SE453241B

SE453241B - VARIABLE HORIZONTAL DEVICE CIRCUIT, WHICH CIRCLE CAN ASTADKOMMA EAST-WEST CUSHION CORRECTION

Info

Publication number: SE453241B
Application number: SE8302127A
Authority: SE
Inventors: P E Haferl
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1982-04-23
Filing date: 1983-04-15
Publication date: 1988-01-18
Also published as: ES8404107A1; FR2525842B1; ES521481A0; GB8310405D0; DK163090B; FI77132C; DE3314470C2; IT1170130B; DK163090C; FR2525842A1; FI831287L; AU559242B2; SE8302127D0; DK179883D0; DK179883A; AU1356683A; DE3314470A1; GB2119209A; FI831287A0; ATA148083A

Description

453 241 2 I en utföringsform av uppfinningen utförs bortkopp- lingen av de båda resonanskretsarna medelst en induktiv im- pedans med förhållandevis stort värde inkopplad mellan de båda resonanskretsarna inom svepåtergångsintervallet. Under svepintervallet shuntar den reglerbara omkopplaren ström från impedansen bort från avböjningslindningen och matningsinduk- tansen. In an embodiment of the invention, the disconnection of the two resonant circuits is performed by means of an inductive impedance with a relatively large value connected between the two resonant circuits within the sweep regression interval. During the sweep interval, the adjustable switch shunts current from the impedance away from the deflection winding and the supply inductance.

Enligt en annan aspekt av uppfinningen åstadkommas också ost-västkuddistorsionskorrigering genom att man kopplar impedansen till en källa för modulationsström som varieras i delbildtakten. Under svepåtergångsintervallet tillförs energi till svepåtergångsresonanskretsen på ett sätt som regleras av mängden moduleringsström som tillhandahålls av modulerings- källan. Genom att man varierar moduleringsströmmen i delbild- takten på paraboliskt sätt kommer energin som matas till svep- återgångsresonanskretsen också att varieras i delbildtakten.According to another aspect of the invention, cheese-west pillow distortion correction is also accomplished by coupling the impedance to a source of modulation current which is varied at the frame rate. During the sweep regression interval, energy is supplied to the sweep regression resonant circuit in a manner controlled by the amount of modulation current provided by the modulation source. By varying the modulation current in the frame rate in a parabolic manner, the energy supplied to the sweep return resonant circuit will also be varied in the frame rate.

Toppströmmen som flyter i avböjningslindningen vid början av ett svep varierar också i delbildtakten, på paraboliskt sätt, varvid man uppnår ost-västkuddistorSiOnSK0PPiEePin8- Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj i det följan- de under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka fig l visar en avböjningskrets med amplitudreglering av avsöknings- strömmen i enlighet med uppfinningen, fig 2-4 visar vågor som hör samman med driften hos kretsen enligt fig l, fig 5 visar en annan utföringsform av en avböjningskrets med amplitudregle- ring av avsökningsströmmen i enlighet med uppfinningen, fig 6-8 visar vågor som hör samman med driften hos kretsen enligt fig 5, fig 9 visar en avböjningskrets med ost-västkuddkorrige- ring i enlighet med uppfinningen och fig lO visar vågor som hör samman med driften hos kretsen enligt fig 9.The peak current flowing in the deflection winding at the beginning of a sweep also varies in the frame rate, in a parabolic manner, achieving cheese-west cushion resistors. The invention will be described in detail in the following with reference to the accompanying drawings, in which Fig. 1 shows a with amplitude control of the scanning current in accordance with the invention, Figs. 2-4 show waves associated with the operation of the circuit according to Fig. 1, Fig. 5 shows another embodiment of a deflection circuit with amplitude control of the scanning current in accordance with the invention, Fig. 6 Fig. 8 shows waves associated with the operation of the circuit of Fig. 5, Fig. 9 shows a deflection circuit with cheese-west cushion correction in accordance with the invention and Fig. 10 shows waves associated with the operation of the circuit of Fig. 9.

I fig l är en källa för reglerad B+-likspänning, som är bildad mellan en klämma 21 och Jord, kopplad genom ett mot- stånd Bl och filtrerad av en kondensator Cl till en första kläm- ma hos en lindning Wl hos en horisontalutgångstransformator T.In Fig. 1, a source of regulated B + DC voltage formed between a terminal 21 and Earth is connected through a resistor B1 and filtered by a capacitor C1 to a first terminal of a winding W1 of a horizontal output transformer T.

Lindningens wl andra klämma är kopplad till en förbindnings- punktklämma 22.The second terminal of the winding wl is connected to a connection point terminal 22.

En horisontalutgångstransistor Ql har sin kollektor- 453 241 3 emitterbana inkopplad mellan klämman 22 och jord. Parallellt med transistorn Ql finns en seriekoppling omfattande två lik- riktare, nämligen dioderna Dl och D2. Mellan anod- och katod- elektroderna hos dioden Dl är ett arrangemang omfattande en horisontalavböjningslindning LH och en S-formande kondensator eller svepkondensator Cs inkopplad. En avböjningssvepåtergàngs- kondensator CRD är inkopplad över seriearrangemanget av hori- sontalavböjningslindningen LH och svepkondensatorn CS. En an- dra svepàtergàngskondensator CRT har till uppgift att bilda en resonanskrets BO med transformatorns T lindning Wl. Konden- satorn CRT är inkopplad mellan klämman 22 och jord. Mellan bottenplattan hos svepkondensatorn CS och jord finns en serie- koppling som är bildad av en drossel Ll med förhållandevis stor impedans och en reglerbar källa 24 för likspänning Vm.A horizontal output transistor Q1 has its collector-emitter path connected between the terminal 22 and ground. In parallel with the transistor Q1 there is a series connection comprising two rectifiers, namely the diodes D1 and D2. An arrangement comprising a horizontal deflection winding LH and an S-forming capacitor or sweep capacitor Cs is connected between the anode and cathode electrodes of the diode D1. A deflection sweep return capacitor CRD is connected across the series arrangement of the horizontal deflection winding LH and the sweep capacitor CS. A second sweep return capacitor CRT has the task of forming a resonant circuit BO with the winding W1 of the transformer T. The capacitor CRT is connected between terminal 22 and earth. Between the bottom plate of the sweep capacitor CS and earth there is a series connection which is formed by a choke L1 with a relatively large impedance and an adjustable source 24 for direct voltage Vm.

Arbetssättet hos energikällan och horisontalavböjnings- kretsen enligt fig l nä: den reglerbara spänningskällan 24 an- tar en viss positiv likspänning Vm i förhållande till jord, var- vid nämnda likspännings storlek är mindre än storleken hos E+- spänningen, kommer nu att betraktas. Vàgorna i fig ja-je gäller då.The mode of operation of the energy source and the horizontal deflection circuit according to Fig. 1 nä: the controllable voltage source 24 assumes a certain positive DC voltage Vm in relation to earth, whereby the magnitude of said DC voltage is smaller than the magnitude of the E + voltage, will now be considered. The waves in fig ja-je then apply.

Under begynnelsedelen av horisontalsvepintervallet är dioden Dl strömledande så att svepspänningen som bildas över svepkondensatorn CS kan påläggas över horisontalavböjnings- lindningen LH. Såsom är visat i fig je gäller att då svepspän- ningen är pàlagd över horisontalavböjningslindningen LH bildar horisontalavsökningsströmmen iy en negativ men positivt riktad sàgtandvàg.During the initial part of the horizontal sweep interval, the diode D1 is conductive so that the sweep voltage formed across the sweep capacitor CS can be applied across the horizontal deflection winding LH. As shown in Fig. 2, when the sweep voltage is applied across the horizontal deflection winding LH, the horizontal scanning current iy forms a negative but positively directed sawtooth wave.

Under svepets inledande delar är dioden D2 också ström- ledande, varigenom spänningen vid klämman 22 bringas till väsent- ligen jordreferensspänning. Den reglerade B+-spänningen blir så- ledes pàlagd över horisontalutgàngstransformatorns lindning Wl, varvid man erhåller den positivt riktade sågtandströmmen iT som är visad i fig jb. Då dioden D2 är strömledande páläggs den av den reglerbara spänningskällan 24 bildade spänningen över drosselspolen Ll under bildande av den grunda sagtandströmmen i som är visad i fig De.During the initial parts of the sweep, the diode D2 is also current-conducting, whereby the voltage at the terminal 22 is brought to a substantially earth reference voltage. The regulated B + voltage is thus applied across the winding W1 of the horizontal output transformer, whereby the positively directed sawtooth current iT shown in Fig. Jb is obtained. When the diode D2 is current-conducting, the voltage formed by the controllable voltage source 24 is applied across the choke coil L1 to form the shallow sawtooth current i shown in FIG.

För att göra det möjligt för de positiva strömmarna iy att flyta ger horisontaloscillator- och drivkretsen 23 Ll och iT 453 241 4 en förspänning i framriktningen åt horisontalutgångstransi- storn Ql vid ett visst ögonblick före mitten på horisontal- svepintervallet. Under de senare delarna av horisontalsvep- intervallet flyter positiv horisontalavsökningsström iy från horisontalavböjningslindningens LH högra klämma genom horison- talutgàngstransistorn Ql och genom dioden D2 till bottenkläm- man hos svepkondensatorn Cs; Dioden Dl_fàr förspänning i back- riktningen när horisontalutgángstransistorn Ql leder kollek- torström i framriktningen. Den positiva strömmen iT i lind- ningen Wl eller horisontalutgàngstransformatorn T strömmar till jord genom horisontalutgàngstransistorn Ql.To enable the positive currents iy to flow, the horizontal oscillator and drive circuits 23 L1 and iT 453 241 4 provide a bias voltage in the forward direction of the horizontal output transistor Q1 at a certain moment before the center of the horizontal sweep interval. During the latter parts of the horizontal sweep interval, positive horizontal scanning current iy flows from the right terminal of the horizontal deflection winding LH through the horizontal output transistor Q1 and through the diode D2 to the bottom terminal of the sweep capacitor Cs; The diode D1_ is biased in the reverse direction when the horizontal output transistor Q1 conducts collector current in the forward direction. The positive current iT in the winding W1 or the horizontal output transformer T flows to earth through the horizontal output transistor Q1.

För att horisontalsvepåtergàngsintervallet skall ini- tieras tillför horisontaloscillator- och drivkretsen 23 en signal för förspänning i backriktningen till basen hos horison- talutgångstransistorn Ql för att kollektorns strömledning i framriktningen skall brytas snart därefter. Dà horisontalut- gàngstransistorn Ql är spärrad bildar horisontalavböjnings- lindningen LH en svepàtergångsresonanskrets 25 med avböjnings- svepàtergàngskondensatorn CRD så att man erhåller en svepàter- gangspulsspänning VRD.In order to initiate the horizontal sweep return interval, the horizontal oscillator and drive circuit 23 supplies a reverse bias signal to the base of the horizontal output transistor Q1 so that the collector current line in the forward direction is broken soon thereafter. When the horizontal output transistor Q1 is blocked, the horizontal deflection winding LH forms a sweep return resonant circuit 25 with the deflection sweep return capacitor CRD so as to obtain a sweep return pulse voltage VRD.

I-šär horisontalutgangstransistorn Ql har spärrats bildar på likartat sätt horisontalutgàngstransformatorns T lindning Wl den andra resonanskretsen 30 med den andra svepåtergángs- kondensatorn CRT. Värdet hos svepàtergángskondensatorn CRT i förhållande till det effektiva induktansvärdet hos lindningen Wl är sådant, att resonansfrekvensen hos resonanskretsen 30 ligger nära eller vid avböjningssvepàtergàngsresonanskretsen.Similarly, when the horizontal output transistor Q1 is turned off, the winding W1 of the horizontal output transformer T1 forms the second resonant circuit 30 with the second sweep return capacitor CRT. The value of the sweep return capacitor CRT relative to the effective inductance value of the winding W1 is such that the resonant frequency of the resonant circuit 30 is close to or at the deflection sweep back resonant circuit.

Den över transformatorsvepàtergàngskondensatorn CRT bildade pulsspänningen är spänningen Vl som är visad i fig ja.The pulse voltage formed across the transformer sweep capacitor CRT is the voltage V1 shown in Fig. 1a.

En likartad pulsväxelspänning bildas över horisontalutgàngs- transformatorns lindning wl. Denna pulsspänning transformator- kopplas till de övriga lindningarna hos transformatorn, vilka i fig l är kollektivt àskàdliggjorda såsom en enda lindning w2. Efter lämplig likriktning och filtrering aktiverar de transformerade pulsspänningarna skilda televisionsmottagarbe- lastningskretsar, vilka inte är visade i fig l. Amplituden hos pulsspänningen Vl och hos pulsspänningen som bildas över lind- 453 241 5 ningen Wl står i ett bestämt samband med storleken hos E+- spänningen. Genom att man reglerar B+-spänningen kommer så- ledes dessa pulsspänningar också att regleras.A similar pulse alternating voltage is formed across the winding wl of the horizontal output transformer. This pulse voltage transformer is connected to the other windings of the transformer, which in Fig. 1 are collectively damaged as a single winding w2. After proper rectification and filtering, the transformed pulse voltages activate different television receiver load circuits, which are not shown in Fig. 1. The amplitude of the pulse voltage V1 and of the pulse voltage formed across the winding W1 is in a definite relationship with the magnitude of the E + voltage. . By regulating the B + voltage, these pulse voltages will thus also be regulated.

Amplituden hos horisontalavsökningsströmmen iv och således amplituden hos svepåtergångspulsspänningen VRD är en funktion av genomßnittsvärdct hos den över svcpkondensatorns Cs bildade svepspänningen. Eftersom ingen spänning med en lik- spänningskomposant kan bildas över en induktans antar genom- snittsvärdet hos svepspänningen ett värde som är lika med skillnaden mellan B+-likspänningen och likspänningen Vm. Ge- nom att man varierar storleken hos den reglerbara spänningen Vm som blir bildad av källan 24 kan man samtidigt variera ge- nomsnittssvepspänningen och således toppavsökningsströmmen.The amplitude of the horizontal scanning current iv and thus the amplitude of the sweep return pulse voltage VRD is a function of the average value of the sweep voltage formed across the sweep capacitor Cs. Since no voltage with a DC component can be formed across an inductance, the average value of the sweep voltage assumes a value equal to the difference between the B + DC voltage and the DC voltage Vm. By varying the magnitude of the controllable voltage Vm which is formed by the source 24, one can simultaneously vary the average sweep voltage and thus the peak scanning current.

När exempelvis moduleringsspänningen Vm är lika med B+-spänningen blir strömmen iLl i drosseln Ll väsentligen noll, såsom är visat i fig 20. Såsom följd av detta flyter ingen ström från horisontalutgångstransformatorns T lindning wl in i avböjningssvepåtergångsresonanskretsen 25. Ingen energi från B+-spänningskällan kan överföras för att upprätthålla ström i avböjningslindningen LH. Avböjningsströmmen iy blir därför noll, såsom är åskådliggjort i fig 2e.For example, when the modulation voltage Vm is equal to the B + voltage, the current iL1 in the choke L1 becomes substantially zero, as shown in Fig. 20. As a result, no current flows from the winding w1 of the horizontal output transformer T into the deflection sweep return resonant circuit 25. No energy from the B + source transmitted to maintain current in the deflection winding LH. The deflection current iy therefore becomes zero, as illustrated in Fig. 2e.

Vågorna i fig ja-je åskådliggör fallet då modulerings- spänningen Vm är inreglerad så, att dess storlek är mindre än storleken hos B+-spänningen. Moduleringsströmmen iLl är åskåd- liggjord i fig je. Under svepåtergången flyter strömmen iLl in i spolen Ll via avböjningssvepåtergångskondensatorn CRD. Den resulterande ytterligare laddningen hos kondensatorn CRD över- förs, under svepåtergången, in i horisontalavböjningslindningen LH för att ersättaresistiva förluster som uppträder under var- je avböjningscykel. Eftersom moduleringsspänningen Vm har mindre storlek i förhållande till sin storlek i fallet med vågorna enligt fig 2a-2e är genomsnittssvepspänningen, som är lika med skillnaden mellan B+-spänningen och moduleringsspän- ningen Vm, av större storlek. Amplituden hos avböjningsström- men iy ökas från noll enligt fig 2e till ett visst värde som inte är noll enligt fig Be. Avböjningssvepåtergångspulsspän- ningen V , som är lika med spänningen Vl minus V2, ökas också till en amplitud som inte är noll.The waves in Figs. 1a-je illustrate the case when the modulation voltage Vm is regulated so that its magnitude is smaller than the magnitude of the B + voltage. The modulation current iL1 is illustrated in FIG. During the sweep return, the current iL1 flows into the coil L1 via the deflection sweep return capacitor CRD. The resulting additional charge of the capacitor CRD is transferred, during the sweep return, into the horizontal deflection winding LH to compensate for resistive losses that occur during each deflection cycle. Since the modulation voltage Vm is smaller in size relative to its magnitude in the case of the waves according to Figs. 2a-2e, the average sweep voltage, which is equal to the difference between the B + voltage and the modulation voltage Vm, is larger. The amplitude of the deflection current iy is increased from zero according to Fig. 2e to a certain value which is not zero according to Fig. Be. The deflection sweep return pulse voltage V, which is equal to the voltage V1 minus V2, is also increased to an amplitude which is not zero.

*W gu ..: _. _ ~ -_ -----__v__~. _ i 453 241 e En ytterligare minskning i moduleringsspänningen Vm till noll, varvid moduleringsspänningskällan 24 funktions- mässigt blir ekvivalent med en kortslutning, medför att man erhåller vågorna enligt fig ha-Me. I detta läge har avböj- ningsströmmen iy nått sin maximiamplitud. Eftersom amplituden hos avböjningsströmmen iy är större 1 fig 4e än i fig je kom- mer de resistiva förlusterna som erhålls i avböjningslind- ningen LH också att bli större. Genomsnittsvärdet hos module- ringsströmmen iLl kommer således också att ökas såsom är vi- sat i fig 4c. Eftersom strömmen iLl under svepåtergången här- rör från strömmen 1T sos flyter i horisontalutgångstransfor- matorns lindning Wl kommer det positiva toppvärdet hos trans- formatorlindningsströmmen 1T att öka då genomsnittsvärdet hos strömmen iLl ökar. _ Spolen Ll är inkopplad i samma krets som avböjningssvep- återgångsresonanskretsen 25 och transformatorsvepåtergångsre- sonanskretsen 30 under väsentligen hela avböjningssvepåter- gångsintervallet. Såsom följd av detta kommer den till avböj- ningssvepåtergångsresonanskretsen 25 kopplade kretsimpedansen inte att ändras, varjämte ingen större avböjningssvepåtergångs- tidmodulering uppträder. Det bör också observeras att den vid svepåtergångstransformatorlindningens Wl klämma 22 bildade spänningen Vl förblir oförändrad då moduleringsspänningen Vm ändras. Ultorspänningen och andra likspänningar, vilka bildas genom likriktning och filtrering av spänningarna som erhålls över sekundärlindningarna hos horisontalutgångstransformatorn T, såsom lindningen W2, kommer således inte att påverkas av mo- dulering av horisontalavsökningsströmmen iy.* W gu ..: _. _ ~ -_ -----__ v__ ~. A further reduction in the modulation voltage Vm to zero, whereby the modulation voltage source 24 becomes functionally equivalent to a short circuit, results in the waves according to Figs. ha-Me being obtained. In this mode, the deflection current iy has reached its maximum amplitude. Since the amplitude of the deflection current iy is larger in Fig. 4e than in Fig. 1, the resistive losses obtained in the deflection winding LH will also be larger. Thus, the average value of the modulation current III will also increase as shown in Fig. 4c. Since the current iL1 during the sweep return originates from the current 1T sos flows in the winding W1 of the horizontal output transformer, the positive peak value of the transformer winding current 1T will increase as the average value of the current i11 increases. The coil L1 is connected in the same circuit as the deflection sweep return resonant circuit 25 and the transformer sweep feedback resonant circuit 30 during substantially the entire deflection sweep feedback range. As a result, the circuit impedance coupled to the deflection sweep regression resonance circuit 25 will not change, and no major deflection sweep regression time modulation will occur. It should also be noted that the voltage V1 formed at the terminal 22 of the sweep return transformer winding W1 remains unchanged when the modulation voltage Vm changes. The ultor voltage and other DC voltages, which are formed by rectifying and filtering the voltages obtained across the secondary windings of the horizontal output transformer T, such as the winding W2, will thus not be affected by modulation of the horizontal scan current iy.

Genom att man använder sig av två svepåtergångskondensa- torer, nämligen en första svepåtergångskondensator CRD för av- böjningssvepåtergångsresonanskretsen 25 och en andra svepåter- gångskondensator CRT för transformatorresonanskretsen 50, kan man självständigt reglera energiflödet in 1 avböjningssvep- återgångsresonanskretsen 25 under svepåtergången utan att man påverkar amplituden hos den av transformatorsvepåtergångsreso- nanskretsen 50 bildade pulsspänningen Vl. Med drosseln Ll, som har förhållandevis stor impedans, inkopplad 1 banan för ström som flyter från horisontalutgångstransformatorns T lindning wl 453 241 7 till avböjningssvepàtergångsresonanskretsen 25, blir de båda resonanskretsarna 25 och 30 väsentligen bortkopplade vid av- böjningssvepåtergångsfrekvensen eller högre frekvenser. En eventuell modulering av pulsspänningen Vl till följd av be- lastningsvariationer hos de därav aktiverade belastningskret- sarna kommer således inte att resultera i en icke önskvärd modulering av avböjningssvepàtergångspulsspänningen VRD.By using two sweep return capacitors, namely a first sweep return capacitor CRD for the deflection sweep return resonant circuit 25 and a second sweep return capacitor CRT for the transformer resonant circuit 50, one can independently regulate the energy flow into the deflection without a response. of the pulse voltage V1 formed by the transformer resonant resonant circuit 50. With the choke L1, which has a relatively large impedance, connected to the path of current flowing from the winding w1 453 241 7 of the horizontal output transformer T to the deflection sweep return resonant circuit 25, the two resonant circuits 25 and 30 are substantially disconnected at higher deflection frequency sequences. A possible modulation of the pulse voltage V1 as a result of load variations of the load circuits activated therefrom will thus not result in an undesired modulation of the deflection sweep return pulse voltage VRD.

Under svepàtergangen kan man försumma verkan hos konden- satorn CS därför att dess kapacitans är mycket större än kapa- citansen hos kondensatorn CR. Resonanskretsen 25 omfattar sa- ledes parallellkopplingen av avböjningslindningen LH och av- böjningssvepåtergàngskondensatorn CR. En dylik krets har en stor impedans vid sin resonansfrekvens och en liten impedans vid andra frekvenser. Eftersom kretsen 25 är driven av en stor impedans, nämligen spolen Ll, tjänstgör kretsen 25 såsom ett filter. Impedansen hos kretsen 25 är endast hög vid avböjnings- svepåtergàngsfrekvensen (M4 kHz). Alla av horisontalutgàngs- transformatorn T alstrade spänningar med frekvenser som är väsentligen andra än avböjningssvepàtergàngsfrekvensen kommer således att uppträda över spolen Ll därför att impedansen hos spolen Ll är mycket större än impedansen hos svepátergángsre- sonanskretsen 25 vid dessa andra frekvenser.During the sweep regression, the effect of the capacitor CS can be neglected because its capacitance is much greater than the capacitance of the capacitor CR. The resonant circuit 25 thus comprises the parallel connection of the deflection winding LH and the deflection sweep return capacitor CR. Such a circuit has a large impedance at its resonant frequency and a small impedance at other frequencies. Since the circuit 25 is driven by a large impedance, namely the coil L1, the circuit 25 serves as a filter. The impedance of the circuit 25 is only high at the deflection sweep frequency (M4 kHz). Thus, all voltages generated by the horizontal output transformer T at frequencies substantially different from the deflection sweep return frequency will occur across the coil L1 because the impedance of the coil L1 is much larger than the impedance of the sweep feedback resonant circuit 25 at these other frequencies.

Genom att man inkopplar drosseln Ll mellan jord och bottenplattan hos avböjningssvepåtergàngskondensatorn CRD vid klämman 27 möjliggör man för avböjningssvepåtergàngsresonans- kretsen 25 att flyta eller sväva över jordpotential under svep- àtergàngsintervallet. Under svepàtergången kommer sàledes spän- ningen vid den övre plattan hos svepàtergángskondensatorn CRD, vid klämman 22, att bli lika med summan av avböjningssvepáter- gångspulsspänningen VRD och den mellan klämman 27 och jord bil- dade spänningen V2. Detta svävande arrangemang resulterar i den ovannämnda bortkopplingen av de båda resonanskretsarna 25 och 50 under svepàtergàngen vid frekvenser som är lika med och som är högre än avböjningssvepàtergàngsfrekvensen.By connecting the choke L1 between ground and the bottom plate of the deflection sweep return capacitor CRD at terminal 27, it allows the deflection sweep resonant circuit 25 to float or float above ground potential during the sweep return interval. Thus, during the sweep return, the voltage at the upper plate of the sweep return capacitor CRD, at terminal 22, will be equal to the sum of the deflection sweep return pulse voltage VRD and the voltage V2 formed between terminal 27 and ground. This floating arrangement results in the above-mentioned disconnection of the two resonant circuits 25 and 50 during the sweep regression at frequencies equal to and higher than the deflection sweep regression frequency.

Fig 5 visar en annan utföringsform enligt uppfinningen där svepkondensatorn Cs är jordad, vilket också gäller för av- böjningssvepátergàngsresonanskretsen 25. De element i kretsarna enligt fig l och 5 som är identifierade med samma hänvisnings- 453 241 8 beteckningar arbetar pà likartat sätt eller representerar lik- artade storheter. I den i fig 5 visade energitillförsel- och moduleringsavböjningskretsen är spolen Ll kopplad till förbindningspunkten mellan dioderna Dl och D2 vid klämman 27.Fig. 5 shows another embodiment according to the invention where the sweep capacitor Cs is grounded, which also applies to the deflection sweep feedback resonant circuit 25. The elements in the circuits according to Figs. 1 and 5 which are identified by the same reference numerals operate in a similar manner or represent the same. - species. In the power supply and modulation deflection circuit shown in Fig. 5, the coil L1 is connected to the connection point between the diodes D1 and D2 at the terminal 27.

Transformatorsvepàtergàngskondensatorn CRT är nu, i stället för att vara inkopplad mellan klämman 22 och jord, 1 fig 5 inkopplad mellan klämman 22 och den pà vänstra sidan av spo- len Ll belägna klämman 27. I en koppling av detta slag hålls transformatorresonanskretsen 50, som är bildad av lindningen Wl och transformatorsvepàtergàngskondensatorn CRT, svävande över jordpotential under resonanssvepåtergångsintervallet.The transformer sweep return capacitor CRT is now, instead of being connected between the terminal 22 and ground, in Fig. 5 connected between the terminal 22 and the terminal 27 located on the left side of the coil L1. In a connection of this kind, the transformer resonant circuit 50, which is formed by the winding W1 and the transformer sweep return capacitor CRT, hovering above ground potential during the resonant sweep regression interval.

Arrangemanget enligt fig 5 har fördelen att en jordad svepkondensator CS utnyttjas. Ett dylikt arrangemang krävs av vissa linearitetskorrigeringskretsar, såsom är beskrivet i den amerikanska patentskriften H 516 058, som svarar mot den publicerade brittiska ansökningen 2098424A. Kretsarna enligt fig l och 5 har sàsom gemensamt särdrag att spolen Ll tjänst- gör såsom en stor impedans för högfrekvensströmmar som flyter mellan de båda resonanskretsarna 25 och 30.The arrangement according to Fig. 5 has the advantage that a grounded sweep capacitor CS is used. Such an arrangement is required by certain linearity correction circuits, as described in U.S. Patent No. 516,058, which corresponds to the published British application 2098424A. The circuits according to Figs. 1 and 5 have as a common feature that the coil L1 serves as a large impedance for high-frequency currents flowing between the two resonant circuits 25 and 30.

Amplitudmodulering av horisontalavsökningsströmmen i erhålls i fig 5 på likartat sätt som i fig l. Fig 6a-6e åskåd- liggör fallet då moduleringsspänningen Vm enligt fig 5 är noll.Amplitude modulation of the horizontal scanning current i is obtained in Fig. 5 in a similar manner as in Fig. 1. Figs. 6a-6e illustrate the case when the modulation voltage Vm according to Fig. 5 is zero.

Såsom följd av detta blir strömmen iLl i fig 6c också noll, vilket också gäller för spänningen V2 mellan klämman 27 och jord. Med strömmen noll i spolen Ll kommer strömkretsbanan till jord genom spolen Ll och källan 24 i själva verket att bli en öppen, dvs bruten, krets. Avböjningssvepåtergångspuls- spänningen VRD har en amplitud som är bestämd enbart av den reglerade B+-spänningen. Pà likartat sätt har avböjningsström- men i en amplitud som är bestämd enbart av B+-spänningen.As a result, the current iL1 in Fig. 6c also becomes zero, which also applies to the voltage V2 between the terminal 27 and ground. With the current zero in the coil L1, the circuit path to ground through the coil L1 and the source 24 will in fact become an open, i.e. broken, circuit. The deflection sweep return pulse voltage VRD has an amplitude determined only by the regulated B + voltage. Similarly, the deflection current has an amplitude determined solely by the B + voltage.

Fig 7a-7e visar fallet då moduleringsspänningen Vm ökas till en storlek över noll. Strömmen iLl flyter under ho- risontalsvepet genom dioden Dl samt genom horisontalutgàngs- transistorn Ql när denna leder kollektorström i framriktningen.Figs. 7a-7e show the case when the modulation voltage Vm is increased to a magnitude above zero. The current iL1 flows during the horizontal sweep through the diode D1 and through the horizontal output transistor Q1 when it conducts collector current in the forward direction.

Under horisontalsvepàtergangen är spolen Ll seriekopplad med transformatorsvepåtergàngsresonanskretsen 30. Pulsspänningen vä matas till aioaens D; kacoa via en fiicerkondensator ci med =~i..zxf ...i 453 241 9 stort kapacitansvärde sä att strömledning i dioden kommer att bli spärrad under svepàtergången. Avböjningssvepàter- gàngsspänningen VRD utgör summan av spänningen V2 och den över transformatorsvepàtergàngskondensatorn CRT bildade svep- ätergàngsspänningen Vl'. Genomsnittsvärdet hos spänningen V2 är lika med storleken hos moduleringsspänningen Vm. Genom- snittsvärdet hos svepàtergángspulsspänningen VRD och amplitu- den hos avsökningsströmmen iy ökar med ökande moduleringsspän- ning Vm. Eftersom B+-spänningen är reglerad kommer spänningen Vliatt förbli oförändrad i sitt genomsnittsvärde och även i sin amplitud.During the horizontal sweep response, the coil L1 is connected in series with the transformer sweep feedback resonant circuit 30. The pulse voltage is supplied to the diode D; kacoa via a fiicer capacitor ci with = ~ i..zxf ... i 453 241 9 large capacitance value so that the power line in the diode will be blocked during the sweep return. The deflection sweep return voltage VRD is the sum of the voltage V2 and the sweep return voltage V1 'formed across the transformer sweep back capacitor CRT. The average value of the voltage V2 is equal to the magnitude of the modulation voltage Vm. The average value of the sweep return pulse voltage VRD and the amplitude of the scan current iy increase with increasing modulation voltage Vm. Since the B + voltage is regulated, the voltage Vliatt will remain unchanged in its average value and also in its amplitude.

En ytterligare ökning av strömmen iLl till följd av en ytterligare ökning i moduleringsspänningen Vm ger upphov till vågorna enligt fig 8a-Se. Amplituden hos pulsspänningen V2 ökar, vilket följaktligen också gäller för amplituderna hos avböjningssvepàtergàngspulsspänningen VRD och avböjningsström- men i , såsom är visat i fig Sa och Se. Det bör observeras att strömmen iT i horisontalutgàngstransformatorns T lindning Wl förblir oförändrad då moduleringsspänningen Vm ändras, detta emedan strömmen iLl under svepàtergàngen flyter till avböj- ningssvepàtergàngsresonanskretsen 25 genom svepåtergàngskon- densatorn CRT i stället för genom lindningen Wl.A further increase of the current i11 due to a further increase in the modulation voltage Vm gives rise to the waves according to Fig. 8a-Se. The amplitude of the pulse voltage V2 increases, which consequently also applies to the amplitudes of the deflection sweep pulse voltage VRD and the deflection current i, as shown in Figs. 5a and Se. It should be noted that the current iT in the winding W1 of the horizontal output transformer T remains unchanged when the modulation voltage Vm changes, this because the current iL1 during the sweep return flows to the deflection sweep return resonant circuit CR through the sweep return current through the sweep return circuit.

Då man jämför likheter och skillnader i arbetssättet hos kretsarna enligt fig l och 5 bör det nämnas att avsökningsström- men iy i kretsen enligt fig l kan varieras från approximativt noll till ett av B+-spänningen bestämt värde, under det att av- sökningsströmmen iy i kretsen enligt fig 5 kan varieras från det av B+-spänningen fastställda värdet till ett värde som är fastställt av den maximala storleken som moduleringsspänningen Vm får anta. En begränsande faktor med avseende pà den maxi- mala storleken hos spänningen Vm utgörs av den maximala spän- ningspàkänningen som får påläggas mellan kollektor- och emitter- elektroderna hos horisontalutgångstransistorn Ql. Pulsspän- ningen som pàläggs kollektorn hos horisontalutgàngstransistorn Ql är konstant i kretsen enligt fig 1 men varierar i kretsen enligt fig 5. Strömmen iT varierar i kretsen enligt fig 1 men förblir konstant i kretsen enligt fig 5. I kretsarna i både fig l och 5 gäller att om moduleringsspänningen Vm varieras 1 453 241 *ä 10 amplitud i en delbildstakt på paraboliskt sätt kommer ampli- tuden hos horisontalavsökningsströmmen i att moduleras på likartat sätt så att man erhåller ost-västkuddkorrigering.When comparing similarities and differences in the operation of the circuits according to Figs. 1 and 5, it should be mentioned that the scanning current iy in the circuit according to Fig. 1 can be varied from approximately zero to a value determined by the B + voltage, while the scanning current iy in the circuit according to Fig. 5 can be varied from the value determined by the B + voltage to a value which is determined by the maximum magnitude that the modulation voltage Vm may assume. A limiting factor with respect to the maximum magnitude of the voltage Vm is the maximum voltage voltage that may be applied between the collector and emitter electrodes of the horizontal output transistor Q1. The pulse voltage applied to the collector of the horizontal output transistor Q1 is constant in the circuit of Fig. 1 but varies in the circuit of Fig. 5. The current iT varies in the circuit of Fig. 1 but remains constant in the circuit of Fig. 5. In the circuits of both Figs. that if the modulation voltage Vm is varied 1 453 241 * ä 10 amplitude in a frame rate in a parabolic manner, the amplitude of the horizontal scanning current will be modulated in a similar manner so as to obtain cheese-west pillow correction.

Fig 9 visar en energitillförselkrets och moduleringsav- böjningskrets som utgör en utföringsform av uppfinningen, var- vid primärlindningen hos horisontalutgàngstransformatorn är kopplad till en energikälla som arbetar i arbetssättet med om- koppling medan horisontalavböjningskretsen är kopplad till en sekundärlindning hos transformatorn. Element i fig l, 5 och 9 som är identifierade med samma hänvisningsbeteckningar arbetar på likartat sätt eller representerar likartade storheter.Fig. 9 shows an energy supply circuit and modulation deflection circuit constituting an embodiment of the invention, the primary winding of the horizontal output transformer being connected to an energy source operating in the switching mode of operation while the horizontal deflection circuit of a secondary winding being connected to a secondary winding. Elements in Figures 1, 5 and 9 which are identified by the same reference numerals operate in a similar manner or represent similar quantities.

I fig 9 är en lindning W2' hos en horisontalutgångs- transformator T inkopplad till en energikälla 50 som arbetar i arbetssättet med omkoppling, varvid nämnda energikälla exempelvis kan utgöras av enkelomvandlingssystemenergikällan (SICOS-energikälla) som är beskriven i den amerikanska patent- skriften H HBH 113, vilken svarar mot den publicerade brittiska ansökningen 2094085A.In Fig. 9, a winding W2 'of a horizontal output transformer T is connected to an energy source 50 operating in the mode of switching, said energy source being, for example, the single conversion system energy source (SICOS energy source) described in U.S. Pat. 113, which corresponds to the published British application 2094085A.

Liksom arrangemanget enligt fig 5 inkluderar arrangeman- get enligt fig 9 en jordad, S-formande kondensator Cs som möj- liggör att man kan använda sig av en linearitetskrets, som inte är visad i fig 9. I fig 9 möjliggör en moduleringskrets 26 ost-västkuddistorsionskorrigering samtidigt som amplituden nos pulsspänningen VT över lindningen Wl' är reglerad av ener- gitillförseln med arbetssättet omkoppling. Avböjningsresonans- kretsen 25 och transformatorresonanskretsen BO är båda avstämda till avböJningssvepàtergàngsfrekvensen. När en energikälla med arbetssättet omkoppling av SICOS-typ används kommer den effek- tiva induktansen som iindningen wi' har att bn förhållandevis stor, varjämte de med de bada resonanskretsarna sammanhörande svepatergàngskapacitanserna CRT och CRDl, RD2 väljs så, att de får approximativt samma värde.Like the arrangement of Fig. 5, the arrangement of Fig. 9 includes a grounded, S-forming capacitor Cs which allows a linearity circuit not shown in Fig. 9 to be used. In Fig. 9, a modulation circuit 26 allows vest cushion distortion correction at the same time as the amplitude nos pulse voltage VT across the winding W1 'is regulated by the energy supply with the switching mode of operation. The deflection resonant circuit 25 and the transformer resonant circuit BO are both tuned to the deflection sweep regression frequency. When an energy source with the SICOS type switching mode is used, the effective inductance of the winding wi 'will be relatively large, and the sweeper capacitances CRT and CRD1, RD2 associated with the two resonant circuits will be selected to have approximately the same value.

Under horisontalsvepintervallet är transformatorsvepàte.- gàngskondensatorn CRToch likströmblockeringskondensatorn Cl in- kopplade till jord via den strömledande dioden D2 eller den strömledande dioden Dl och den strömledande horisontalutgångs- tfansïstofn Ql- Under den första hälften av horisontalsvepàter- Sånåsiﬂïefvalleb alstrar vardera av transformatorresonanskret- 453 241 ll sen 30 och avböjningssvepàtergàngsresonanskretsen 25 en puls- spänning VT resp. VRD genom att överföra induktiv lagrad ener- gi till kapacitiv lagrad energi som är magasinerad i den re- spektive svepàtergångskondensatorn CRT eller CRDII RD2. Denna energi àterförs sedan till den respektive induktansen Wl'eller LH under svepåtergàngsintervallets andra hälft.During the horizontal sweep interval, the transformer sweep at the one-time capacitor CRT and the DC blocking capacitor C1 are connected to ground via the current-conducting diode D2 or the current-conducting diode D1 and the current-conducting horizontal output fan base Q1-. 30 and the deflection sweep feedback resonant circuit 25 a pulse voltage VT resp. VRD by transferring inductive stored energy to capacitive stored energy that is stored in the respective sweep return capacitor CRT or CRDII RD2. This energy is then returned to the respective inductance W1 or LH during the second half of the sweep repetition interval.

Man tar prov på pulsspänningen VT via ett uttag på hori- sontalutgångstransformatorns T lindning W2“ och tillför detta prov till energikällan 50 med arbetssättet omkoppling för att reglera amplituden hos pulsspänningen under ändringar i nät- tillförselspänningen och belastningen. Energi överförs under svepàtergàngen från energikällan 50 med arbetssättet omkopp- ling genom lindningarna W2' och Wl' till transformatorresonans- kretsen 30 och andra svepåtergàngsdrivna belastningskretsar som är kopplade till andra sekundärlindningar W3'- W5'.The pulse voltage VT is sampled via a socket on the horizontal output transformer T winding W2 “and this sample is supplied to the energy source 50 with the switching mode of operation to regulate the amplitude of the pulse voltage during changes in the mains supply voltage and the load. Energy is transferred during the sweep regression from the energy source 50 with the mode of operation switching through the windings W2 'and W1' to the transformer resonant circuit 30 and other sweep regression driven load circuits connected to other secondary windings W3 '-W5'.

Såsom ett exempel ersätts de resistiva förlusterna som horisontalavböjningslindningen LH utsätts för under varje ho- risontalsvepåtergångsintervall via dioden D2 medelst energin som överförs till transformatorresonanskretsen 30. Såsom ett annat exempel upptransformeras den reglerade pulsspänningen VT, som alstras i horisontalutgàngstransformatorns T lindning Wl', av högspänningslindningen W5*för aktivering av högspänningsul- torkretsen och för alstring av en reglerad ultorlikspänning vid en ultorklämma U.As an example, the resistive losses to which the horizontal deflection winding LH is subjected during each horizontal sweep return interval via the diode D2 are compensated by the energy transmitted to the transformer resonant circuit 30. As another example, the regulated pulse voltage VT generated in the horizontal voltage W1 is amplified. * for activating the high-voltage ultra-circuit and for generating a regulated ultra-DC voltage at an ultra-terminal U.

Det skall nu antagas att en ström 12 med en bestämd storlek passerar genom lindningen Wb hos en transformator T2 i moduleringskretsen 26. Under horisontalsvepintervallet flyter strömmen i2 från Jord genom lindningen wb och genom en diod D4 till klämman 27 som befinner sig vid jordpotential till följd av att dioden Dl och antingen dioden D2 eller horisontalut- gångstransistorn Gl är strömledande. Under horisontalsvcpàter- gángsintervallet spärras transistorn Ql. Om strömmen i2 är större än strömmen som flyter genom dioden D2 kommer dioden D2 också att spärras. Strömmen i2 passerar nu in i transforma- torresonanskretsen 50 och förs därifrån in i avböjningssvep- àtergàngskretsen 25 för att ersätta förlusterna som har in- träffat i avböjningssvepàtergàngsresonanskretsen. Skillnaden i spänning mellan avböjningssvepàtergångspulsspänningen VRD 453 241 12 och summan av den reglerade transformatorpulsspänningen VT och spänningen över kondensatorn Cl uppträder över dioden D2 såsom pulsspänningen V2.It should now be assumed that a current 12 of a certain size passes through the winding Wb of a transformer T2 in the modulation circuit 26. During the horizontal sweep interval, the current i2 flows from Earth through the winding wb and through a diode D4 to the terminal 27 which is at ground potential due to that the diode D1 and either the diode D2 or the horizontal output transistor G1 are conducting. During the horizontal response period, the transistor Q1 is turned off. If the current i2 is larger than the current flowing through the diode D2, the diode D2 will also be blocked. The current i2 now passes into the transformer resonant circuit 50 and is fed therefrom into the deflection sweep feedback circuit 25 to compensate for the losses which have occurred in the deflection sweep feedback resonant circuit. The difference in voltage between the deflection sweep return pulse voltage VRD 453 241 12 and the sum of the regulated transformer pulse voltage VT and the voltage across the capacitor C1 appears across the diode D2 as the pulse voltage V2.

Under svepåtergången, dvs intervallet tOftl eller tO'-tl' i fig lOa-lOg, avtar strömmen i2. Om induktansen hos transformatorns T2 lindning Wb är tillräckligt stor kommer strömmen 12 inte att avta till noll vid slutet av horisontal- svepåtergångsintervallet. Lindningen Wb kommer således att bli kopplad via transformatorresonanskretsen 30 till avböjnings- svepåtergångskretsen 25 under väsentligen hela horisontalsvep- återgångsintervallet. Ändringar i strömmens 12 amplitud kommer således inte att medföra någon nämnvärd svepåtergångstidmodule- ring av avböjningssvepåtergångspulsspänningen VRD.During the sweep return, i.e. the interval tOft1 or tO'-t1 'in Figs. 10a-10g, the current i2 decreases. If the inductance of the winding Wb of the transformer T2 is large enough, the current 12 will not decrease to zero at the end of the horizontal sweep return interval. The winding Wb will thus be connected via the transformer resonant circuit 30 to the deflection sweep return circuit 25 during substantially the entire horizontal sweep return interval. Thus, changes in the amplitude of the current 12 will not result in any appreciable sweep return modulation of the deflection sweep pulse voltage VRD.

Eftersom två enskilda rcsonanskretsar 25 och 50 är inbe- gripna då det gäller att alstra de båda pulsspänningarna VRD och VT kan vågformen hos pulsspänningen VT visa en benägenhet att variera med strålströmbelastningen på ultorklämman U eller belastningsvariationer på lindningen W41 utan att man samtidigt erhåller en ändring i vågformen hos avböjningssvepåtergångspuls- spänningen VRD. Den förhållandevis stora induktansen hos trans- formatorns T2 lindning Wb tjänstgör såsom ett filter för att hindra dylik samtidig modulering eller förlängning av svepåter~ gångspulsspänningen. Tack vare detta förhållande kan horisontal- synkroniseringspulsen 4%, som används för fasinställning i hori- sontaloscillator- och drivkretsen 23, med fördel hämtas från den kapacitiva spänningsdelaren CRDl, CRD2 i stället för från en lindning hos horisontalutgångstransformatorn T.Since two individual resonant circuits 25 and 50 are involved in generating the two pulse voltages VRD and VT, the waveform of the pulse voltage VT may show a tendency to vary with the beam current load on the ultra-terminal U or load variations on the winding W41 without simultaneously obtaining a change in the waveform of the deflection sweep return pulse voltage VRD. The relatively large inductance of the winding Wb of the transformer T2 serves as a filter to prevent such simultaneous modulation or extension of the sweep-up pulse voltage. Thanks to this condition, the 4% horizontal synchronizing pulse used for phase setting in the horizontal oscillator and drive circuit 23 can be advantageously obtained from the capacitive voltage divider CRD1, CRD2 instead of from a winding of the horizontal output transformer T.

I fig lOa-lOg anger enveloppen för vågorna de av module- ringskretsen 26 alstrade delbildtaktvågvariationerna som behövs för att korrigera ost-västkuddistorsion hos rastret.In Figs. 10a-10g, the envelope of the waves indicates the sub-frame waveforms generated by the modulation circuit 26 needed to correct the cheese-west cushion distortion of the raster.

Moduleringskretsen 26 alstrar en varierande ström i2 för att variera avböjningssvepåtergångspulsströmmens amplitud och således för att samtidigt variera amplituden hos horisontalav- sökningsströmmen iy. En omkopplingstransistor Q2, som arbetar såsom en svepåtergångsomvandlare tillsammans med likriktaren D4, reglerar amplituden hos strömmen i2. Såsom är åskådliggjort i fig lOa medelst transistorns Q2 kollektorspänning V) leder transistorn Q2 ström innan horisontalsvepåtergångsintervallet 453 241 15 börjar, dvs före tidpunkten to eller to'. noll före tidpunkten tO, och strömmen il som flyter i trans- Spänningen V3 är formatorns T2 lindning wa ligger nära sitt maximivärde, såsom är åskàdliggjort i fig lOb.The modulation circuit 26 generates a varying current i2 to vary the amplitude of the deflection sweep return pulse current and thus to simultaneously vary the amplitude of the horizontal scan current iy. A switching transistor Q2, which operates as a sweep return converter together with the rectifier D4, regulates the amplitude of the current i2. As illustrated in Fig. 10a by the collector voltage V) of the transistor Q2, the transistor Q2 conducts current before the horizontal sweep return interval 453 241 begins, i.e. before the time to or to '. zero before the time t0, and the current i1 flowing in the trans- voltage V3 is the winding wa of the formator T2 close to its maximum value, as is illustrated in Fig. 10b.

Vid tidpunkten tO omkastar spänningen 81 över horison- talutgàngstransformatorns T lindning WB' polariteten, var- igenom den spärrar dioden D5. Strömmen il i lindningen wa sjunker snabbt till noll nära tidpunkten tO, såsom är åskåd- liggjort i fig lOb. En förspänning 46 i backriktningen, vil- ken förspänning alstras under svepàtergàngen av den negativt riktade omkopplingsvàgen vid utgången från en spänningskompa- rator UIA, påläggs basen hos omkopplingstransistorn Q2. Det bör observeras att strömmen il i transformatorns T2 lindning wa och i omkopplingstransistorns Q2 kollektor spärras av dio- dens D5 förspänning i backriktningen till följd av spännings- polaritetsomkastningen över horisontaltransformatorns T lind- ning Wj' i stället för att den är beroende av en eventuell för- spänning i backriktningen pàlagd basen hos omkopplingstransi- storn Q2. Lagringstidfördröjningen för frånslagning av omkopp- lingstransistorn Q2 är således försumbar, och den utgör inte en faktor i spärrning av strömmen il.At time t0, the voltage 81 reverses the polarity of the horizontal output transformer T winding WB ', thereby blocking the diode D5. The current il in the winding wa drops rapidly to zero near the time t0, as illustrated in Fig. 10b. A bias voltage 46 in the reverse direction, which bias voltage is generated during the sweep regression of the negatively directed switching path at the output of a voltage comparator UIA, is applied to the base of the switching transistor Q2. It should be noted that the current il in the winding wa of the transformer T2 and in the collector of the switching transistor Q2 is blocked by the bias voltage of the diode D5 in the reverse direction due to the voltage polarity reversal across the winding Wj 'of the horizontal transformer T instead of being dependent on a possible voltage in the reverse direction applied to the base of the switching transistor Q2. The storage time delay for switching off the switching transistor Q2 is thus negligible, and it does not constitute a factor in blocking the current il.

För att flödeskontinuiteten i transformatorns T2 kärna nära tidpunkten tO skall upprätthållas byggs den i fig lOc àskàdliggjorda strömmen i2 snabbt upp. Under horisontalsvep- àtergången flyter denna ström från lindningen Wb genom dioden D4 in i transformatorsvepàtergångskondensatorn CRT. Spänningen V2, som är visad i fig lOd, utgör således också en pulsspän- ning som bildas i svepåtergångsintervallet och som sedan pà- läggs transformatorns T2 lindning wb. Påläggning av denna pulsspänning pà lindningen Wb medför att strömmen 12 avtar under horisontalsvepàtergången. Såsom är visat i fig lOc minskar emellertid strömmen i2 inte hela vägen till noll före slutet av horisontalsvepátergàngen. Om strömmen i2 skulle ha minskat till noll relativt långt före nämnda tidpunkt skulle induktansen Wb ha varit bortkopplad från de båda resonanskret- sarna 25 och 50 under en betydande del av horisontalsvepàter- gängen, varvid en icke godtagbar svepàtergàngstidmodulering _ ._'__. .;_.:. :....___..._-.. _, i 453 241 l4 skulle ha blivit följden.In order to maintain the flow continuity in the core of the transformer T2 close to the time t0, the current i2 damaged in Fig. 10c is rapidly built up. During the horizontal sweep return, this current flows from the winding Wb through the diode D4 into the transformer sweep return capacitor CRT. The voltage V2, which is shown in Fig. 10d, thus also constitutes a pulse voltage which is formed in the sweep return interval and which is then applied to the winding wb of the transformer T2. Applying this pulse voltage to the winding Wb causes the current 12 to decrease during the horizontal sweep decline. However, as shown in Fig. 10c, the current i2 does not decrease all the way to zero before the end of the horizontal sweep pass. If the current i2 had decreased to zero relatively long before said time, the inductance Wb would have been disconnected from the two resonant circuits 25 and 50 during a significant part of the horizontal sweep passages, whereby an unacceptable sweep pass time modulation _ ._'__. .; _.:. : ....___..._- .. _, in 453 241 l4 would have been the result.

Det bör observeras att spänningen V2 börjar öka en kort tid efter tidpunkten tO och börjar minska till jordre- ferensspänningen en kort tid före tidpunkten tl. Anledningen till detta beteende är diodens D2 frånslagningstidsfördröj- ning vid tidpunkten tO när en förspänning i backriktningen pà- läggs dioden resp att dioden D2 blir strömledande alldeles före tidpunkten tl för att därvid överföra viss energi från transformatorresonanskretsen 30 till avböjningssvepåtergàngs- resonanskretsen 25.It should be noted that the voltage V2 begins to increase a short time after the time t0 and begins to decrease to the earth reference voltage a short time before the time t1. The reason for this behavior is the diode time delay of the diode D2 at the time t0 when a bias voltage in the reverse direction is applied to the diode or that the diode D2 becomes conducting just before the time t1 to thereby transmit certain energy from the transformer resonant circuit 30 to the deflection resonant response

Vid tidpunkten tl, således början på det efterföl,an- de horisontalsvepintervallet, är omkopplingstransistorn Q2 oledande. Spänningen V3 ökar till storleken hos svepspänningen som håller på att bildas över horisontalutgångstransformator- lindningen W3'. Den med en punkt försedda klämman ï's trans- formatorns T2 lindning Hb blir kopplad till klämman 27 till följd av att dioden D4 är strömledande. Klämman 27 befinner sig vid jordpotential därför att dioden D2 är strömledande omedel- bart före tidpunkten tl. Strömmen i2 kommer sålunda att cir- kulera med väsentligen konstant amplitud, såsom är visat 1 fig lOc, sedan dioden D2 har börjat leda ström och fram till dess att omkopplingstransistorn Q2 tillslàs vid något ögon- blick inom intervallet t2-tj. Tidpunkten t2 svarar mot mitten på vertilkalavsökningen, då en horisontalavböjningsström med stor amplitud behövs för att kompensera för ost-västkudd- distorsion. Tidpunkten tj svarar mot den övre eller nedre de- len av vertikalavsökningen då en horisontalavböjningsström med mindre amplitud erfordras.At the time t1, thus the beginning of the subsequent horizontal sweep interval, the switching transistor Q2 is non-conductive. The voltage V3 increases to the magnitude of the sweep voltage which is being formed across the horizontal output transformer winding W3 '. The winding Hb of the transformer T2 of the transformer T1 is connected to the terminal 27 due to the fact that the diode D4 is current-conducting. The terminal 27 is at ground potential because the diode D2 is conducting immediately before the time t1. The current i2 will thus circulate with a substantially constant amplitude, as shown in Fig. 10c, since the diode D2 has started to conduct current and until the switching transistor Q2 is switched on at any moment within the interval t2-tj. The time t2 corresponds to the middle of the vertical scale scan, when a horizontal deflection current with a large amplitude is needed to compensate for cheese-west pillow distortion. The time tj corresponds to the upper or lower part of the vertical scan when a horizontal deflection current with smaller amplitude is required.

När omkopplingstransistorn Q2 tillslàs kommer den över horisontalutgångstransformatorlindningen WB' alstrade positi- va svepspänningen att pàläggas över transformatorns T2 lind- ning Wa. Denna spänning kopplas medelst transformatorverkan till lindningen W , varvid den med en punkt försedda klämman hos lindningen Wb blir negativ och spärrar dioden D4. Strömmen i2 i lindningen Wb sjunker ihop till noll. Den lagrade ener- gin i transformatorn T2 inducerar i lindningen wa en spänning för att åstadkomma den snabba ökningen av strömmen il, såsom är àskádliggjort 1 fig lOb, med början vid ett visst ögon- 453 241 15 blick inom intervallet t2-tj.When the switching transistor Q2 is turned on, the positive sweep voltage generated across the horizontal output transformer winding WB 'will be applied across the winding Wa of the transformer T2. This voltage is connected by means of a transformer action to the winding W, whereby the terminal of the winding Wb provided with a point becomes negative and blocks the diode D4. The current i2 in the winding Wb collapses to zero. The stored energy in the transformer T2 induces in the winding wa a voltage to cause the rapid increase of the current il, as is illustrated in Fig. 10b, starting at a certain moment within the range t2-tj.

Från ögonblicket da omkopplingstransistorn Q2 till- slàs och fram till slutet av horisontalsvepintervallet vid tidpunkten tO' lagras energi på nytt i transformatorn T2 såsom följd av en ökande ström il i lindningen wa, såsom är àskådliggjort i fig lOb. Denna energi överförs via lindningen Wb in i transformatorresonanskretsen 30 och in i avböjnings- svepàtergàngsresonanskretsen 25 under svepàtergångsintervallet to'- tr.From the moment when the switching transistor Q2 is switched on and up to the end of the horizontal sweep interval at the time t0 ', energy is stored again in the transformer T2 as a result of an increasing current il in the winding wa, as is illustrated in Fig. 10b. This energy is transmitted via the winding Wb into the transformer resonant circuit 30 and into the deflection sweep regression resonant circuit 25 during the sweep regression interval to'-tr.

För att åstadkomma ost-västkuddkorrigering pulsbredd- moduleras omkopplingstransistorn Q2 i moduleringskretsen 26 i delbildtakten på ett paraboliskt sätt medelst den i fig 9 visade pulsbreddreglerkretsen 40. Vertikalságtandspänningen 41 som bildas över vertikalavböjningslindningen LV integreras så att man erhåller en vertikalparabelsignal 42 över integre- ringskondensatorn CE. Denna parabel inverteras och förstärks av en transistor Qš. En viss vertikalsàgtandspänning påläggs transistorns Q3 emitter via trapetsreglermotstàndet 21 för att kompensera för en svag lutning mot den inverterade parabelsig- nalen 45.To provide east-west cushion correction, the pulse transistor Q2 in the modulation circuit 26 is pulse-modulated in the sub-frame rate in a parabolic manner by means of the pulse-width control circuit 40 shown in Fig. 9. The vertical sawtooth voltage 41 formed across the vertical deflection winding 42 is integrally integrated. This parabola is inverted and amplified by a transistor Qš. A certain vertical sawtooth voltage is applied to the emitter of the transistor Q3 via the trapezoidal control resistor 21 to compensate for a slight slope to the inverted parabola signal 45.

Amplituden hos den symmetriska, inverterade parabelsig- nalen 45, som alstras vid transistorns Q3 kollektor, inregle- ras medelst ett motstånd R4 och pàläggs via likströmblocke~ ringskondensatorn C4 på inverteringsingàngsklämman hos spän- ningskomperatorn UlA. Likströmnivàn vid denna ingàngsklämma kan förskjutas något med avseende på likströmnivàn vid den icke-inverterande ingàngsklämman medelst breddregleringsmot- ståndet R6. En spänningskomparator UlB styrs av horisontal- svepátergångspulser 44 och alstrar därvid en horisontaltakt- sàgtandsignal 45 över en kondensator C5. Genom att jämföra den- na horisontalsàgtandsignal med den till komparatorns UlA icke- inverterande ingångsklämma förda vertikalparabelsignalen alst- rar komparatorn UlA vid sin utgång den erforderliga pulsbredd- modulerade omkopplingssignalen 46 som förs till omkopplings- transistorns Q2 bas.The amplitude of the symmetrical inverted parabola signal 45, which is generated at the collector of the transistor Q3, is regulated by means of a resistor R4 and applied via the direct current blocking capacitor C4 to the inverting input terminal of the voltage comparator UlA. The DC level at this input terminal can be shifted slightly with respect to the DC level at the non-inverting input terminal by means of the width control resistor R6. A voltage comparator UlB is controlled by horizontal sweep return pulses 44 and thereby generates a horizontal rate sawtooth signal 45 over a capacitor C5. By comparing this horizontal sawtooth signal with the vertical parabola signal applied to the non-inverting input terminal of the comparator UlA, the comparator UlA generates at its output the required pulse width modulated switching signal 46 which is applied to the base of the switching transistor Q2.

Om man ökar amplituden hos parabelsignalen 43 genom in- reglering av amplitudreglermotstàndet R4 blir följden ett bre- g45s 241 16 dare intervall t2-tj i fig lOa-lOc, varvid man erhåller större kuddkorrigering. Om man minskar likspänningnivåskill- naden mellan inverteringsklämman och icke-inverteringskläm- man hos komparatorn UlA genom att inreglera breddreglermot- 'ståndet R6 erhålls en tidsförskjutning av intervallet t2-tj åt vänster i fig lOa-lOc, varigenom man erhåller en ökad am- plitud hos horisontalavsökningsströmmen iy och följaktligen ett bredare raster.If one increases the amplitude of the parabola signal 43 by adjusting the amplitude control resistor R4, the result is a wider interval t2-tj in Figs. 10a-10c, whereby a larger cushion correction is obtained. If the DC voltage level difference between the inverting terminal and the non-inverting terminal of the comparator UlA is reduced by adjusting the width control resistor R6, a time shift of the interval t2-tj to the left in Figs. 10a-10c is obtained, whereby an increased am. horizontal scanning current iy and consequently a wider raster.

Kretsen enligt fig 9 och vågorna enligt fig lO ger exempel på arbetssättet i en televisionsmottagare med ett färgbildrör av typen SM och vinkeln llO°, vilket färgbildrör arbetar med en ultorspänning av 24 kV.The circuit according to Fig. 9 and the waves according to Fig. 10 give an example of the mode of operation of a television receiver with a color picture tube of the type SM and the angle 110 °, which color picture tube operates with an ultra voltage of 24 kV.

Claims

-u v »H4 _ 453 241 17 PATENTKRAV

An energy supply and modulated deflection circuit comprising a deflection winding, switching means connected to said deflection winding and driven at a deflection rate to generate a scanning current in said deflection winding during a sweep interval of a deflection cycle and a deflection of the deflection cycle. deflection winding for generating a sweep return pulse voltage during a sweep return interval of said deflection cycle, a source of supply energy, and a supply inductance connected to said source, characterized by a second capacitance (CRT) coupled to said supply to said switching means (Q1) for forming a second resonant circuit (30) with said supply inductance (W1) within said sweep return interval for generating a pulse voltage, a load circuit (W2) activated by said pulse voltage, an impedance (L1) connected below said svepåtergàngsinterv all in a current path between said deflection sweep return and second resonant circuit to isolate said deflection sweep return resonant circuit from modulation of said sweep return pulse voltage by applying variations to the pulse voltage (U) generated by said second resonant circuit (30), and a k modulation current coupled to said impedance (L1) to effect modulation of said scan current as said modulation current varies.

Circuit according to claim 1, characterized in that said impedance comprises a modulation inductance (L1) which has a relatively large value at high frequencies, as a result of the bending sweep regression frequency.

3. A circuit according to claim 2, characterized in that a resonant frequency of said second resonant circuit (30) is at or near said deflection sweep regression frequency.

The circuit of claim 2, which includes a sweep capacitor coupled to said deflection winding to apply a sweep voltage thereto, the amplitude of said scan current varying as said sweep voltage varies, characterized in that said impedance (L1) connects said modulation current (I21) to said deflection sweep circuit (25) to vary said sweep voltage as said modulation current varies.

A circuit according to claim 1 or 2, wherein said deflection circuit is constituted by a horizontal deflection circuit, characterized in that a source (43) of sub-frame signals is connected to said source (Q2) for modulating current to vary. said modulating current at a frame rate to provide an east-west cushion corrected scanning current wave.

Circuit according to claim 1 or 2, characterized in that said impedance (T2) comprises a first winding (Wa) coupled to said source (W3 ') for modulation current and a second winding (Wb) magnetically coupled to said first winding. and inserted between said deflection sweep regression and second resonant circuit during said deflection sweep regression interval.

7. A circuit as claimed in Claim 1, characterized in that said source of modulation current comprises a voltage source (81) connected to the first winding (Wa) of said impedance (T2) and to a first controllable switch (Q2) which is actuated. bar in response to a control signal for pulse modulation of the same switch.

A circuit according to claim 7, characterized by a rectifier (DH) coupled to the second winding (Wb) of said impedance (T2) to provide a sweep return conversion mode of the controllable switch (Q2).

A circuit according to claim 8, wherein said deflection circuit and deflection winding are constituted by a horizontal deflection circuit resp. a horizontal deflection winding, characterized by means (Q3) for generating a sub-clock signal and means (U1A) coupled to said first controllable switch (Q2) and operable in response to said sub-clock signal for generating said control signal as a control pulse which is modulated at a frame rate and which is applied to said first controllable switch to effect modulation of said scan current in such a way that cheese-west pillow correction is accomplished.

Circuit according to claim 2, characterized in that said switching means (Q1) operating at the deflection rate, deflection sweep return resonant circuit (25) and second resonant circuit 453 241 19 (30) are connected to a common connection terminal (22).

Circuit according to claim 10, characterized in that said switching means operating in the deflection rate comprises a deflection output means (Q1) with a main current line path switched in said deflection rate and two rectifiers (D1, D2) connected in series, the series arrangement being connected in parallel with said main current line path of said output means (Q1), and said impedance (T2) is connected to a connection terminal common to the two rectifiers.

Circuit according to claims 1, 2, U, 10 and 11, characterized in that said supply inductance (T) consists of a pulse transformer with a first winding (W1 ') connected to said second capacitance for generating said pulse voltage over said first winding and with a high voltage winding (W5 ') for up-transforming said pulse voltage and that said load circuit includes an ultra-terminal (U) and a high-voltage circuit (31) connected to said ultra-terminal (U) and to said high-voltage winding (W5). ') for generating an ultra-voltage at said ultra-terminal (U).

Circuit according to claim 12, wherein variations in the current load on said ultra-terminal show a tendency to distort said pulse voltage, characterized in that said impedance (T) enables the deflection voltage resonance circuit (25) formed by said deflection sweep resonant voltage. to become substantially free from any tendency to be distorted with said variations in the current load.

14. A circuit according to claim 1, characterized in that said deflection repeater resonant circuit (25) is connected to said second resonant circuit (30) within said repeater interval only via said impedance (L1), which impedance serves to disconnect the two resonant circuits at frequencies that are higher than said deflection sweep return frequency.

Circuit according to claim 10, characterized in that said supply inductance comprises a sweep return transformer (T) with a first winding (W2 ') connected to said supply energy source (50) and a high voltage winding (W5') over which it the pulse voltage generated by said second resonant circuit is formed, said load circuit comprises a high voltage circuit (31) for deriving from said pulse voltage formed above said high voltage winding an ultra voltage at an ultor terminal (U) and that said impedance (WO) serves as a filter to prevent variations in the beam current load on said ultra-clamp from generating distortion of said deflection sweep return pulse voltage.

16. A circuit according to claim 1U, characterized in that a resonant frequency of said second resonant circuit is at or near said deflection sweep regression frequency.