøjningstilbageløbskredsløbet 25 under i hovedsagen hele det vandrette tilbageløbsinterval. Ændringer i strømmen i2's 15 amplitude vil derfor ikke frembringe nogen betydende tilbageløbstidsmodulation af afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen V_ .During the reflux corresponding to the interval tO-tl or two'-tl 'in Figures 10a-10g, the current i2 decreases. If the inductance of transformer T2 winding is sufficiently large, current i210 does not decrease to 0 at the end of the horizontal return interval. Therefore, the winding is connected via the transformer resonant circuit 30 to the deflection reflux circuit 25 during substantially the entire horizontal reflux interval. Therefore, changes in the amplitude of the current i2 will not produce any significant reflux time modulation of the deflection reflux pulse voltage V_.

Eftersom to særskilte resonanskredsløb 25 og 30 indgårved frembringelse af de to impulsspændinger V_n 20 og VT, kan kurveformen af impulsspændingen have tilbøjelighed til at variere med strålestrømsbelastningen ved slutanodeklemmen U eller belastningsvariationer på viklingen w41 uden at frembringe sideløbende variationerSince two separate resonant circuits 25 and 30 are involved in generating the two pulse voltages V_n 20 and VT, the waveform of the pulse voltage may tend to vary with the beam current load at the terminal anode terminal U or load variations on the winding w41 without generating lateral variation.

i kurveformen af afbøjningstilbageløbsspændingen v .. RDin the waveform of the deflection return voltage v .. RD

25 Den forholdsvis store induktans af transformeren T2's vikling virker som et filter, der forhindrer en sådan sideløbende modulation eller forvrængning af tilbageløbsimpulsspændingen. Som følge af denne omstændighed kan den vandrette synkroniserings-30 impuls 44, der anvendes til faseindstilling af det vandrette oscillator- og drivtrin 23, hensigtsmæssigt tages fra den kapacitive spændingsdeler 0^2 ^ stedet for fra en vikling på den vandrette udgangstransformer T.The relatively large inductance of the winding of transformer T2 acts as a filter which prevents such a sideways modulation or distortion of the reverse pulse voltage. Due to this circumstance, the horizontal synchronization pulse 44 used for phase setting of the horizontal oscillator and drive stage 23 can conveniently be taken from the capacitive voltage divider 0 ^ 2 ^ instead of from a winding on the horizontal output transformer T.

35 I figurerne 10a-10g angiver kurveformerne de lod rette takt kurveformvariationer, som frembringes af modu- 15 oIn Figures 10a-10g, the waveforms indicate the straightforward rate waveform variations produced by the

DK 163090 BDK 163090 B

lationskredsløbet 26, og som er nødvendige til at korrigere rasterets øst-vest pudeforvrængning.lation circuit 26, which are necessary to correct the east-west cushion distortion of the raster.

Modulationskredsløbet 26 frembringer en varierende strøm i2 for herved at variere afbøjningstilbageløbs-5 impulsstrømmens amplitude og derved sideløbende at variere amplituden af den vandrette skanderingsstrøm i^.The modulation circuit 26 produces a varying current i2, thereby varying the deflection reversal pulse current amplitude and thereby simultaneously varying the amplitude of the horizontal scanning current i

En skiftearbejdsmådetransistor Q2, der arbejder i en tilbageløbsomsætningsarbejdsmåde med en ensretter D4, styrer amplituden af strømmen i2. Som vist i fig. 10a 10 med kollektorspændingen V3 for transistoren Q2, leder transistoren Q2 førend begyndelsen af det vandrette tilbageløbsinterval, førend tidspunktet tO eller tO'. Spændingen V3 er nul førend tidspunktet to, og den strøm, der flyder i transformeren T2's 15 vikling w , befinder sig nær ved sin største værdi som α vist i fig. 10b.A switching mode transistor Q2 operating in a reverse flow mode with a rectifier D4 controls the amplitude of the current i2. As shown in FIG. 10a 10 with the collector voltage V3 of the transistor Q2, the transistor Q2 conducts the beginning of the horizontal reflux interval, before the time t0 or tO '. Voltage V3 is zero before time two and the current flowing in winding w of transformer T2 is close to its greatest value as α shown in FIG. 10b.

Ved tidspunkLet tO skifter polariteten af spændingen 81 over den vandrette udgangstransformer T's vikling w31 og spærrer dioden D5. Strømmen il i viklingen w cl 20 aftager hurtigt til nul nær ved tidspunktet tO som vist i fig. 10. En spærreforspænding 46, som er frembragt under tilbageløbet af den negativt gående omskiftekurveform ved udgangen fra en spændingskomparator UIA, påtrykkes basiselektroden på skiftearbejdsmådetransis-25 toren Q2. Det bør bemærkes, at strømmen il i transformeren T2's vikling w og i skiftearbejdsmådetransistoren Q2's cl kollektor afbrydes ved at dioden D5 forspændes i spærreretningen som følge af vendingen af spændingspolariteten over den vandrette transformer T's vikling 30 w3' i stedet for som følge af en eventuelt spærreforspænding påtrykt skiftearbejdsmådetransistoren Q2's basis. Lagringstidsforsinkelsen af skiftearbejdsmådetransistoren Q2's afbrydelse er derfor uden betydning og udgør ikke nogen faktor ved afbrydelse af strømmen il.At time t0, the polarity of the voltage 81 switches over the horizontal output transformer T's winding w31 and blocks the diode D5. The current il in the winding w cl 20 rapidly decreases to zero near the time t0 as shown in FIG. 10. A barrier bias 46 produced during the return of the negative-going switching waveform at the output of a voltage comparator UIA is applied to the base electrode of the shift operation mode transistor Q2. It should be noted that the current I1 in the winding w of the transformer T2 and in the switching mode transistor Q2's cl is interrupted by the diode D5 being biased in the blocking direction due to the reversal of the voltage polarity over the horizontal transformer T's winding 30 w3 'instead of a possible blocking voltage. printed on the base of the mode of operation transistor Q2. The storage time delay of the switching operation mode transistor Q2 is therefore of no significance and does not constitute a factor in the interruption of the current il.

35 16 035 16 0

DK 163090 BDK 163090 B

For at opretholde fluxkontinuitet i transformeren T2's kerne nær tidspunktet to forøges den i-fig. 10c viste strøm i2 hurtigt.' Denne strøm flyder under det vandrette tilbageløb fra viklingen gennem dioden D4 til 5 transformertilbageløbskondensatoren CRT. Den i fig. lOd viste spænding V2 er derfor også en impuls spænding, som er frembragt i tilbageløbsintervallet, hvilken spænding derefter påtrykkes transformeren T2's vikling w^.In order to maintain flux continuity in the core of transformer T2 near time two, the i-FIG. 10c showed current i2 quickly. ' This current flows under the horizontal reflux from the winding through diode D4 to the transformer reflux capacitor CRT. The FIG. Therefore, the voltage V2 shown in Fig. 1d is also a pulse voltage produced in the reflux interval, which voltage is then applied to the winding w ^ of the transformer T2.

Påtrykning af denne impulsspænding på viklingen 10 forårsager at strømmen i2 aftager under det vandrette tilbageløb. Som vist i fig. 10c aftager strømmen i2 imidlertid ikke helt til 0 førend afslutningen af det vandrette tilbageløb. Dersom strømmeni2 er aftaget til nul væsentligt førend dette tidspunkt, ville induktansen 15 Wtø være blevet afbrudt fra de to resonanskredsløb 25 og 30 under en væsentlig del af det vandrette tilbageløb og en uantagelig tilbageløbstidsmodulation havde været følgen.Applying this pulse voltage to the winding 10 causes the current i2 to decrease during the horizontal reflux. As shown in FIG. 10c, however, the current i2 does not decrease until 0 until the horizontal reflux is terminated. If the current 2 has decreased to zero substantially before this time, the inductance 15 Wt0 would have been disconnected from the two resonant circuits 25 and 30 during a substantial portion of the horizontal reflux and an unreasonable reflux time modulation would have been the result.

Det bør bemærkes, at spændingen V2 begynder 20 at vokse et kort tidsrum efter tidspunktet tO og begynder at aftage til jordreferencespænding et kort tidsrum’før tidspunktet ti. En sådan opførsel forekommer som følge af afbrydelsestidsforsinkelsen for dioden D2 ved tidspunktet tO når en spærreforspænding påtrykkes 25 dioden, og som følge af ledningen af dioden D2 lige førend tidspunktet ti, så at der overføres en vis energi fra transformerresonanskredsløbet 30 til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25.It should be noted that voltage V2 begins to grow a short time after time t0 and begins to decrease to ground reference voltage a short time before time ten. Such behavior occurs as a result of the interrupt time delay of the diode D2 at the time t0 when a blocking bias is applied to the diode, and as a result of the conducting of the diode D2 just before the time ten, so that some energy is transferred from the transformer resonant circuit 30 to deflection reflux resonance circuit 25.

Til tidspunktet ti, der er begyndelsen af det 30 efterfølgende vandrette fremløbsinterval, er skiftear be jdsmådetransistoren Q2 ikke-ledende. Spændingen V3 vokser til den fremløbsspændingsværdi, som frembringes over den vandrette udgangstransformers vikling w31.At time ten, which is the beginning of the 30 subsequent horizontal flow intervals, the switching mode transistor Q2 is non-conductive. Voltage V3 grows to the supply voltage value generated over the winding of the horizontal output transformer w31.

Den med en prik forsynede klemme på transformeren T21 s 35 vikling er forbundet med kredsløbspunktet 27 som følge af dioden D4's ledning. Kredsløbspunktet 27 befinder sig ved jordpotential som følge af dioden D2's 0 17The dot terminal of transformer T21's 35 winding is connected to circuit point 27 due to the lead of diode D4. Circuit point 27 is at ground potential due to diode D2's 0 17

DK 163090 BDK 163090 B

ledning netop førend tidspunktet ti. Strømmen i2 cirkulerer derfor med en i hovedsagen konstant amplitude som vist i fig. 10c efter at dioden D2 begynder at lede og indtil skiftearbejdsmådetransistoren 5 Q2 tændes til et givet tidspunkt i intervallet t2-t3. Tidspunktet t2 svarer til midtpunktet af den lodrette skandering, hvor der kræves en vandret afbøjningsstrøm med stor amplitude for at kompensere for øst-vest pudeforvrængning. Tidspunktet t3 svarer til spidsen 10 eller bunden af den lodrette skandering, hvor der kræves en vandret afbøjningsstrøm med en mindre amplitude.wire just before time ten. The current i2 therefore circulates at a substantially constant amplitude as shown in FIG. 10c after the diode D2 starts to conduct and until the switching mode transistor 5 Q2 is switched on at a given time in the interval t2-t3. The time t2 corresponds to the midpoint of the vertical scan where a high-amplitude horizontal deflection current is required to compensate for east-west cushion distortion. The time t3 corresponds to the tip 10 or bottom of the vertical scan where a horizontal deflection current of a smaller amplitude is required.

Når skiftearbejdsmådetransistoren Q2 tændes påtrykkes den over den vandrette udgangstransformers 15 vikling w3' frembragte positive fremløbsspænding over transformeren T2*s vikling w . Denne spænding føres vedWhen the switching mode transistor Q2 is turned on, the positive supply voltage generated over the winding w of the horizontal output transformer 15 is applied over the winding w of the transformer T2 *. This tension is passed on

Gi trans former virkning til viklingen således at den med en prik forsynet klemme på viklingen bliver negativ og spærrer dioden D4. Strømmen i2 i viklingen 20 aftager til nul. Den i transformeren J2 lagrede energi fremkalder en spænding i viklingen w= så at der frembringes α en hurtig forøgelse af strømmen il som vist i fig. 10b, og som begynder ved et tidspunkt i intervallet t2-t3.Give trans forms effect to the winding so that it with a dot clamp on the winding becomes negative and blocks the diode D4. The current i2 in the winding 20 decreases to zero. The energy stored in the transformer J2 produces a voltage in the winding w = such that α produces a rapid increase in the current il as shown in FIG. 10b, beginning at a time in the range t2-t3.

Fra det tidspunkt, hvor skiftearbejdsmådetran-25 sistoren Q2 tændes, og indtil afslutningen af det vandrette fremløbsinterval ved tidspunktet tO' lagres igen energi i transformeren T2 ved hjælp af en voksende strøm il i viklingen w som vist i fig. 10b. Denne cl energi overføres via viklingen til transformerresonans-30 kredsløbet 30 og til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 under tilbageløbsintervallet tO'-tl*.From the time the switching mode transistor Q2 is turned on and until the end of the horizontal flow interval at time t0 ', energy is again stored in transformer T2 by a growing current il in the winding w as shown in FIG. 10b. This cl energy is transmitted via the winding to the transformer resonant circuit 30 and to the deflection reflux resonant circuit 25 during the reflux interval t0'-t1 *.

For at tilvejebringe øst-vest pudeforvrængningskorrektion impulsbreddemoduleres skiftearbejdsmåde-transistoren Q2 i modulationskredsløbet 26 ved en 35 lodret takt på parabolsk måde af impulsbreddestyrings- kredsløbet 40 i fig. 9. Den over den lodrette afbøjningsvikling Ly frembragte lodrette savtakspænding 41 integreres for hervedIn order to provide east-west cushion distortion correction, pulse width modulation transducer mode transistor Q2 in the modulation circuit 26 is at a vertical parabolic rate by the pulse width control circuit 40 of FIG. 9. The vertical sawdust voltage 41 generated over the vertical deflection winding Ly is integrated for this purpose.

DK 163090 BDK 163090 B

18 o at opnå et lodret parabelsignal 42 over integreringskondensatoren C3. Parablen inverteres og forstærkes af en transistor Q3. En del af den lodrette savtakspænding påtrykkes emitterelektroden i transistoren Q3 via trapez-. 5 styringsmodstanden RI for at kompensere for en let hældning af det inverterede parabelsignal 43.18 to obtain a vertical parabola signal 42 over the integration capacitor C3. The parable is inverted and amplified by a transistor Q3. Part of the vertical sawtooth voltage is applied to the emitter electrode in transistor Q3 via trapezoidal. 5 to compensate for a slight slope of the inverted parabola signal 43.

Amplituden af det symmetriske, inverterede parabelsignal 43, som er frembragt ved kollektorelektroden på transistoren W3, indstilles af en modstand R4 og påtrykkes 10 via jævnstrømsblokeringskondensatoren C4 på en spændings-komparator UlA's inverterende indgangsklemme. Jævnstrømsniveauet ved denne indgangsklemme kan forskydes let i forhold til jævnstrømsniveauet ved den ikke-inverterede indgangsklemme ved hjælp af en breddestyringsmodstand R6. En 15 spændingskomparator U1B styres af de vandrette tilbageløbsimpulser 44 så at der frembringes et vandret taktsavtand-signal 45 over en kondensator C5. Ved at sammenligne dette vandrette savtaksignal med det lodrette parabel-signal, som er påtrykt komparatoren UlA's ikke-inverterende indgangs-20 klemme, frembringer komparatoren U1A ved sin udgang det krævede impulsbreddemodulerede omskiftningssignal 46, som påtrykkes basiselektroden på skiftearbejdsmådetransistoren Q2.The amplitude of the symmetric inverted parabola signal 43 generated at the collector electrode of transistor W3 is set by a resistor R4 and applied 10 via DC blocking capacitor C4 to an inverting input terminal of voltage comparator UlA. The DC level at this input terminal can be easily shifted with respect to the DC level at the non-inverted input terminal by a width control resistor R6. A voltage comparator U1B is controlled by the horizontal reflux pulses 44 to produce a horizontal clockwise signal 45 over a capacitor C5. By comparing this horizontal sawtooth signal to the vertical parabolic signal applied to the non-inverting input terminal of comparator U1A, comparator U1A produces at its output the required pulse width modulated switching signal 46 applied to the base electrode of switching actuator 2.

Forøgelse af amplituden af det parabolske signal 43 ved at indstille amplitudestyringsmodstande R4 medfører et 25 bredere interval t2-t3 i figurerne 10a-10c, hvorved frembringes en voksende mængde pudeforvrængningskorrektion. Formindskelse af jævnspændingsniveauforskellen mellem den inverterende og den ikke-inverterende klemme på komparatoren U1A ved indstilling af breddestyringsmodstanden 30 R6 medfører en tidsforskydning af intervallet t2-t3 til venstre i figurerne 10a-10c, hvorved frembringes en forøget amplitude for den vandrette skanderingsstrøm i og følgelig frembringes et bredere raster.Increasing the amplitude of the parabolic signal 43 by setting amplitude control resistors R4 results in a wider range t2-t3 in Figures 10a-10c, thereby producing a growing amount of pad distortion correction. Decreasing the DC voltage difference between the inverting and non-inverting terminal of comparator U1A by setting the width control resistor 30 R6 causes a time shift of the interval t2-t3 to the left of Figures 10a-10c, thereby producing an increased amplitude of the horizontal scanner current and the scanner current amplitude. a wider screen.

Kredsløbet i fig. 9 og kurveformerne i fig. 10 er 35 illustrerende for virkemåden af en fjernsynsmodtager med 110°'s S4 farvebilledrør, der drives ved en 24 kilovolt slutanodespænding.The circuit of FIG. 9 and the waveforms of FIG. 10 is 35 illustrative of the operation of a television receiver with 110 ° S4 color image tubes operated at a 24 kilovolt end anode voltage.

Claims

1. Power supply and deflection circuits which are of the type including: a deflection winding (Ljj), a switching means (Q1) associated with the deflection winding (Ljj), and operating at a deflection rate to produce scanning current in the deflection winding (Ljj) during a forward flow interval in a deflection cycle, a deflection reflux capacitance (Crdi # Cre> 2) of a deflection reflux resonant circuit (25) with the deflection winding (Llj) to produce a reflux intercooler, a reflux intercooling impulse ), a supply inductance (w1) connected to the source, a second capacitance (CRT) connected to the supply inductance (w1), and to the switching means (Q1) to form a second resonant circuit (30), ameliorate the supply inductance (w1) below the return interval so as to produce an impulse voltage, a load circuit (w2) which supplies voltage The pulse voltage is characterized by an impedance (LI) inserted during a reflux interval in a current path between the deflection-feedback resonant circuit 25 (25) and the second resonant circuit (30) and a source (24) of modulation current connected to the impedance ( LI), for generating modulation of the scan stream when the modulation stream varies.

Power supply and deflection circuit according to claim 30, characterized in that the impedance comprises a modulation inductance (LI) having a relatively high value at high frequencies, such as the deflection reflux frequency.

Power supply and deflection circuit according to claim 1 or 2, wherein the deflection circuit is a horizontal deflection circuit, characterized by a source of vertical clock signals (43) connected to the source (Q2) of modulation current thereby varying the modulation current. a vertical beat to provide an east-west cushion-corrected scan flow waveform.

Power supply and deflection circuit according to claim 5 or 2, characterized in that the impedance (T2) comprises a first winding (wa) connected to the source (Q2) for modulation current and a second winding (w ^) which is magnetic. coupled to the first winding and during the deflection reversal interval is interposed between the deflection-backward resonant circuit (25) and the second resonant circuit (30).

Power supply and modulation deflection circuit according to claim 4, characterized in that the source of modulation current comprises a source of voltage (w3) connected to the first winding (wa) in the impedance (T2) and to a first controllable switch (Q2). which controllable modulates its switching in dependence on a control signal (46).

Power supply and deflection circuit according to claim 20, characterized in that a rectifier (D4) is too connected to the second winding (wj-) in the impedance (T2) such that the rectifier (D4) is in a conductive state when controllable switch (Q2) is in nonconductive mode.

Power supply and deflection circuit according to claim 25 2, characterized in that the switching means (Qi) controlled by the deflection rate, the deflection reflux resonant circuit (225) and the second resonant circuit (30) are connected to a common circuit point (22).

Power supply and deflection circuit according to claim 30, wherein the main current path in the deflection-controlled switching means is two rectifiers (D1, D2) connected in series, characterized in that the impedance (T2) is connected to a circuit point common to the two rectifiers. DK 163090B

Power supply and deflection circuit according to claims 1, 2, 7 or 8, characterized in that the supply inductance (T) comprises an impulse transformer having a first winding (w1 ') connected to the second capacitance (Ccrt) for producing the pulse voltage across the first winding and with a high voltage winding (w5 ') for upstarting the pulse voltage, the load circuit including an anode terminal (U) and a high voltage circuit (31) connected to the anode terminal (U) and with the high voltage winding (w5>) to produce a high voltage on the anode terminal (U).