NO760236L

NO760236L -

Info

Publication number: NO760236L
Application number: NO760236A
Authority: NO
Inventors: P E Haferl
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1975-02-20
Filing date: 1976-01-26
Publication date: 1976-08-23
Also published as: DK150437B; IE41941L; AU1115676A; AU505114B2; CA1069611A; BE838687A; DD123634A5; NZ180050A; NL188008B; FI65878C; NL7601688A; NL188008C; FI65878B; SE412678B; IE41941B1; DK68376A; YU335575A; FR2318545A1; FI760356A; FR2318545B1

Description

Foreliggende oppfinnelse angår vertikale avbøynings-kretser og mer bestemt "switched mode" vertikale avbøynings-kretser. The present invention relates to vertical deflection circuits and more specifically "switched mode" vertical deflection circuits.

De fleste vertikale avbøyningssysterner for anvendelseMost vertical deflection systems for application

i fjernsynsmottakere innbefatter lineære forsterkere for for-sterkning av en sagtannbølgeform for spenningen. Utgangstrin- in television receivers include linear amplifiers for amplifying a sawtooth waveform of the voltage. output step-

nene i slike systemer kan ha enkle eller push-pull kretsmønstre for å drive en sagtannformet strøm gjennom den vertikale av-bøyningsvikling. Målinger har vist at det vertikale avbøynings-utgangstrinn avgir energi i mengder som i noen tilfelle kan være opptil det dobbelte eller mer av den energi avbøynings-viklingen forbruker. The coils in such systems may have simple or push-pull circuit patterns to drive a sawtooth current through the vertical deflection winding. Measurements have shown that the vertical deflection output stage emits energy in amounts that in some cases can be up to twice or more of the energy the deflection winding consumes.

Mer effektive vertikale avbøyningskretser er foreslått/der det anvendes klasse D forsterkerutgangskretser. I en klasse D-forsterker arbeider utgangstransistorene som vendere, og siden transistorene vanligvis er enten ikke-ledende eller mettet.når de arbeider på denne måte blir energiavgivelsen i transistorene nedsatt. For å få til den nødvendige vertikale sveipestrømbølge-form er det vanlig å pulsbreddemodulere et høyere frekvenssignal/f.eks. det horisontale signal eller et multiplum av dette ved den vertikale avbøyningshastighet og å benytte disse pulsbredde-modulerte signaler til å drive klasse D utgangstrinnene. For å fjerne den horisontale hastighetskomponent fra den vertikale sveipestrøm er det noen ganger nødvendig å benytte filterkretser som forbruker forholdsvis store energimengder og dermed oppheves i en viss utstrekning fordelene ved en klasse D-forsterker. Et annet alvorlig forhold ved anvendelse av klasse D-forsterkere er problemet med å redusere kryssforvrengning. Kryssforvreng- More efficient vertical deflection circuits are proposed/where class D amplifier output circuits are used. In a class D amplifier, the output transistors work as inverters, and since the transistors are usually either non-conducting or saturated, when they work in this way, the energy output in the transistors is reduced. In order to achieve the required vertical sweep current waveform, it is common to pulse width modulate a higher frequency signal/e.g. the horizontal signal or a multiple thereof by the vertical deflection rate and using these pulse width modulated signals to drive the class D output stages. In order to remove the horizontal velocity component from the vertical sweep current, it is sometimes necessary to use filter circuits which consume relatively large amounts of energy and thus nullify to a certain extent the advantages of a class D amplifier. Another serious issue with the use of Class D amplifiers is the problem of reducing crossover distortion. cross distortion-

ning finner sted når sveipestrømmens sagtannbølgeform ikke er lineær når den passerer null og reverserer polariteten midt i ning takes place when the sweep current's sawtooth waveform is not linear as it passes zero and reverses polarity in the middle of

det vertikale fremløpsintervall. Slik forvrengning som skyldes ulineær strøm opptrer som en horisontal stripe med større lys-styrke tvers over midten av skjermen. Under andre forhold der klasse D-kretsene frembringer en triangulær strømkomponent med den horisontale hastighet i den vertikale avsøkningsstrøm kan en diagonal linje opptre på billedskjermen. the vertical advance interval. Such distortion caused by non-linear current appears as a horizontal strip of greater brightness across the center of the screen. Under other conditions where the class D circuits produce a triangular current component with the horizontal velocity of the vertical scanning current, a diagonal line may appear on the picture screen.

En vertikal avbøyningskrets innbefatter vendere som styres for påtrykning i rekkefølge av mindre deler av den horisontale tilbakeløpspulsenergi under en del av den vertikale av-bøyningssyklus og derpå følgende større deler av den horisontale tilbakeløpspulsenergi under en annen del av den vertikale avbøyningssyklus på den vertikale avbøyningsvikling til frembringelse av en sagtannstrøm i denne. Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der: A vertical deflection circuit includes rotors controlled to sequentially apply smaller portions of the horizontal return pulse energy during one portion of the vertical deflection cycle and then subsequent larger portions of the horizontal return pulse energy during another portion of the vertical deflection cycle onto the vertical deflection winding to produce of a sawtooth current in this. The invention is characterized by the features reproduced in the claims and will be explained in more detail below with reference to the drawings in which:

Fig. 1 viser et venderstyrt vertikalt avbøyet systemFig. 1 shows a reverse-controlled vertically deflected system

i henhold til oppfinnelsen, skjematisk og som et blokkdiagram, according to the invention, schematically and as a block diagram,

fig. 2a-2h viser bølgeformer som fåes i forskjellige punkter i systemet på fig. 1, fig. 2a-2h show waveforms obtained at different points in the system in fig. 1,

fig. 3 viser et mer detaljert koplingsskjema og blokkdiagram for et venderstyrt vertikalt avbøyningssystem i henhold til oppfinnelsen, fig. 3 shows a more detailed wiring diagram and block diagram for a turn-controlled vertical deflection system according to the invention,

fig. 4a-4c viser bølgeformer som fåes i forskjellige punkter i kretsen på fig. 3, fig. 4a-4c show waveforms obtained at various points in the circuit of fig. 3,

fig. 5 viser i detalj et koplingsskjema og blokkdiagram for et annet venderstyrt vertikalt avbøyningssystem i henhold til oppfinnelsen og fig. 5 shows in detail a wiring diagram and block diagram of another turn-controlled vertical deflection system according to the invention and

fig. 6a-6f viser bølgeformen som fåes i forskjellige punkter i kretsen på fig. 5. fig. 6a-6f show the waveform obtained at various points in the circuit of fig. 5.

Fig. 1 viser en venderstyrt vertikal avbøyningskrets som f.eks. kan anvendes i en fjernsynsmottaker. Horisontale synkpulser 5 fra en synkseparator, som ikke er vist, er koplet til en inngangsklemme 6 i en horisontal avbøyningsgenerator 7. Den horisontale avbøyningsgenerator 7 kan være av en hvilken som helst hensiktsmessig type for mating av horisontal avbøy-ningsstrøm til en horisontal avbøyningsvikling 11 som er montert på et katodestrålerør 10, såvel som til frembringelse av pulser med horisontal hastighet for forskjellige funksjoner i en fjernsynsmottaker . En primærvikling 8a for en horisontal utgangs- og Fig. 1 shows a reverse-controlled vertical deflection circuit which e.g. can be used in a television receiver. Horizontal sync pulses 5 from a sync separator, not shown, are connected to an input terminal 6 of a horizontal deflection generator 7. The horizontal deflection generator 7 may be of any suitable type for feeding horizontal deflection current to a horizontal deflection winding 11 which is mounted on a cathode ray tube 10, as well as for generating pulses with horizontal velocity for various functions in a television receiver. A primary winding 8a for a horizontal output and

høyspenningstransformator 8 mottar energi fra generatoren 7.high voltage transformer 8 receives energy from the generator 7.

En sekundærvikling 8d i transformatoren 8 mater tilbakeløps-pulser til en høyspenningsmultiplikator og likeretteranordning 9, som gir en høyspent likespenning til ultorklemmen på katode-strålerøret 10. A secondary winding 8d in the transformer 8 feeds flyback pulses to a high voltage multiplier and rectifier device 9, which provides a high voltage direct voltage to the ultor terminal of the cathode ray tube 10.

På sekundærsiden av transformatoren 8 er det seriekoplet en styrt siliciumlikeretter 13, en sekundærvikling 8b som gir horisontale tilbakeløpspulser på omtrent volt, en induktans 14, en induktans 16, en ytterligere sekundærvikling 8c som frembringer horisontale tilbakeløpspulser på omtrent 80 volt, og en ytterligere styrt siliciumlikeretter 17. Anoden i den styrte siliciumlikeretter 13 og katoden i likeretteren 17 er koplet til jord. Koplingspunktet for induktansene 14 og 16 er gjennom en kapasitans 15 koplet til jord, og også gjennom en vertikal avbøyningsvikling 18 og en strømsamplende tilbakekoplingsmotstand 19 til jord. Forbindelsene fra den ene eller annen side av den vertikale avbøyningsvikling 18 til en vertikal sagtanngenerator 20 skaper tilbakekopling for de formål som blir beskrevet nærmere i tilknytning til fig. 3 og 5. On the secondary side of the transformer 8 is connected in series a controlled silicon rectifier 13, a secondary winding 8b producing horizontal flyback pulses of about volts, an inductance 14, an inductance 16, a further secondary winding 8c producing horizontal flyback pulses of about 80 volts, and a further controlled silicon rectifier 17. The anode in the controlled silicon rectifier 13 and the cathode in the rectifier 17 are connected to ground. The connection point for the inductances 14 and 16 is connected to earth through a capacitance 15, and also through a vertical deflection winding 18 and a current sampling feedback resistor 19 to earth. The connections from one or the other side of the vertical deflection winding 18 to a vertical sawtooth generator 20 create feedback for the purposes which are described in more detail in connection with fig. 3 and 5.

Vertikale avbøyningssynkpulser 21 som også fåes fra synkseparatoren er koplet til en inngangsklemme 22 for den vertikale sagtanngenerator 20 for å synkronisere driften av denne. Utgangssignalene som fåes fra den vertikale sagtanngenerator 20 koples til en modulator 23. En likestrømkilde 12 er koplet til den horisontale generator 7, den vertikale sagtanngenerator 20 og modulatoren 23 og mater disse med strøm. Vertical deflection sync pulses 21 which are also obtained from the sync separator are connected to an input terminal 22 for the vertical sawtooth generator 20 to synchronize the operation thereof. The output signals obtained from the vertical sawtooth generator 20 are connected to a modulator 23. A direct current source 12 is connected to the horizontal generator 7, the vertical sawtooth generator 20 and the modulator 23 and supplies these with current.

Horisontale pulser som fåes fra en vikling 8e i den horisontale transformator 8 er også koplet til modulatoren 23. Utgangssignaler fra modulatoren 23 er gjennom en klemme 24, koplet til portelektroden i den styrte siliciumlikeretter 13 og gjennom utgangsklemmen 25 til portelektroden i den styrte siliciumlikeretter 17. Horizontal pulses obtained from a winding 8e in the horizontal transformer 8 are also connected to the modulator 23. Output signals from the modulator 23 are through a terminal 24, connected to the gate electrode of the controlled silicon rectifier 13 and through the output terminal 25 to the gate electrode of the controlled silicon rectifier 17.

Fig. 2a-2h viser bølgeformer som fåes i forskjellige punkter i kretsen på fig. 1. Pulsen 30 som er vist på fig. 2a viser horisontale tilbakeløpspulser som fåes ved viklingene 8b, 8c, 8e for den horisontale utgangs- og høyspenningstransforma-tor 8. Pulsene 31 på fig. 2b fåes fra modulatoren 23 og er gjennom klemmen 24 koplet til portelektroden i den styrte siliciumlikeretter 13 for å sette denne i stand til å lede. Pulsene 32 på fig. 2c er koplet gjennom klemmen 25 til portelektroden i den styrte siliciumlikeretter 17 for å sette denne i stand til å lede. Når man ser på fig. 2b og 2c, vil man finne at modulatoren 24 frembringer utgangspulser 31 og 32 som har forreste flanker som varierer med tiden i forhold til de forreste flanker av tilbakeløpspulsene 30. De forreste flanker av pulsene 31 blir kontinuerlig forsinket i forhold til de forreste flanker av tilbakeløpspulsene 30 fra begynnelsen og til et tidspunkt noe etter midten av avsøkningen, hvoretter de opphører. De forreste flanker av pulsene 32 blir kontinuerlig forskjøvet frem-over i forhold til de bakre flanker av tilbakeløpspulsene 30 fra et tidspunkt før midten og inntil avslutningen av avsøk-ningen . Fig. 2a-2h show waveforms obtained at various points in the circuit in fig. 1. The pulse 30 shown in fig. 2a shows horizontal flyback pulses obtained by the windings 8b, 8c, 8e of the horizontal output and high-voltage transformer 8. The pulses 31 in fig. 2b is obtained from the modulator 23 and is connected through the clamp 24 to the gate electrode in the controlled silicon rectifier 13 to enable it to conduct. The pulses 32 in fig. 2c is connected through the clamp 25 to the gate electrode in the controlled silicon rectifier 17 to enable it to conduct. When looking at fig. 2b and 2c, it will be found that the modulator 24 produces output pulses 31 and 32 which have leading edges that vary with time relative to the leading edges of the flyback pulses 30. The leading edges of the pulses 31 are continuously delayed relative to the leading edges of the flyback pulses 30 from the beginning until a point somewhat after the middle of the scan, after which they cease. The front flanks of the pulses 32 are continuously shifted forwards in relation to the rear flanks of the return pulses 30 from a time before the middle and until the end of the scan.

Likeretterens portstyrepulser 31 og 32 på fig. 2b og 2c som er tilknyttet kretsen på fig. 1, er vist med samme bredde og med deres forreste og bakre flanker varierende med tid under det vertikale intervall i forhold til de forreste flanker av de horisontale tilbakeløpspulser. Slike pulstog kan frembringes av en eller annen passende pulsposisjonsmodulator. Et slikt pulstog med lik bredde er tilfredsstillende forddienår styrte siliciumlikerettere benyttes som vendere, er det nødven-dig bare å portstyre dem til å begynne med idet ledningen deretter styres bare av foroverrettet strøm gjennom de styrte siliciumlikerettere. The rectifier gate control pulses 31 and 32 in fig. 2b and 2c which are associated with the circuit in fig. 1, are shown with the same width and with their leading and trailing flanks varying with time during the vertical interval relative to the leading flanks of the horizontal return pulses. Such pulse trains can be produced by some suitable pulse position modulator. Such a pulse train of equal width is satisfactory because when controlled silicon rectifiers are used as inverters, it is only necessary to gate control them to begin with, as the line is then controlled only by forward current through the controlled silicon rectifiers.

De forreste flanker av pulsene 31 på fig. 2b som opptrer under den første del av fremløpsintervallet T^-Tg setter den styrte siliciumlikeretter 13 i stand til å lede. Tilbake-løpspulsene som opptrer over viklingen 8b virker som en positiv spenningskilde ved bunnklemmen for viklingen 8b i forhold til dens toppklemme, noe som skaper en vanlig strømvei fra bunnklemmen av viklingen 8b gjennomminduktansen 14 og kapasitansen 15 til jord, og gjennom den styrte siliciumlikeretter 13 fra dens anode til katode og til den negative klemme for transforma-torviklingen 8b. Dette lader kapasitansen 15 positivt i forhold til jord. Den styrte siliciumlikeretter 13 begynner å lede når dens portelektrode blir forspenfforover" av en puls 31 og fortsetter å lede så lenge den foroverrettede strøm flyter i dens anode-katodebane. The front flanks of the pulses 31 in fig. 2b which occurs during the first part of the forward interval T^-Tg enables the controlled silicon rectifier 13 to conduct. The flyback pulses acting across the winding 8b act as a positive voltage source at the bottom terminal of the winding 8b relative to its top terminal, creating a common current path from the bottom terminal of the winding 8b through the min inductance 14 and the capacitance 15 to ground, and through the controlled silicon rectifier 13 from its anode to cathode and to the negative terminal of the transformer winding 8b. This charges the capacitance 15 positively with respect to ground. The controlled silicon rectifier 13 begins to conduct when its gate electrode is forward biased by a pulse 31 and continues to conduct as long as the forward current flows in its anode-cathode path.

Induktansen 14 og kapasitansen 15 danner en serie-resonanskrets for ladning av kapasitansen 15. Steilheten for økning og minskning av strømmen gjennom induktansen 14 kan som vist med bølgeformen 33 på fig. 2d, bestemmes av resonansfrekvensen for induktansen 14 og kapasitansen 15. The inductance 14 and the capacitance 15 form a series resonant circuit for charging the capacitance 15. The steepness of the increase and decrease of the current through the inductance 14 can, as shown with the waveform 33 in fig. 2d, is determined by the resonant frequency of the inductance 14 and the capacitance 15.

Resonansfrekvensen for induktansen 14 og kapasitansenThe resonant frequency of the inductance 14 and the capacitance

15 såvel som for en krets som omfatter induktansen 16 og kapasitansen 15 er valgt slik at den er mindre enn den horisontale avbøyningsfrekvens for å hindre uønskede svingninger. Ved avslutning av den horisontale tilbakeløpspuls begynner strømmen 33 å endre seg med mindre steilhet T^~T2enn steilheten fra TQ-T fordi viklingen 8b ikke lenger er en kilde til tilbakeløps-pulsspenning, men en kilde til fremløpsspenning med motsatt polaritet, og den transformerte induktans er større under fremløpet, noe som nedsetter resonanskretsens frekvens. Den styrte siliciumlikeretter 13 sperrer når strømmen med bølgeformen 33 nærmere seg null ved tidspunktet . På dette tidspunkt har spenningen over kapasitansen 15 nådd sitt maksimum som angitt med bølge-formen 35 på fig. 2f. Ved den horisontale hastighet er induktansen for den vertikale avbøyningsvikling 18 som er i parallell med kapasitansen 15 så stor at den har liten innvirkning på de ovenfor beskrevne ladende resonanskretser for kapasitansen 15. 15 as well as for a circuit comprising the inductance 16 and the capacitance 15 is chosen so that it is less than the horizontal deflection frequency to prevent unwanted oscillations. At the end of the horizontal flyback pulse, the current 33 begins to change with less steepness T^~T2 than the steepness from TQ-T because the winding 8b is no longer a source of flyback pulse voltage, but a source of forward voltage of opposite polarity, and the transformed inductance is greater during the advance, which lowers the frequency of the resonant circuit. The controlled silicon rectifier 13 blocks when the current with the waveform 33 approaches zero at time . At this point, the voltage across the capacitance 15 has reached its maximum as indicated by the waveform 35 in fig. 2 f. At the horizontal speed, the inductance of the vertical deflection winding 18 which is in parallel with the capacitance 15 is so large that it has little effect on the above described charging resonant circuits for the capacitance 15.

Avbøyningsstrøm fåes ved utladning av kapasitansen 15 gjennom viklingen 18 som integrerer den horisontale spenning over kapasitansen 15 til en stort sett sagtannformet strøm med den vertikale hastighet eller vertikale frekvens. Selv om spenningen 35 er vist ført tilbake til jord ved begynnelsen av portpulsene går spenningen 35 i virkeligheten til en spenningsverdi som ligger noe over eller under jord, alt etter resonansen for viklingen 18 fordi under T£- T. er parallellkoplingen mellom kapasitansen 15 og viklingen 18 koplet fri fra resten av kretsen. Som vist mer i detalj på fig. 3 stabiliserer imidlertid like-strømstilbakekoplingen arbeidspunktet for avbøyningskretsen,og vekselstrømtilbakekoplingen styrer amplitudenog linearitet i av-bøyningskretsen. Avbøyningsviklingen 18 danner en utladningsbane over kapasitansen 15. På grunn av den høye induktans av viklingen 18 kan utladningsstrømmen ikke følge den triangulære spenning over kapasitansen 15. Som en følge av dette vil strømmen gjennom viklingen 18 gi spenningen over kapasitansen 15 en middelverdi. På denne måte virker viklingen 18 som en strømavtager overfor utladningskapasitansen 15 slik at spenningen 35 avtar lineært under intervallet T - T etc. Den parallelle resonansfrekvens for kapasitansen 15 og den vertikale avbøyningsvikling 18 bestemmer også det vertikale tilbakeløpsintervall. Utladnings-strømmen fra kapasitansen 15 gjennom viklingen 18 representerer integralet av spenningsbølgeformen 35 og et resultat av denne integrasjon er at strømmen gjennom viklingen 18 blir svakt para-bolsk i form ved den horisontale hastighet,som vist på fig. 2g, der avbøyningsstrømmen 36 er gjengitt. Hvis man forutsetter . en fast induktans for viklingen 18 vil amplituden på den parabolske komponent være omvendt proporsjonal med verdien av kapasitansen 15. Deflection current is obtained by discharging the capacitance 15 through the winding 18 which integrates the horizontal voltage across the capacitance 15 into a largely sawtooth-shaped current with the vertical speed or vertical frequency. Although the voltage 35 is shown brought back to ground at the beginning of the gate pulses, the voltage 35 in reality goes to a voltage value that is slightly above or below ground, depending on the resonance of the winding 18 because below T£- T. the parallel connection between the capacitance 15 and the winding is 18 connected free from the rest of the circuit. As shown in more detail in fig. 3, however, the direct current feedback stabilizes the operating point of the deflection circuit, and the alternating current feedback controls the amplitude and linearity of the deflection circuit. The deflection winding 18 forms a discharge path across the capacitance 15. Due to the high inductance of the winding 18, the discharge current cannot follow the triangular voltage across the capacitance 15. As a result, the current through the winding 18 will give the voltage across the capacitance 15 a mean value. In this way, the winding 18 acts as a current collector against the discharge capacitance 15 so that the voltage 35 decreases linearly during the interval T - T etc. The parallel resonant frequency of the capacitance 15 and the vertical deflection winding 18 also determine the vertical return interval. The discharge current from the capacitance 15 through the winding 18 represents the integral of the voltage waveform 35 and a result of this integration is that the current through the winding 18 becomes slightly parabolic in shape at the horizontal speed, as shown in fig. 2g, where the deflection current 36 is shown. If one assumes . a fixed inductance for the winding 18, the amplitude of the parabolic component will be inversely proportional to the value of the capacitance 15.

Etterhvert som det vertikale avbøyningsintervall skrider frem frembringer modulatoren 23 pulser 31 for den styrte siliciumlikeretter 13, med forreste flanker som blir stadig mer forsinket tiidsmessig i forhold til de forreste flanker på de horisontale tilbakeløpspulser 30..Av denne grunn vil ledetiden for den styrte siliciumlikeretter 13 begynne senere og senere fra begynnelsen av hver horisontal tilbakeløpspuls 30 på fig. 2a. Dette fører til en avtagende ladestrøm gjennom induktansen 14 og en avtagende spenning 35 over kapasitansen 15. Av denne grunn må strømmen gjennom avbøyningsviklingen 18 også avta. Strømmens bølgeform 36 krysser nullaksen ved T . As the vertical deflection interval progresses, the modulator 23 produces pulses 31 for the controlled silicon rectifier 13, with leading edges that are increasingly delayed in time relative to the leading edges of the horizontal flyback pulses 30.. For this reason, the lead time of the controlled silicon rectifier 13 begin later and later from the beginning of each horizontal return pulse 30 of FIG. 2a. This leads to a decreasing charging current through the inductance 14 and a decreasing voltage 35 across the capacitance 15. For this reason, the current through the deflection winding 18 must also decrease. The current waveform 36 crosses the zero axis at T .

Før dette tidspunkt har modulatoren 30 begyne å frembringe pulser 32 som gjør den styrte siliciumlikeretter 17 ledende. En portpuls 32 som starter like etter Tg er koplet gjennom klemmen 25 for å gjøre den styrte siliciumlikeretter 17 ledende. Den styre siliciumlikeretter (i det følgende kalt SCR) 17 leder fra sin anode til katode og til jord, opp gjennom kapasitansen Before this time, the modulator 30 has started to produce pulses 32 which make the controlled silicon rectifier 17 conductive. A gate pulse 32 starting just after Tg is coupled through clamp 25 to make the controlled silicon rectifier 17 conductive. The controlled silicon rectifier (hereinafter referred to as SCR) 17 leads from its anode to cathode and to ground, up through the capacitance

15,gjennom induktansen 16 til toppklemmen for viklingen 8c, som har en negativt polet tilbakeløpspuls i forhold til sin bunn-klemme. Av denne grunn vil ledning gjennom SCR 17 lade kapasitansen 15 i en retning som skaper negativ ladning over kapasitansen 15 i forhold til jord. Siden SCR 17 leder lenger enn SCR 13, bestemt av de respektive styrepulser 32 og 31 i løpet av den tid som begynner ved Tg, vil netto ladning på kapasitansen 15 bli negativ. 15, through the inductance 16 to the top terminal of the winding 8c, which has a negative pole flyback pulse relative to its bottom terminal. For this reason, conduction through SCR 17 will charge the capacitance 15 in a direction that creates a negative charge across the capacitance 15 relative to ground. Since SCR 17 conducts longer than SCR 13, determined by the respective control pulses 32 and 31 during the time beginning at Tg, the net charge on the capacitance 15 will become negative.

I løpet av den periode da begge SCR 13 og 17 leder stort sett fra Tg - T , vil bare forskjellen de positive og negative strømmer 33 og 34 lade kapasitansen 15. Resten av de to strømmer sirkulerer i en rolig bane som omfatter SCR 13, viklingen 8b, induktansen 14, induktansen 16, viklingen 8c og SCR 17. During the period when both SCRs 13 and 17 conduct largely from Tg - T , only the difference of the positive and negative currents 33 and 34 will charge the capacitance 15. The rest of the two currents circulate in a quiescent path that includes SCR 13, the winding 8b, the inductance 14, the inductance 16, the winding 8c and SCR 17.

Ladestrømmen gjennom induktansen 16 for kapasitansenThe charging current through the inductance 16 for the capacitance

15 som vist med bølgeformen 34 på fig. 2e, øker for resten av det vertikale fremløpsintervall som ender ved . Opptreden av negativ spenning over kapasitansen 15 vil således øke under dette intervall, og dette gjelder også den negative strøm gjennom avbøyningsviklingen 18, som vist med bølgeformen 36 på fig. 2g. 15 as shown with the waveform 34 in fig. 2e, increases for the remainder of the vertical flow interval ending at . The occurrence of negative voltage across the capacitance 15 will thus increase during this interval, and this also applies to the negative current through the deflection winding 18, as shown by the waveform 36 in fig. 2g.

Fig. 2h viser spenningen og SCR 13 under den vertikale avbøyningssyklus. I løpet av TQ- T leder SCR 13 tilbakeløps-pulsstrøm og den strøm som er lagret i induktansen 14 og viklingen 8b ved enden av tilbakeløpspulsen ved T^. T - av bølgeformen 37 representerer gjenvinningstiden for den styrte siliciumlikeretter når strømmens bølgeform 33 er null, og spenningens^bølgeform 35 faller fra en spissverdi. I løpet av T~- T vil en negativ del av tilbakeløpspulsen opptre over SCR 13 Fig. 2h shows the voltage and SCR 13 during the vertical deflection cycle. During TQ-T, SCR 13 conducts flyback pulse current and the current stored in the inductance 14 and the winding 8b at the end of the flyback pulse at T^. T - of the waveform 37 represents the recovery time of the controlled silicon rectifier when the current waveform 33 is zero and the voltage waveform 35 falls from a peak value. During T~- T, a negative part of the flyback pulse will occur across SCR 13

da denne ennu ikke er i virksomhet. Ved vil bølgeformen 31 portstyre den styrte siliciumlikeretter 13 slik at den igjen vil lede. Det skal påpekes at spenningsbølgeformen over SCR 17 vil være et speilbilde av bølgeformen 37 og med motsatt polaritet. as this is not yet in operation. By, the waveform 31 will gate control the controlled silicon rectifier 13 so that it will again conduct. It should be pointed out that the voltage waveform across SCR 17 will be a mirror image of waveform 37 and with the opposite polarity.

På fig. 2d og 2e er det vist overlappende ladestrømmer for bare to perioder av SCR-portpulsene 31 og 32. Da det finnes omtrent 262 horisontale tilbakeløpspulser for hver fulle vertikale avbøyningssyklus Tg - T^^vil man i virkeligheten ha mange fler overlappende deler av ladestrømmene 33 og 34. Krysningen vil således være meget jevn og lineær på grunn av at forskjellen mellom strømmene 33 og 34 avtar til null ved krysningspunktet. In fig. 2d and 2e, overlapping charging currents are shown for only two periods of the SCR gate pulses 31 and 32. Since there are approximately 262 horizontal reflow pulses for each full vertical deflection cycle Tg - T^^, one will in reality have many more overlapping portions of the charging currents 33 and 34. The crossing will thus be very even and linear due to the fact that the difference between the currents 33 and 34 decreases to zero at the crossing point.

På grunn av de reaktive komponenter i kretsen, f.eks. kapasitansen 15, kan krysningen i virkeligheten forskyves noe fra punktet T som angitt i bølgeformen 36 for strømmen i avbøynings-viklingen . Due to the reactive components in the circuit, e.g. the capacitance 15, the junction may in reality be slightly displaced from the point T as indicated in the waveform 36 of the current in the deflection winding.

Vertikalt tilbakeløp fåes med en halvperiode fra den frittsvingende parallelle resonanskrets som dannes av kapasitansen 15 og viklingen 18. Ved dette vil spenningen over vik- Vertical return is obtained with half a period from the free-oscillating parallel resonant circuit formed by the capacitance 15 and the winding 18. In this case, the voltage across the winding

lingen 18 og magnetfeltet i viklingen 18 forandre polaritet.the winding 18 and the magnetic field in the winding 18 change polarity.

Det skal påpekes at det ikke løper noen ladestrømmer under det vertikale tilbakeløpsintervall - TQ<1>bortsett fra en enkél ladesyklus gjennom SCR 13 og induktansen 14, og denne ladesyklus starter det vertikale tilbakeløpsintervall. Årsaken til dette er at modulatoren 23 påvirkes av de bølgeformer den tilføres fra den vertikale sagtanngenerator 20 for å sperre portpulsene ved klemmen 25 som normalt ville gjøre SCR 17 ledende, og starter portpulser ved klemmen 24. SCR 13 vil være sterkt ledende og bevirker en hurtig endring av spenningspolari-teten over kapasitansen 15. Deretter vil den vertikale tilbake-løpspuls som er vist i bølgeformen 35 under - Tg' forspenne SCR 13 motsatt og hindre denne i å lede under resten av det vertikale tilbakeløpsintervall. It should be noted that there are no charge currents flowing during the vertical flyback interval - TQ<1> except for a single charge cycle through SCR 13 and the inductance 14, and this charge cycle starts the vertical flyback interval. The reason for this is that the modulator 23 is affected by the waveforms supplied to it from the vertical sawtooth generator 20 to block the gate pulses at terminal 25 which would normally make SCR 17 conductive, and starts gate pulses at terminal 24. SCR 13 will be highly conductive and causes a rapid changing the voltage polarity across the capacitance 15. Then the vertical flyback pulse shown in the waveform 35 under - Tg' will reversely bias SCR 13 and prevent it from conducting during the rest of the vertical flyback interval.

Betydelige reduksjon i energiavgivningen fåes i kretsen på fig. 1 fordi SCR 13 og SCR 17 arbeider som vendere, det vil si at de er enten ikke-ledénde eller mettet. Dermed får man lite energitap i anordningene. Dessuten er det ikke behov for til-førsel av likestrøm utenfra for drift av SCR 13 og SCR 17. Energi-kildene for. de styrte siliciumlikerettere er de horisontale tilbakeløpspulser som opptrer over viklingene 8b og 8c. Dette fører til en ytterligere reduksjon i kraftforbruket ved at man ikke behøver noen likeretterkretser eller filterkretser med til-hørende kraftforbruk for drift av den beskrevne krets. Considerable reductions in energy output are obtained in the circuit in fig. 1 because SCR 13 and SCR 17 work as inverters, i.e. they are either non-conducting or saturated. This results in little energy loss in the devices. Furthermore, there is no need to supply direct current from outside for the operation of SCR 13 and SCR 17. The energy sources for. the controlled silicon rectifiers are the horizontal flyback pulses that appear across the windings 8b and 8c. This leads to a further reduction in power consumption in that one does not need any rectifier circuits or filter circuits with associated power consumption for operation of the described circuit.

Belastningen av den horisontale avbøyningskrets med den vertikale avbøyningskrets under hver horisontale tilbakeløps-periode resulterer i det minste i en viss korrigering av pute-bildet i sideretningen,fordi strømavtapningen (belastningen) er størst ved begynnelse og avslutning av det vertikale fremløps-intervall og avtar til et minimum på midten av det vertikale fremløpsintervall. En viss putekorrigering fåes også ved topp og bunn uten ytterligere kretser på grunn av den parabolske modulasjon av den vertikale avbøyningsstrøm med den horisontale hastighet frembrakt ved' integrasjon av spenningen over kapasitansen 15 av induktansen i avbøyningsviklingen 18. Denne parabolske komponent er størst ved begynnelse og enden av det vertikale frem-løpsintervall og avtar mot midten av intervallet slik at man får den såkalte "sløyfe" modulasjon til frembringelse av putekorrigering ved topp og bunn av det avsøkte raster. Dette er klart vist ved bølgeformen 27 for spenningen i avbøyningsviklingen 18 på fig. 1. The loading of the horizontal deflection circuit with the vertical deflection circuit during each horizontal reflow period results in at least some correction of the pad image in the lateral direction, because the current drain (load) is greatest at the beginning and end of the vertical advance interval and decreases to a minimum in the middle of the vertical flow interval. A certain cushion correction is also obtained at the top and bottom without additional circuits due to the parabolic modulation of the vertical deflection current with the horizontal velocity produced by integration of the voltage across the capacitance 15 of the inductance in the deflection winding 18. This parabolic component is greatest at the beginning and the end of the vertical advance interval and decreases towards the middle of the interval so that one obtains the so-called "loop" modulation to produce pad correction at the top and bottom of the scanned raster. This is clearly shown by the waveform 27 for the voltage in the deflection winding 18 in fig. 1.

Fig. 3 viser et blokk- og koplingsskjema der man merFig. 3 shows a block and connection diagram where one more

i detalj ser et venderstyrt vertikalt avbøyningssystem svarende til det som er vist på fig. 1. En kilde til vertikale synk-pulser 21 er koplet til en klemme 22 i en transistor 40. Emitteren i transistoren 40 er koplet til jord og kollektorelektroden er gjennom en diode 41, en motstand 42, et potensiometer 44 som tjener som høyderegulering, og en motstand 45 koplet til en kilde for positivt potensial B+ som fåes fra likestrømtil-førselen 12. B+ kan være på rundt 24 volt. Koplingspunktet mellom motstandene 42 og 44 er koplet gjennom en første kapasitans 4 3,. en andre kapasitans 48, en motstand 49, en motstand 50 og et potensiometer 51 som tjener til justering av linearitet og til jord. Koplingspunktet mellom kapasitansene 43 og 48 er gjennom en motstand 46, tilsluttet en omvenderklemme i en forsterker 47. En motstand 52 kopler omvenderklemmen for forsterkeren 47 til et sentreringspotensiometer 53, som på sin side, gjennom en motstand 54, er koplet til B+. Over omvenderinngangs-klemmen og utgangsklemmen for forsterkeren 4 7 er det koplet to rygg-mot-rygg zenerdioder 60, 61 for å begrense spissverdiene av signalene. En motstand 59 utgjør tilbakekopling for forsterkeren og en seriekoplet motstand 57 og kapasitans 58 i parallell med kapasitansen 56 har en dempefunksjon for å hindre uønskede oscillasjoner eller svingninger i forsterkeren 47. Seriekoplede motstander 6 3 og 64 gjennom B+ og jord danner en likespennings-deler til frembringelse av en referansespenning som er koplet gjennom en motstand 62 til den ikke omvendende inngangsklemme for forsterkeren 47 og.gjennom en motstand 65 til den ikke om-vendene klemme for en ytterligere forsterker 66. Utgangsklemmen for forsterkeren 47 er koplet,gjennom en motstand 67,til om-venderinngangsklemmen for forsterkeren 66. En motstand 68 som er koplet fra utgangsklemmen for forsterkeren 66 til dens om-venderinngangsklemme danner tilbakekopling for forsterkeren. in detail, a turn-controlled vertical deflection system similar to that shown in fig. 1. A source of vertical sync pulses 21 is connected to a terminal 22 of a transistor 40. The emitter of the transistor 40 is connected to ground and the collector electrode is through a diode 41, a resistor 42, a potentiometer 44 which serves as a height control, and a resistor 45 connected to a source of positive potential B+ obtained from the direct current supply 12. B+ can be around 24 volts. The connection point between the resistors 42 and 44 is connected through a first capacitance 4 3,. a second capacitance 48, a resistor 49, a resistor 50 and a potentiometer 51 which serves to adjust linearity and to ground. The connection point between the capacitances 43 and 48 is through a resistor 46, connected to an inverter terminal in an amplifier 47. A resistor 52 connects the inverter terminal for the amplifier 47 to a centering potentiometer 53, which in turn, through a resistor 54, is connected to B+. Above the inverter input terminal and the output terminal of the amplifier 47, two back-to-back zener diodes 60, 61 are connected to limit the peak values of the signals. A resistor 59 forms feedback for the amplifier and a series-connected resistor 57 and capacitance 58 in parallel with the capacitance 56 have a damping function to prevent unwanted oscillations or oscillations in the amplifier 47. Series-connected resistors 6 3 and 64 through B+ and earth form a DC voltage divider to generation of a reference voltage which is connected through a resistor 62 to the non-inverting input terminal of the amplifier 47 and through a resistor 65 to the non-inverting terminal of a further amplifier 66. The output terminal of the amplifier 47 is connected, through a resistor 67, to the inverter input terminal of amplifier 66. A resistor 68 connected from the output terminal of amplifier 66 to its inverter input terminal forms feedback for the amplifier.

Utgangsklemmen for forsterkeren 47 er gjennom en diode 71, koplet til basiselektroden i en første transistor 72 av en differmsialforsterker 73. Differensialforsterkeren 73 har en puls-breddemodulerende funksjon som vil bli beskrevet i det følg-ende. Kollektoren i transistoren 72 er koplet til jord og emitter elektroden i transistorene 72 og 74 er, gjennom en felles emit-termotstand 75, koplet til B+. Forspenningsmotstanden 76 og 77 er koplet fra det felles emitterkoplingspunkt til de respektive basiser i transistorene 72 og 74. Kollektorelektroden i transistoren 74 frembringer et utgangssignal som er koplet gjennom en diode 93 til basis i en drivtransistor 94. Basiselektroden til transistoren 74 er koplet gjennom en diode 78 til emitteren i en transistor 112 og gjennom en diode 86 til basiselektroden i en transistor 82, som utgjør en del av en andre differensialforsterker 81, som også arbeider som en pulsbreddemodulator som skal beskrives nærmere i det følgende. Emitterne i transistoren 82 The output terminal for the amplifier 47 is through a diode 71, connected to the base electrode of a first transistor 72 of a differential amplifier 73. The differential amplifier 73 has a pulse-width modulating function which will be described in the following. The collector in the transistor 72 is connected to ground and the emitter electrode in the transistors 72 and 74 is, through a common emitter resistor 75, connected to B+. The bias resistors 76 and 77 are connected from the common emitter connection point to the respective bases of the transistors 72 and 74. The collector electrode of the transistor 74 produces an output signal which is connected through a diode 93 to the base of a drive transistor 94. The base electrode of the transistor 74 is connected through a diode 78 to the emitter of a transistor 112 and through a diode 86 to the base electrode of a transistor 82, which forms part of a second differential amplifier 81, which also works as a pulse width modulator which will be described in more detail below. The emitters of the transistor 82

og transistoren 80 er koplet gjennom en felles motstand 83 til B+. Forspenningsmotstander 84 og 85 er koplet fra emitterne i transistorene 80 og 82 til deres basis. Basiselektrodene i transistoren 80 er koplet gjennom en diode 79 til utgangsklemmen for forsterkeren 66. Kollektorelektroden i transistoren 82 koples til basis for en ytterligere drivtransistor 87. and the transistor 80 is connected through a common resistor 83 to B+. Bias resistors 84 and 85 are connected from the emitters of transistors 80 and 82 to their bases. The base electrodes in the transistor 80 are connected through a diode 79 to the output terminal of the amplifier 66. The collector electrode in the transistor 82 is connected to the base of a further drive transistor 87.

Drivtransistoren 87 har sin kollektor koplet gjennomThe drive transistor 87 has its collector connected through

en motstand 90 til B+ tilførselen. Motstanden 91 og kapasitansen 92 tjener til å kople dette trinn fri fra B+ tilførselen. Emitteren i transistoren 87 er koplet gjennom en motstand til jord og til portelektroden i en SCR 17. a resistor 90 to the B+ supply. The resistance 91 and the capacitance 92 serve to disconnect this stage from the B+ supply. The emitter of the transistor 87 is connected through a resistor to ground and to the gate electrode of an SCR 17.

Drivtransistoren 94 har sin kollektorelektrode koplet gjennom en diode 97 og en motstand 98 til den frikoplede B+ - tilførsel. Emitterelektroden i transistoren 94 er koplet til portelektroden for en SCR 13 og gjennom en motstand 96 til koplingspunktet mellom en vertikal avbøyningsvikling 18 og en kapasitans 15. Den annen klemme for kapasitansen 15 er koplet til jord, og den annen klemme for avbøyningsviklingen 18 er koplet gjennom en strømsamplende tilbakekoplingsmotstand 19 til jord. Likestrømsignalet som fåes fra toppen av den vertikale avbøy-nningsvikling 18 er koplet gjennom en seriemotstand 115 og en shuntkapasitans 116 til en klemme for et potensiometer 53, for å bli koplet tilbake til forsterkeren 47. Denne likestrømtilbake-kopling stiller arbeidspunktet for den likestrømkoplede vertikale avbøyningskrets. En vekselstrøms tilbakekoplingsbane er koplet fra punktet mellom den vertikale avbøyningsvikling 18 og tilbakekoplingsmotstanden 19 gjennom en kapasitans 114 til koplingspunktet mellom motstandene 49 og 50. Tilbakekoplings- banen tjener til å skape linearitetsregulering ved innstilling av linearitetspotensiometeret 51. The drive transistor 94 has its collector electrode connected through a diode 97 and a resistor 98 to the decoupled B+ supply. The emitter electrode of the transistor 94 is connected to the gate electrode of an SCR 13 and through a resistor 96 to the connection point between a vertical deflection winding 18 and a capacitance 15. The other terminal for the capacitance 15 is connected to ground, and the other terminal for the deflection winding 18 is connected through a current sampling feedback resistor 19 to ground. The DC signal obtained from the top of the vertical deflection winding 18 is coupled through a series resistance 115 and a shunt capacitance 116 to a terminal for a potentiometer 53, to be fed back to the amplifier 47. This DC feedback sets the operating point of the DC coupled vertical deflection circuit . An alternating current feedback path is connected from the point between the vertical deflection winding 18 and the feedback resistor 19 through a capacitance 114 to the connection point between the resistors 49 and 50. The feedback path serves to create linearity regulation by setting the linearity potentiometer 51.

Utgangstrinnene innbefattende de styrte siliciumlikerettere 13 og 17 og høyspennings- og utgangstransformatoren 18, svarer til de som er beskrevet i forbindelse med fig. 1. The output stages including the controlled silicon rectifiers 13 and 17 and the high voltage and output transformer 18 correspond to those described in connection with fig. 1.

En vikling 8e i transformatoren 8 er koplet gjennom en spenningsdeler som omfatter motstanden 101 og motstanden 10 2 til jord. Koplingspunktet mellom motstandene 101 og 102 avgir horisontale tilbakeløpspulser ved basis av en transistorforsterker 103. Emitteren i transistoren 103 er koplet til jord og dets kollektor er koplet gjennom en belåstningsmotstand 104 til B+. Kollektoren i transistoren 103 er koplet til basis i en transistor 105 for å gi denne drivstrøm. Emitteren i transistorene 105 A winding 8e in the transformer 8 is connected through a voltage divider comprising the resistor 101 and the resistor 10 2 to ground. The connection point between resistors 101 and 102 emits horizontal flyback pulses at the base of a transistor amplifier 103. The emitter of transistor 103 is connected to ground and its collector is connected through a load resistor 104 to B+. The collector of the transistor 103 is connected to the base of a transistor 105 in order to supply it with drive current. The emitter in the transistors 105

er koplet til jord og dens kollektor er koplet gjennom en motstand 106 til B+, og til basis i en transistor 107. Emitteren i transistoren 107 er koplet til jord og dens kollektor er koplet gjennom en motstand 108 til B+,gjennom en kapasitans 109 og en diode 110 med polaritet som angitt, til jord. En motstand 111 is connected to ground and its collector is connected through a resistance 106 to B+, and to the base of a transistor 107. The emitter of the transistor 107 is connected to ground and its collector is connected through a resistance 108 to B+, through a capacitance 109 and a diode 110 with polarity as indicated, to ground. A resistance 111

er tilsluttet kollektoren i transistoren 105 og koplingspunktet mellom kapasitansen 109 og dioden 110. is connected to the collector in the transistor 105 and the connection point between the capacitance 109 and the diode 110.

Kollektoren i transistoren 107 er videre koplet tilThe collector in transistor 107 is further connected to

basis i en transistor 112 som er innkoplet i kretsen som et emitterfølgetrinn. Kollektoren i transistoren 112 er koplet til jord og dens emitter er koplet gjennom en motstand 113, til B+. Generelt sett er oppgaven for transistorene 103, 105, 107 og base in a transistor 112 which is connected in the circuit as an emitter follower stage. The collector of the transistor 112 is connected to ground and its emitter is connected through a resistor 113, to B+. Generally speaking, the task for the transistors 103, 105, 107 and

112 og deres tilhørende kretser å frembringe sagtannsignaler med den horisontale avbøyningshastighet, og signalene koples gjennom dioder 78 og 86 til en inngangsklemme for hver av dif-ferensialforsterkerne 73 og 81. Basis i transistoren 112 er koplet til kollektoren for transistoren 107 gjennom seriekoplet.s motstand 130 og potensiometeret 131 til jord. Potensiometeret 131 sørger for overlappende, drift av den styrte siliciumlikeretter 13 og den styrte siliciumlikeretter 17. 112 and their associated circuits to produce sawtooth signals with the horizontal deflection rate, and the signals are coupled through diodes 78 and 86 to an input terminal for each of the differential amplifiers 73 and 81. The base of transistor 112 is coupled to the collector of transistor 107 through the series resistor. 130 and the potentiometer 131 to ground. The potentiometer 131 ensures overlapping operation of the controlled silicon rectifier 13 and the controlled silicon rectifier 17.

Under drift vil positivt løpende vertikale synkpulserDuring operation, positive-going vertical sink pulses will

som er koplet tilbbasis i transistoren 40, bevirke at denne transistor leder, noe som utlader de sagtannladende kapasitanser 4 3 og 48. For å begynne det vertikale fremløpsintervall ved avslutningen av en vertikal synkpuls 22 sperrer transistoren 40, og kapasitansene 43 og 48 lader gjennom en bane fra B+ tilførselen, connected to the base of transistor 40, cause this transistor to conduct, which discharges the sawtooth charging capacitances 43 and 48. To begin the vertical advance interval at the end of a vertical sync pulse 22, transistor 40 turns off, and capacitances 43 and 48 charge through a path from the B+ supply,

gjennom motstanden 45, potensiometeret 44, motstanden 49, kapasitansen 114 og motstanden 19 til jord. Sagtannbølgen er koplet gjennom motstanden 46 til forsterkeren 47,og enhver forskjell mellom denne og sagtannbølgeformen som koples tilbake gjennom kapasitansen 114 opptrer forsterket og omvendt ved utgangsklemmen for forsterkeren 47, som vist med det signal som er angitt som en vertikalt,negativt løpende sagtannbølge-form 69. Justering av sentreringspotensiometeret 53 varierer likestrømnivået for sagtannbølgeformen ved inngangen til forsterkeren 47, og på grunn av likestrømkoplingen til avbøynings-viklingen 18 gir dette en likestrømkomponent som sørger for sentrering av rasteret ved å legge til en likestrømkomponent til strømmen i avbøyningsviklingen. Dessuten vil likestrømtil-bakekoplingen fra toppen av viklingen 18, gjennom motstanden 115, til en side av sentreringspotensiometeret 53, gi stabilitet til likestrømarbeidspunktet. through resistor 45, potentiometer 44, resistor 49, capacitance 114 and resistor 19 to ground. The sawtooth wave is coupled through resistor 46 to amplifier 47, and any difference between this and the sawtooth waveform fed back through capacitance 114 appears amplified and reversed at the output terminal of amplifier 47, as shown by the signal indicated as a vertically negative-going sawtooth waveform 69. Adjusting the centering potentiometer 53 varies the DC level of the sawtooth waveform at the input to the amplifier 47, and due to the DC coupling to the deflection winding 18, this provides a DC component which ensures centering of the grid by adding a DC component to the current in the deflection winding. Also, the DC feedback from the top of the winding 18, through the resistor 115, to one side of the centering potentiometer 53, will provide stability to the DC operating point.

Den negativt løpende sagtannbølgeform 69 som' fåes ved utgangsklemmen for forsterkeren 47, er koplet til omvenderklemmen for forsterkeren 66 som ved sin utgangsklemme gir et signal som er vist som positivt løpende,vertikal sagtannbølge-form 70 med det samme, men motsatte polaritetsnivåer som like-strømnivået for bølgeformen 69 i forhold til den referansespenning som fremkommer ved koplingspunktet mellom motstandene 6 3 og 64. De vertikale sagtannbølgeformer 69 og 70 som har motsatt polaritet er koplet gjennom diodene 71 og 79 for å danne den annen inngang for hver sin differensialforsterker 73 og 81. The negative running sawtooth waveform 69 which is obtained at the output terminal of the amplifier 47 is connected to the inverter terminal of the amplifier 66 which at its output terminal provides a signal which is shown as a positive running vertical sawtooth waveform 70 with the same but opposite polarity levels as the current level of the waveform 69 in relation to the reference voltage that appears at the connection point between the resistors 6 3 and 64. The vertical sawtooth waveforms 69 and 70 which have opposite polarity are connected through the diodes 71 and 79 to form the second input for each of the differential amplifiers 73 and 81 .

Fig. 4a-4c viser bølgeformer som fåes i forskjellige punkter i kretsen på fig. 3. Bølgeformen 69 på fig. 4a er en Fig. 4a-4c show waveforms that are obtained at different points in the circuit in fig. 3. The waveform 69 in fig. 4a is one

del av den negativt løpende sagtannede feilbølgeform som påtrykkes basiselektroden i transistoren 72 som tilhører differensialforsterkeren 73. Bølgeformen 70 på fig. 4a er en del av "den positivt løpende vertikale,sagtannede feilbølgeform som er koplet til basiselektroden i transistoren 80 tilhørende differensialforsterkeren 81. part of the negative running sawtooth error waveform which is applied to the base electrode of the transistor 72 which belongs to the differential amplifier 73. The waveform 70 in fig. 4a is part of "the positive-going vertical, so-called error waveform which is connected to the base electrode of the transistor 80 belonging to the differential amplifier 81.

De positivt løpende horisontale tilbakeløpspulser som er koplet til basis i transistoren 103, bringer denne til å lede,og de omvendte tilbakeløpspulser er koplet til basis i transistoren 105 som sperrer under det horisontale tilbakeløps-intervall. Den positive stigning av spenningen ved kollektoren i transistoren 105 bringer transistoren 107 til å lede. Den positive ladning på den høyre side av kapasitansen 109 som tidligere er frembrakt av spenningsdeleren som omfatter motstandene 108, 130 og potensiometeret 131 som er koplet mellom B+ og jord, senkes plutselig når transistoren 107 leder, og fallet fremkommer som en negativ spenning ved koplingspunktet mellom kapasitansen 109 og dioden 110. Den strøm som tidligere fløt gjennom motstanden 106 og transistoren 107 blir nu delt mellom basis-emitterpunktet for transistoren 107 og gjennom motstanden 111 til den negative side av kapasitansen 109. Derved vil kapasitansen 109 nu begynne å lade ut gjennom motstanden 107 til jord gjennom B+ kilden, gjennom strømkildemotstanden 106, gjennom motstanden 111 til den venstre.; (negative) klemme for kapasitansen 109. I denne krets som er en modifisert utgave av en Miller integrator, vil strømmen gjennom motstanden 111 være lik strømmen gjennom motstanden 106, bortsett fra den meget lille strøm som flyter gjennom basis i transistoren 107. Motstanden 111 har et konstant spenningsfall over seg og frembringer det negativt løpende trinn i bølgeformen 120. Den konstante strøm-utladning fra kapasitansen 109 gjennom motstanden 107 frembringer en negativt løpende sagtannet spenningsbølgeform ved kollektoren i transistoren 107, som vist ved bølgeformen 120 The positive-going horizontal flyback pulses connected to the base of transistor 103 cause it to conduct, and the inverted flyback pulses connected to the base of transistor 105 block during the horizontal flyback interval. The positive rise of the voltage at the collector of transistor 105 causes transistor 107 to conduct. The positive charge on the right side of the capacitance 109 previously produced by the voltage divider comprising the resistors 108, 130 and the potentiometer 131 connected between B+ and ground is suddenly lowered when the transistor 107 conducts, and the drop appears as a negative voltage at the junction between the capacitance 109 and the diode 110. The current that previously flowed through the resistor 106 and the transistor 107 is now divided between the base-emitter point of the transistor 107 and through the resistor 111 to the negative side of the capacitance 109. Thereby the capacitance 109 will now begin to discharge through the resistor 107 to ground through the B+ source, through the current source resistor 106, through the resistor 111 to the left.; (negative) clamp for the capacitance 109. In this circuit, which is a modified version of a Miller integrator, the current through the resistor 111 will be equal to the current through the resistor 106, except for the very small current that flows through the base of the transistor 107. The resistor 111 has a constant voltage drop across it and produces the negative-going step in waveform 120. The constant current discharge from capacitance 109 through resistor 107 produces a negative-going sawtooth voltage waveform at the collector of transistor 107, as shown by waveform 120

på fig. 4a. Transistoren 112 er koplet som en emitterfølger, og spenningen ved denne emitter er bølgeformen 120 på fig. 4a. on fig. 4a. The transistor 112 is connected as an emitter follower, and the voltage at this emitter is the waveform 120 in fig. 4a.

Den mest positive del av bølgeformen 120 bestemmes ved innstilling av potensiometeret 131 i spenningsdelerkretsen. Det skarpe, negativt løpende fall i bølgeformen 120 frembringes av spen-ningsfallet over motstanden 111 som skyldes strømmen gjennom motstanden 106. Den plutselige positivt løpende del av bølge-formen 120 er frembrakt av avslutningen av tilbakeløpspulsene som opptrer ved basis i transistoren 103 og som får denne til å sperre, transistoren 105 til å lede og transistoren 107 til å sperre, hvorved basisspenningen for transistoren 112 og deretter spenningen på bølgeformen 120 bringes opp til det nivå The most positive part of the waveform 120 is determined by setting the potentiometer 131 in the voltage divider circuit. The sharp, negative-going drop in the waveform 120 is produced by the voltage drop across the resistor 111 which is due to the current through the resistor 106. The sudden positive-going part of the waveform 120 is produced by the termination of the flyback pulses that occur at the base of the transistor 103 and which get this to block, transistor 105 to conduct and transistor 107 to block, whereby the base voltage of transistor 112 and then the voltage on waveform 120 is brought up to that level

som er bestemt ved innstilling av potensiometeret 131 til hvilket nivå også kapasitansen 109 lades fra B+, gjennom motstanden 108 og dioden 110 til jord. which is determined by setting the potentiometer 131 to which level the capacitance 109 is also charged from B+, through the resistor 108 and the diode 110 to ground.

De negativt løpende pulser 120 med negativt løpende sagtannspisser som fåes ved emitteren i transistoren 112 er koplet gjennom dioder, 78<q>g 86 til basis i transistorene 74 og 82.Når det gjelder differensialforsterkeren 73, vil den av transistorene 72 og 74 som har den mest negative spenning,påtrykket sin basis,lede og den annen transistor vil sperre. Således vil under den første del av det vertikale fremløpsintervall når den vertikale bølgeform 79 på fig. 4a er positiv i forhold til den negativt løpende sagtannbølgeform 120, transistoren 74 lede, bli mettet og frembringe en serie av positivt løpende pulser med den horisontale hastighet ved sin kollektor, hvilke pulser føres gjennom dioden 93 og transistordriveren 94 for å få SCR 13 til å lede. Drivpulsene ved portelektroden for SCR 13 er vist som pulsene 123 på fig. 4b. På fig. 4a og 4b kan man se at når bølge-formen 69 blir mer negativ, blir pulsene 123 kortere og kortere. Med henvisning til fig. 4a og 4b vil man også se at bølgeformen 120 får transistoren 74 til å lede med den horisontale hastighet så lenge den negativt løpende sagtanndel av spenningsbølgeformen 120 er mer negativ enn nivået for den vertikale bølgeform 69, hvorved det frembringes drivpulser som gjør SCR 13 ledende og som lader kapasitansen 15 ved en horisontal hastighet med en stort sett lineært avtagende positiv strøm. The negative-going pulses 120 with negative-going sawtooth tips obtained at the emitter of the transistor 112 are coupled through diodes, 78<q>g 86 to the base of the transistors 74 and 82. As for the differential amplifier 73, the one of the transistors 72 and 74 which has the most negative voltage, applied to its base, lead and the other transistor will block. Thus, during the first part of the vertical advance interval when the vertical waveform 79 in fig. 4a is positive relative to the negative-going sawtooth waveform 120, transistor 74 conducts, becomes saturated, and produces a series of positive-going pulses with the horizontal velocity at its collector, which pulses are passed through diode 93 and transistor driver 94 to cause SCR 13 to lead. The drive pulses at the gate electrode for SCR 13 are shown as pulses 123 in fig. 4b. In fig. 4a and 4b it can be seen that as the waveform 69 becomes more negative, the pulses 123 become shorter and shorter. With reference to fig. 4a and 4b, it will also be seen that the waveform 120 causes the transistor 74 to conduct at the horizontal rate as long as the negative-going sawtooth portion of the voltage waveform 120 is more negative than the level of the vertical waveform 69, whereby driving pulses are produced which make the SCR 13 conductive and which charges the capacitance 15 at a horizontal rate with a generally linearly decreasing positive current.

Ved tiden blir den horisontale sagtanndel av bølge-formen 120 mer negativ i forhold til den positivt løpende vertikale sagtannede feilbølgeform 70, og transistoren 82 vil begynne å lede. Under hvert derpå følgende horisontale tilbakeløpsinter-vall vil den forreste flanke av kollektorspenningspulsen for transistoren 280 stadig nærme seg den forreste flanke av bølge-formen 120 når det vertikale intervall skrider frem som vist med bølgeformen 124 på fig. 4c. Disse positive pulser i bølgeformen 124 blir koplet gjennom drivtransistoren 87 og får SCR 17 til å lede. Strøm som flyter fra jord opp gjennom kapasitansen 15, gjennom induktansen 16 til bunnklemmen for viklingen 8c som har en negativ tilbakeløpspuls i forhold til dens toppklemme og gjennom SCR 17, sørger for en økende negativ spenning som ut-vikles over kapasitansen 15 under den siste halvdel av det vertikale fremløpsintervall. In time, the horizontal sawtooth portion of waveform 120 becomes more negative relative to the positive running vertical sawtooth error waveform 70, and transistor 82 will begin to conduct. During each subsequent horizontal retrace interval, the leading edge of the collector voltage pulse for transistor 280 will steadily approach the leading edge of waveform 120 as the vertical interval advances as shown by waveform 124 in FIG. 4c. These positive pulses in waveform 124 are coupled through drive transistor 87 and cause SCR 17 to conduct. Current flowing from ground up through capacitance 15, through inductance 16 to the bottom terminal of winding 8c which has a negative return pulse relative to its top terminal and through SCR 17 provides an increasing negative voltage developed across capacitance 15 during the last half of the vertical flow interval.

På fig. 4b og 4c ser man at pulsene for bølgeformen 123 og 124 overlapper for et intervall omtrent ved midten av det vertikale fremløpsintervall. I løpet av intervallet Tg - T^ vil tilsvarende ledning finne sted i SCr 13 og SCR 17 slik at det blir tilbake en netto ladestrøm på null for kapasitansen 15. Dette er krysningspunktet. Som allerede beskrevet bestemmer innstil-lingen av potensiometeret 131 spenningsnivået som pulsene 120 overlagres på, og antallet av overlappende pulser i bølgeformen 123 og 124. Man ser at positive og negative strømmer dominerer når det gjelder å frembringe sagtannstrømmen gjennom avbøynings-viklingen 18 på de høyre og venstre sider av T6.. Referansespenningen VR som er vist som midtlinjen på fig. 4a representerer den nominelle gjennomsnitlige likespenning for sagtannbølgeform-ene 69 og 70. Den referansespenning bestemmes av spenningsdeleren som dannes av motstandene 6 3 og 64 på fig. 3. Innstilling av sentreringspotensiometeret 53 sørger ved hjelp av forsterkerne 47 og 66,for at spenningsbølgeformene 69 og 70 flytter seg i motsatte polaritetsretninger i forhold til V . Dette bevirker at krysningspunktet for bølgeformene 69 og 70 på fig. 4a beveger seg enten til høyre eller til venstre fra midten som vist på In fig. 4b and 4c, it is seen that the pulses for the waveform 123 and 124 overlap for an interval approximately at the middle of the vertical advance interval. During the interval Tg - T^, corresponding conduction will take place in SCr 13 and SCR 17 so that there remains a net charge current of zero for the capacitance 15. This is the crossing point. As already described, the setting of the potentiometer 131 determines the voltage level on which the pulses 120 are superimposed, and the number of overlapping pulses in the waveform 123 and 124. It can be seen that positive and negative currents dominate when it comes to producing the sawtooth current through the deflection winding 18 on the right and left sides of T6.. The reference voltage VR which is shown as the center line in fig. 4a represents the nominal average DC voltage for the sawtooth waveforms 69 and 70. The reference voltage is determined by the voltage divider formed by the resistors 6 3 and 64 in FIG. 3. Setting the centering potentiometer 53 ensures, by means of the amplifiers 47 and 66, that the voltage waveforms 69 and 70 move in opposite polarity directions in relation to V . This causes the crossing point of the waveforms 69 and 70 in fig. 4a moves either to the right or to the left from the center as shown

fig. 4a, noe som fører til at avbøyningsstrømmen gjennom viklingen 18 overlagres på en sentrerende likestrøm avhengig av inn-stillingen av potensiometeret 53. fig. 4a, which causes the deflection current through the winding 18 to be superimposed on a centering direct current depending on the setting of the potentiometer 53.

Tilbakeløpet starter når transistoren 40 leder, noe som fører til at den negative pulsdel av den vertikale bølgeform 70 som er koplet til basisiiL transistoren 8 i dif f erensialf ors terk-eren 81,får transistoren 82 til å slutte å lede, slik at også frembringelsen av pulsene 124 stanser. På.samme tid vil den positivt løpende del av bølgeformen 69,som er koplet til transistoren 72 i differensialforsterkeren 73,bevirke at transistoren 72 sperrer og lar transistoren 74 lede når den negativt løpende sagtannbølgeform 120 med den horisontale hastighet påtrykkes basis. Den første horisontale sagtann 120 som opptrer på dette tidspunkt frembringer en bred puls 123 ved kollektoren i transistoren 74 og portstyrer SCR 13 slik at den leder på et meget tidlig tidspunkt i forhold til de horisontale tilbakeløpspulser 30 på fig. 2a. Strømmen gjennom SCR 13 lader kapasitansen 15 positivt og den magnetiske energi,som er lagret i avbøyningsviklingen 18, får spenningen over kapasitansen 15 til å stige ytterligere positivt. Dette er vist på fig. 2b, 2d, 2f og 2g. Tilbakeløps-pulstiden for spenningsbølgeformen 35 på fig. 2f er omtrent 3-4 horisontale linjer. Den positivt løpende tilbakeløpspuls er koplet gjennom forspenningsmotstanden 9 5 til katoden i dioden 9 3 for omvendt forspenning av denne i forhold til de forholdsvis lave positivt løpende pulser som frembringes ved anoden når transistoren 74 leder. På samme måte blir dioden 97 motsatt forspent under det vertikale tilbakeløpsintervall og kopler dermed transistoren 94 fra den frikoplede B+ tilførsel, slik at til-bakeløpspulsen kan stige over B+ nivået i løpet av halvparten av den periode som bestemmes av resonansfrekvensen for parallell-kombinasjonen av kapasitansen 15 og avbøyningsviklingen 18. Da avbøyningsviklingen ikke er knyttet til noen spenning under til-bakeløpsintervallet, kan tilbakeløpspulsspenningen stige til et forholdsvis høyt nivå og dermed bevirke en hurtig vending av avbøyningsviklingens strøm med dermed følgende kort tilbakeløps-intervall. Etter en halvperiode av resonans vil den vertikale tilbakeløpspuls begynne å svinge negativt og forspenne diodene 9 3 og 9 7 forover, samt tillate portpulser å bli påtrykket den styrte siliciumlikeretter 13 slik at et nytt fremløpsintervall kan begynne. The reverse starts when the transistor 40 conducts, which causes the negative pulse part of the vertical waveform 70 which is connected to the base transistor 8 in the differential filter 81, causes the transistor 82 to stop conducting, so that the generation of the pulses 124 stops. At the same time, the positive-going part of the waveform 69, which is connected to the transistor 72 in the differential amplifier 73, will cause the transistor 72 to block and allow the transistor 74 to conduct when the negative-going sawtooth waveform 120 with the horizontal speed is applied to the base. The first horizontal sawtooth 120 which occurs at this time produces a wide pulse 123 at the collector of the transistor 74 and gate controls the SCR 13 so that it conducts at a very early time in relation to the horizontal return pulses 30 in fig. 2a. The current through the SCR 13 charges the capacitance 15 positively and the magnetic energy, which is stored in the deflection winding 18, causes the voltage across the capacitance 15 to rise further positively. This is shown in fig. 2b, 2d, 2f and 2g. The return pulse time of the voltage waveform 35 in FIG. 2f is about 3-4 horizontal lines. The positive running reverse pulse is coupled through the bias resistor 9 5 to the cathode of the diode 9 3 for reverse biasing of this in relation to the relatively low positive running pulses produced at the anode when the transistor 74 conducts. Similarly, diode 97 is reverse biased during the vertical flyback interval and thus disconnects transistor 94 from the decoupled B+ supply, allowing the flyback pulse to rise above the B+ level during half the period determined by the resonant frequency of the parallel combination of the capacitance 15 and the deflection winding 18. As the deflection winding is not connected to any voltage during the flyback interval, the flyback pulse voltage can rise to a relatively high level and thus cause a rapid reversal of the deflection winding's current with the resulting short flyback interval. After half a period of resonance, the vertical flyback pulse will begin to oscillate negatively and forward bias the diodes 9 3 and 9 7 , as well as allowing gate pulses to be applied to the controlled silicon rectifier 13 so that a new forward interval can begin.

På fig. 3 er katoden i den styrte siliciumlikeretter 13 koplet til kapasitansen 15 i stedet for til toppen av viklingen 8b som vist på fig. 1. Ved anordningen på fig. 3 vil således katode og portelektroder flyte ved en meget lavere spenning enn på fig. 1, noe som fører til større stabilitet i driften av SCR 13.1In fig. 3, the cathode in the controlled silicon rectifier 13 is connected to the capacitance 15 instead of to the top of the winding 8b as shown in fig. 1. With the device in fig. 3, the cathode and gate electrodes will thus flow at a much lower voltage than in fig. 1, which leads to greater stability in the operation of SCR 13.1

På fig. 3, i motsetning til fig. 1, er det benyttetIn fig. 3, in contrast to fig. 1, it is used

en pulsbreddemodulator til styring av ledningen av SCR 13 og SCR 17, der bare de forreste flanker av pulsene i bølgeformene 123 og 124 varieres i forhold til de ledende flanker av de horisontale tilbakeløpspulser. a pulse width modulator for controlling the conduction of SCR 13 and SCR 17, where only the leading edges of the pulses in waveforms 123 and 124 are varied in relation to the leading edges of the horizontal return pulses.

Fig. 5 viser i détail et blokkdiagram og koplingsskjema for et annet venderstyrt vertikalt system der oppfinnelsen anvendes. Hovedforskjellen mellom utførelsesformene på fig. 5 og fig. 3 er at fig. 5 har en adskilt oscillator og sagtanngenerator 150 som frembringer en stabil sagtannet spenningsbølgeform som fåes fra utgangsklemmen på en forsterker 176, hvilken bølgeform er koplet til forsterkerne 47 og 66 og resten av den vertikale generator som arbeider som en lineær forsterker, idet man har tilbakekopling fra avbøyningsviklingen 18 til forsterkeren 47. En fordel ved utførelsesformen på fig. 5 er at linjesprang mellom to på hverandre følgende vertikale felter lett kan oppnås. Fig. 5 shows in detail a block diagram and connection diagram for another turn-controlled vertical system in which the invention is used. The main difference between the embodiments of fig. 5 and fig. 3 is that fig. 5 has a separate oscillator and sawtooth generator 150 which produces a stable sawtooth voltage waveform obtained from the output terminal of an amplifier 176, which waveform is coupled to amplifiers 47 and 66 and the remainder of the vertical generator operating as a linear amplifier, having feedback from the deflection winding 18 of the amplifier 47. An advantage of the embodiment in fig. 5 is that line breaks between two consecutive vertical fields can be easily achieved.

En vertikal synkpuls 21 er koplet til en klemme 22 og gjennom en motstand 151 en diode 153, en kapasitans 155 og en diode 156 for å bringe transistoren 157 til å lede for derved å starte tilbakeløpsintervallet. Ledningsbanen for transistoren 157 er fra B+ tilførselen gjennom motstanden 169 til jord. Spen-ningsfallet ved kollektoren i transistoren 157 er koplet gjennom dioden 158 og motstanden 159 for å bringe transistoren 160 til å lede. Når transistoren 160 leder, utlader den de sagtannfrem-bringende kapasitanser 174, 175 gjennom en motstand 172. Emitter-kollektorstrømbanen fullstendiggjøres med banen fra B+ gjennom høydereguleringspotensiometeret 171, motstanden 170, motstanden 172 og motstanden 173 til jord. Når transistoren 160 leder under det vertikale tilbakeløpsintervall, bevirker dette at en negativt løpende tilbakeløpsspenningsfølgedel frembringes ved om-venderinngangsklemmen til forsterkeren 176. A vertical sync pulse 21 is connected to a terminal 22 and through a resistor 151 a diode 153, a capacitance 155 and a diode 156 to cause the transistor 157 to conduct thereby starting the flyback interval. The conduction path for transistor 157 is from the B+ supply through resistor 169 to ground. The voltage drop at the collector of transistor 157 is coupled through diode 158 and resistor 159 to cause transistor 160 to conduct. When the transistor 160 conducts, it discharges the sawtooth generating capacitances 174, 175 through a resistor 172. The emitter-collector current path is completed with the path from B+ through the height control potentiometer 171, the resistor 170, the resistor 172 and the resistor 173 to ground. When transistor 160 conducts below the vertical flyback interval, this causes a negative-going flyback voltage follower to be produced at the inverter input terminal of amplifier 176.

Den senkede kollektorspenning for transistoren 157 som følger den forreste flanke av synkpulsene 21 er koplet gjennom en motstand 161 slik at transistoren 162 leder. Hovedlednings-banen for transistoren 162 er fra B+ klemmen gjennom motstanden 165, motstanden 164 og motstanden 154 til jord, idet motstanden 150 er i parallell med seriekoplingen av kapasitansen 155, dioden 156 og basis-emitterpunktet for transistoren 157 til jord. Denne strømbane setter kapasitansen 155 i stand til å lade ut gjennom dioden 156 og basis-emitterpunktet for transistoren 157. Når kapasitansen 155 har ladet ut til et bestemt punkt, vil denne diode 156 og basis-emitterpunktet for transistoren 157 ikke lenger være forspent forover, og transistoren 157, transistoren 160 og transistoren 162 vil sperre. På dette tidspunkt begynner kapasitansene 164, 175 å danne en sagtannet spenningsbølgeform ved deres koplingspunkt ved ladning fra B+ tilførselen gjennom potensiometeret 171, motstanden 170 og motstanden 173 til jord, slik at det fremkommer en negativt løpende sagtannbølge ved utgangsklemmen for forsterkeren 176. Samtidig begynner kapasitansen 155 The lowered collector voltage for the transistor 157 which follows the leading edge of the sync pulses 21 is connected through a resistor 161 so that the transistor 162 conducts. The main wiring path for the transistor 162 is from the B+ terminal through the resistor 165, the resistor 164 and the resistor 154 to ground, the resistor 150 being in parallel with the series connection of the capacitance 155, the diode 156 and the base-emitter point of the transistor 157 to ground. This current path enables the capacitance 155 to discharge through the diode 156 and the base-emitter point of the transistor 157. When the capacitance 155 has discharged to a certain point, this diode 156 and the base-emitter point of the transistor 157 will no longer be forward biased, and transistor 157, transistor 160 and transistor 162 will turn off. At this point, the capacitances 164, 175 begin to form a sawtooth voltage waveform at their junction point upon charging from the B+ supply through potentiometer 171, resistor 170, and resistor 173 to ground, so that a negative-going sawtooth wave appears at the output terminal of amplifier 176. At the same time, the capacitance begins 155

å lade gjennom potensiometeret 168 som tjener som en holdekon-troll, motstanden 167 og motstanden 154 til jord for å bestemme den frie frekvens for oscillatordelen som omfatter transistorene 162 og 157. Ved fravær av innkommende vertikale synkpulser 21 to charge through potentiometer 168 which serves as a hold control, resistor 167 and resistor 154 to ground to determine the free frequency of the oscillator portion comprising transistors 162 and 157. In the absence of incoming vertical sink pulses 21

vil transistoren 157 lede og påbegynne Vertikalt tilbakeløp når will the transistor 157 conduct and initiate Vertical recirculation when

ladningen over kapasitansen 155 ble tilstrekkelig positiv til forspenning forover av dioden 156 og transistoren 157. Kapasitansen 16 6 som er koplet mellom koplingspunktet for motstandene 164 og 165 og jord, tjener til å frikople krafttilførselen. Kapasitansen 152 som ligger mellom koplingspunktet for motstanden 151 og dioden 153 og jord tjener til å frikople enhver horisontal energi slik at denne ikke passerer gjennom dioden 153. the charge across the capacitance 155 became sufficiently positive to forward bias the diode 156 and the transistor 157. The capacitance 16 6 which is connected between the connection point of the resistors 164 and 165 and earth, serves to decouple the power supply. The capacitance 152 which lies between the connection point of the resistor 151 and the diode 153 and ground serves to decouple any horizontal energy so that it does not pass through the diode 153.

Motstander 182 og 183 som er koplet mellom B+ og jord har deres koplingspunkt forbundet med den ikke omvendende klemme for en forsterker 185 til frembringelse av en stabil referansespenning ved utgangsklemmen for forsterkeren 185. Kapasitansen 184 hindrer enhver spenningsvariasjon i å nå frem til den ikke omvendende inngangsklemme til forsterkeren 185. Utgangsklemmen for forsterkeren 185 er koplet tilbake til sin omvendende inngangsklemme for tilbakekoplingsformål, og er også koplet gjennom motstand 177 for å føre referansespenningen til den ikke omvendende inngangsklemme for forsterkeren 176. Resistors 182 and 183 connected between B+ and ground have their connection point connected to the non-inverting terminal of an amplifier 185 to produce a stable reference voltage at the output terminal of the amplifier 185. The capacitance 184 prevents any voltage variation from reaching the non-inverting input terminal to amplifier 185. The output terminal of amplifier 185 is connected back to its inverting input terminal for feedback purposes, and is also connected through resistor 177 to carry the reference voltage to the non-inverting input terminal of amplifier 176.

Et potensiometer 178 og en motstand 179 som er koplet fra inngangsklemmen for forsterkeren 176 til dens omvendende klemme danner linearitetsjustering for sagtannbølgeformen. Motstanden 180 og kapasitansen 181 som er koplet fra utgangsklemmen for forsterkeren 176 til bunnklemmen for kapasitansen 175 er valgt slik at de gir sS-forming av den frembrakte sagtannbølge-form. Således vil den positivt løpende sagtannbølgeform ved utgangen fra forsterkeren 176 ha sin linearitet og Sforming frembrakt uavhengig av tilbakekoplingsfra resten av avbøynings-kretsen. Denne bølgeform ved denne utførelse tilsvarer den positivt løpende sagtannbølgeform som er koplet til den omvendende inngangsklemme for forsterkeren 47 på.fig. 3. Utgangsklemmen for forsterkeren 176 er koplet gjennom en motstand 186 til den ikke omvendende klemme for forsterkeren 47 som har samme funksjon som på fig. 3. Utgangsklemmen for forsterkeren 47 er koplet gjennom motstanden 67 til den omvendende klemme for forsterkeren 66, som også har samme funksjon som på fig. 3. Referansespenningen som fåes ved utgangsklemmen for forsterkeren 185 er koplet gjennom en motstand 187 til den ikke omvendende inngangsklemme for forsterkeren 66. Motstandene 59 og 68 danner tilbakekopling for forsterkeren 47 og 66 i utførelsesformen på fig. 3. Utgangsklemmene for de respektive forsterkere 47 og 66 er koplet gjennom dioder 71 og 79 til modulatorene 73 og 81 som på fig. 3. Ved dioden 71 vil man derfor ha en negativt løpende sagtannbølgeform 69 og ved dioden 79 en omvendt positivt løpende vertikal sagtannbølgeform 70 som på fig. 3. Resten av utgangskiretsene som ikke er vist på fig. 5, forutsettes å være de samme som i utførelsen på fig. 3, idet den eneste forskjell er tilbakekoplingsanordningen fra av-bøyningsviklingen 18, og denne anordning på fig. 5 vil nu bli beskrevet. A potentiometer 178 and a resistor 179 connected from the input terminal of amplifier 176 to its inverting terminal provide linearity adjustment for the sawtooth waveform. The resistance 180 and the capacitance 181 which are connected from the output terminal of the amplifier 176 to the bottom terminal of the capacitance 175 are chosen so as to give sS-shaping of the generated sawtooth waveform. Thus, the positive running sawtooth waveform at the output of the amplifier 176 will have its linearity and Sforming produced independently of feedback from the rest of the deflection circuit. This waveform in this embodiment corresponds to the positive running sawtooth waveform which is connected to the inverting input terminal of the amplifier 47 on fig. 3. The output terminal for the amplifier 176 is connected through a resistor 186 to the non-inverting terminal for the amplifier 47, which has the same function as in fig. 3. The output terminal for the amplifier 47 is connected through the resistor 67 to the inverting terminal for the amplifier 66, which also has the same function as in fig. 3. The reference voltage obtained at the output terminal of the amplifier 185 is connected through a resistor 187 to the non-inverting input terminal of the amplifier 66. The resistors 59 and 68 form feedback for the amplifier 47 and 66 in the embodiment of fig. 3. The output terminals for the respective amplifiers 47 and 66 are connected through diodes 71 and 79 to the modulators 73 and 81 as in fig. 3. At the diode 71, one will therefore have a negative running sawtooth waveform 69 and at the diode 79 an inverted positive running vertical sawtooth waveform 70 as in fig. 3. The rest of the output circuits not shown in fig. 5, are assumed to be the same as in the embodiment in fig. 3, the only difference being the feedback device from the deflection winding 18, and this device in fig. 5 will now be described.

En differensialforsterker 189 omfatter transistorerA differential amplifier 189 comprises transistors

188 og 190 hvis emittere henholdsvis er koplet gjennom motstander 212 og 211 og gjennom en motstand 213 til B+ tilførselen. Kollektoren i transistoren 188 er koplet til jord, og dens basis har som inngangssignal referansespenningen som fåes fra utgangsklemmen for forsterkeren 185. Denne spenning bestemmer det nominelle likestrømsarbeidspunkt for den vertikale forsterker. Kollektorelektroden i transistoren 190 er koplet gjennom den parallellkoplede motstand 204 og kapasitansen 205 til jord og til basiselektroden i en transistor 202 som drives som et tilbakekoplende forsterkningstrinn. En motstand 208, et sentreringspotensiometer 207, eri motstand 206 og en kapasitans 209 er seriekoplet i den nevnte rekkefølge mellom B+ og jord. Den bevegelige arm i sentreringspotensiometeret 207 er koplet til basis i en transistor 190,og en kapasitans 210 som er koplet mellom basis i transistoren 190 og jord, tjener til filtrering av eventuelle spenningssvingninger ved basis. Koplingspunktet mellom motstanden 206 og kapasitansen 209 er koplet gjennom en motstand 214 til den høye side av den vertikale avbøyningsvik-ling 18 for å motta likestrømstilbakekopling fra denne til sta-bilisering av arbeidspunktet og forskyvning av dette ved justering av sentreringsreguleringen om det ønskes, for å sette opp en likestrømkomponent gjennom avbøyningsviklingen 18. På denne måte blir spenningene som sørger for likestrømstabilitet og sen-treringsjustering sammenliknet med referansespenningen som fåes fra forsterkeren 185, og forskjellen føres fra kollektoren i transistoren 190 til basiselektrodene i en tilbakekoplingsfor-sterker 202. 188 and 190 whose emitters are respectively connected through resistors 212 and 211 and through a resistor 213 to the B+ supply. The collector of the transistor 188 is connected to ground, and its base has as its input signal the reference voltage obtained from the output terminal of the amplifier 185. This voltage determines the nominal direct current operating point of the vertical amplifier. The collector electrode of the transistor 190 is connected through the parallel-connected resistance 204 and the capacitance 205 to ground and to the base electrode of a transistor 202 which is operated as a feedback amplification stage. A resistor 208, a centering potentiometer 207, eri resistor 206 and a capacitance 209 are connected in series in the aforementioned order between B+ and ground. The movable arm in the centering potentiometer 207 is connected to the base of a transistor 190, and a capacitance 210 which is connected between the base of the transistor 190 and earth, serves to filter any voltage fluctuations at the base. The connection point between the resistor 206 and the capacitance 209 is connected through a resistor 214 to the high side of the vertical deflection winding 18 to receive direct current feedback from this to stabilize the operating point and shift it by adjusting the centering control if desired, in order to set up a direct current component through the deflection winding 18. In this way, the voltages which ensure direct current stability and centering adjustment are compared with the reference voltage obtained from the amplifier 185, and the difference is fed from the collector of the transistor 190 to the base electrodes of a feedback amplifier 202.

Tilbakekoplingen tas fra koplingspunktet mellom avbøy-ningsviklingen 18 og tilbakekoplingsmotstanden 19 og føres gjennom en motstand 200 til emitteren i transistoren 202. Mot standen 201 som er koplet fra emitteren i transistoren 202 til jord i parallell med motstandene 200 og 19 bestemmer den totale emittermostand og styrer strømmen gjennom motstanden 20 3 og transistoren 202. Dette tilbakekoplingssignaltstyrer avbøynings-strømmens amplitude og linearitet. De respektive tilbakekoplings-signaler som er koplet til basis- og emitterelektrodene i transistoren 202, endrer ledningen gjennom transistoren 202,og spenningen som oppstår over belastningensmotstanden 203 er koplet til omvenderklemmen for forsterkeren 47 for at man skal få den ønskede drift av det venderstyirte vertikale avbøyningssystem. The feedback is taken from the connection point between the deflection winding 18 and the feedback resistor 19 and is passed through a resistor 200 to the emitter of the transistor 202. Against the stand 201 which is connected from the emitter of the transistor 202 to ground in parallel with the resistors 200 and 19, it determines the total emitter resistance and controls the current through the resistor 20 3 and the transistor 202. This feedback signal controls the amplitude and linearity of the deflection current. The respective feedback signals connected to the base and emitter electrodes of the transistor 202 change the conduction through the transistor 202, and the voltage generated across the load resistance 203 is connected to the inverter terminal of the amplifier 47 in order to obtain the desired operation of the inverter controlled vertical deflection system .

Det skal nu vises til fig. 6a-6f som gjengir bølge-former ved forskjellige punkter i kretsen på fig. 5. Fig. 6a viser oscillatorspenningens bølgeform 225 slik den opptrer ved kollektorelektroden for transistoren 157. Da denne bølgeform er synkronisert av de vertikale synkroniseringspulser 21 som er koplet til oscillatoren, vil bølgeformen 225 nødvendigvis inne-holde tidsinformasjoner for linjesprang. På samme måte vil spenningens sagtannbølgeform 226 på fig. 6b, som viser den spenning man får ved utgangen fra forsterkeren 176, synkronisert av den vertikale synkbølgeform 21 og inneholder derfor tidsinformasjoner for linjesprang. Reference should now be made to fig. 6a-6f which reproduce waveforms at various points in the circuit of fig. 5. Fig. 6a shows the waveform 225 of the oscillator voltage as it appears at the collector electrode of the transistor 157. As this waveform is synchronized by the vertical synchronization pulses 21 which are connected to the oscillator, the waveform 225 will necessarily contain time information for line breaks. In the same way, the voltage's sawtooth waveform 226 in fig. 6b, which shows the voltage obtained at the output of the amplifier 176, synchronized by the vertical sync waveform 21 and therefore contains time information for line breaks.

Spenningsbølgeformene 228 og 229 på fig. 6c og 6d angir tidsfølgen for horisontale tilbakeløpspulser i forhold til de vertikale bølgeformer på fig. 6a og 6b for like å ulike felter. Horisontale pulser 228 er forskjøvet en halvdel av et horisontalt avsøkningsintervall fra de horisontale pulser 229 The voltage waveforms 228 and 229 in FIG. 6c and 6d indicate the time sequence for horizontal return pulses in relation to the vertical waveforms in fig. 6a and 6b for equal and different fields. Horizontal pulses 228 are offset by one half of a horizontal scan interval from the horizontal pulses 229

og forskyvningen representerer linjesprangforholdet mellom de like og ulike vertikale felter. and the displacement represents the line pitch ratio between the equal and different vertical fields.

Linjesprangavbøyningens drift er kjennetegnet ved de samme avbøyningsstrømamplituder i like og ulike felter i forhold til tidsbestemmelsen for de vertikale synk-pulser. Hvis man ser på de horisontale synkpulser eller tilbakeløpspulser vil amplitudene for linjesprangavbøyningsstrømmene ikke være like mellom like og ulike felter. Man har da en forskjell i av-bøynings strømmen svarende til en halv horisontal linje, og denne forskjell kan gå opp i flere milliampere. Da avbøyningskretsen det her gjelder drives av horisontale tilbakeløpspulser,kan linjesprang ikke oppnås ved tidsstyring av det vertikale tilbake-løp slik praksis er i kjente avbøyningskretser. Ved foreliggende oppfinnelse får man linjesprangdrift ved sammenlikning og justering av avbøyningsstrømmens amplituder til amplituden for den sagtannede referansebølgeform 226 på fig. 6b, ved begynnelsen og gjennom hele avbøyningssyklusen. Dette gjøres med veksel-strøm tilbakekopling rundt den lineære utgangsf©rsterker slik det vil bli forklart mer i detalj i det følgende. The operation of the line jump deflection is characterized by the same deflection current amplitudes in equal and different fields in relation to the timing of the vertical sync pulses. If one looks at the horizontal sink pulses or return pulses, the amplitudes of the line jump deflection currents will not be equal between equal and different fields. You then have a difference in the deflection current corresponding to half a horizontal line, and this difference can amount to several milliamperes. As the deflection circuit in question here is driven by horizontal return pulses, line breaks cannot be achieved by timing the vertical return as is the practice in known deflection circuits. With the present invention, line jump operation is obtained by comparing and adjusting the amplitudes of the deflection current to the amplitude of the sawtooth reference waveform 226 in fig. 6b, at the beginning and throughout the deflection cycle. This is done with alternating current feedback around the linear output amplifier as will be explained in more detail below.

Som beskrevet i forbindelse med fig. 3 startes hvert tilbakeløpsintervall for hver vertikal avbøyningssyklus av den første horisontale tilbakeløpspuls som følger den forreste flanke av bølgeformene 225 og 226 på fig. 6a og 6b. Dette er slik fordi avbøyningsstrømmen kan endres av den styrte siliciumlikeretter 13 og den styrte siliciumlikeretter 17 bare ved tilstede-værelse av horisontale tilbakeløpspulser. Hvis man forutsetter linjesprang vil amplitudene på avbøyningsstrømmens bølgeformer 230 og_231 på fig. 6e og 6f være lik i like og ulike felter på tidspunktet Tg som angir enden av fremløpsintervallet. Dette er vist med de tre vektorer 232, 233 og 234 på fig. 6b, 6e og 6f som her har samme lengde. De samme avbøyningsstrømamplituder As described in connection with fig. 3, each retrace interval for each vertical deflection cycle is initiated by the first horizontal retrace pulse following the leading edge of waveforms 225 and 226 of FIG. 6a and 6b. This is so because the deflection current can be changed by the controlled silicon rectifier 13 and the controlled silicon rectifier 17 only in the presence of horizontal flyback pulses. If one assumes line breaks, the amplitudes of the deflection current waveforms 230 and_231 in fig. 6e and 6f be equal in equal and different fields at the time Tg which indicates the end of the advance interval. This is shown by the three vectors 232, 233 and 234 in fig. 6b, 6e and 6f which here have the same length. The same deflection current amplitudes

ved TQfåes ved vekselstrømtilbakekopling rundt avbøyningsfor-sterkeren som sammenlikner spenningen over strømsamplemotstandene 19 og ved referansesagtannspenningen 226 på fig. 6b ved inngangen til forsterkeren 47. Som forklart-ovenfor kan vertikalt tilbakeløp bare begynne første gang det er sammenfall mellom de horisontale pulser 228 og 229 og den vertikale puls 225 som er overlagret på bølgeformen 226. Således vil i like felter vertikalt tilbakeløp starte ved Tg og i ulike felter ved T^. Start av vertikalt tilbakeløp har derfor ikke linjesprang. Videre vil det i ulike felter være lagret mer magnetisk energi i avbøy-ningsviklingen fordi avbøyningsstrømmen øker mellom Tg og T^som vist på fig. 6f. Under det vertikale tilbakeløpsintervall fra Tg til T for like felter og fraT1til T^for ulike felter vil avbøyningsviklingen 18 som er koplet i parallell med kapasitansen 15, svinge i en halv periode av deres resonansfrekvens som forklart i forbindelse med fig. 3. Den lagrede magnetiske energi overføres fra viklingen 18 til kapasitansen 15 og tilbake til viklingen 18, hvorved det fremkommer en stor tilbake-løpsspenning over viklingen 18 og kapasitansen 15. Videre endres polariteten på avbøyningsstrømmen fra en negativ retning ved Tg og T^til en positiv retning ved T^ og T^. at TQ is obtained by alternating current feedback around the deflection amplifier which compares the voltage across the current sample resistors 19 and at the reference sawtooth voltage 226 in fig. 6b at the input of the amplifier 47. As explained above, vertical return can only start the first time there is a coincidence between the horizontal pulses 228 and 229 and the vertical pulse 225 which is superimposed on the waveform 226. Thus, in equal fields, vertical return will start at Tg and in various fields at T^. The start of a vertical return therefore does not have a line break. Furthermore, in various fields, more magnetic energy will be stored in the deflection winding because the deflection current increases between Tg and T^ as shown in fig. 6 f. During the vertical return interval from Tg to T for equal fields and from T1 to T^ for different fields, the deflection winding 18 which is connected in parallel with the capacitance 15 will oscillate for half a period of their resonant frequency as explained in connection with fig. 3. The stored magnetic energy is transferred from the winding 18 to the capacitance 15 and back to the winding 18, whereby a large reverse voltage appears across the winding 18 and the capacitance 15. Furthermore, the polarity of the deflection current changes from a negative direction at Tg and T^ to a positive direction at T^ and T^.

De forskjellige mengder lagret magnetisk energi ved begynnelsen av tilbakel0p.--.Tg for like felter og T±for ulike felter resulterer i at tilbakeløpsspenningens amplitude over viklingen 18 og kapasitansen 15 varierer med små verdier mellom like og ulike felter og er høyest for ulike felter. Som en følge av dette vil amplitudene for avbøyningsstrømmen ved T2og T_ endre seg med liten verdi mellom like og ulike felter, og høyere for ulike felter som vist med vektorene 235 og 236 på fig. 6e og 6f. Når det forsterkerstyrte fremløpsintervall begynner, vil SCR 13 bli gjort ledende av den fallende tilbake-løpsspenning over viklingen 18 og kapasitansen 15 for å bli port-styrt til ledning av bølgeformen 123 på fig. 4b. Dette inntrer kort etter T2i like felter og i ulike felter. Da avbøy-nings strømmene for strømløpsintervallet starter på forskjellige tidspunkter i de like og ulike felter og med forskjellige amplituder på de rette tider09T3'^r man linjesprang ved å justere avbøyningsviklingens strøm ved sammenlikning av denne med den uavhengigefrembrakte sagtannbølgeform 226 i forsterkeren 47 på fig. 5. På denne måte blir de tilbakekoplingssig-naler som fåes fra avbøyningsstrømmens samplemotstand 18, som fremkommer med forskjellige amplituder på et gitt tidspunkt i de like og ulike felter, sammenliknet med den uavhengig frembrakte og linjesprangforskjøvede referansesagtannbølgeform 226, til frembringelse av feilsignal for korrigering av avsøknings-strømmen/slik at den på et gitt tidspunkt er lik i forhold til vertikale synksignaler i både like og ulike felter. Dette er vist ved tidspunktet på fig. 6b, 6e og 6f, der vektorene 238 og 237 som. representerer den avbøyende avsøkningsstrøm ved under ulike og like felter, bli sammenliknet med spenningsnivået 227 ved T. som opptrer under hvert likt og ulikt felt. Ved således å sammenlikne den vertikale avbøyningsstrøm under fremløpsintervallet, som ikke er utsatt for linjesprang, med en uavhengig frembrakt sagtannet referansespennings bølgeform, som er utsatt for linjesprang, blir avsøkningsstrømmen korrigert slik. at den tilpasses til referansebølgeformen som er utsatt for linjesprang med det resultat at man får riktig avsøkningsstrøm for linjespranget når det gjelder like og ulike felter. The different amounts of stored magnetic energy at the beginning of flyback.--.Tg for equal fields and T± for different fields result in the amplitude of the flyback voltage across the winding 18 and the capacitance 15 varying by small values between equal and different fields and is highest for different fields . As a consequence of this, the amplitudes of the deflection current at T2 and T_ will change by a small value between equal and different fields, and higher for different fields as shown by vectors 235 and 236 in fig. 6e and 6f. When the amplifier-controlled forward interval begins, SCR 13 will be made conductive by the falling reverse voltage across the winding 18 and the capacitance 15 to be gate-controlled to conduct the waveform 123 of FIG. 4b. This occurs shortly after T2 in equal fields and in different fields. Since the deflection currents for the current flow interval start at different times in the equal and different fields and with different amplitudes at the right times, line jumps are made by adjusting the current of the deflection winding by comparing this with the independently produced sawtooth waveform 226 in the amplifier 47 in fig. 5. In this way, the feedback signals obtained from the deflection current sampling resistor 18, which appear with different amplitudes at a given time in the equal and different fields, are compared with the independently generated and line-step-shifted reference sawtooth waveform 226, to generate an error signal for correcting the scan current/so that at a given time it is equal in relation to vertical sync signals in both equal and different fields. This is shown at the time in fig. 6b, 6e and 6f, where the vectors 238 and 237 as. represents the deflecting scan current at under different and equal fields, be compared with the voltage level 227 at T. which occurs under each equal and unequal field. By thus comparing the vertical deflection current during the lead-in interval, which is not subject to line jump, with an independently generated sawtooth reference voltage waveform, which is subject to line jump, the scan current is corrected as follows. that it is adapted to the reference waveform which is subject to line breaks, with the result that you get the correct scanning current for the line breaks when it comes to equal and different fields.

En fordel med den beskrevne vertikale avbøyningskrets er dens høye virkningsgrad. Man har ikke noen direkte strømtil- førs.el for de venders ty rende utgangstrinn, og det følger av dette at det heller ikke kan være noe krafttap. Kretsene i de beskrevne utførelsesformer er likestrømkoplet med det resultat at man ikke behøver de forholdsvis kostbare koplingskapasi-tanser for avbøyningsviklingen som man må ha i vekselstrøm-koplede kretser. Videre vil likestrømkoplingen muliggjøre en enkel anordning for sentrering idet likestrømmens arbeidspunkt i kretsen lett kan justeres slik at den sentrerende likestrøm gjennom avbøyningsviklingen kan settes opp uten ekstra komponenter i kretsen. Om det ønskes kan imidlertid kretsen være vekselstrømkoplet uten at man derved avviker fra oppfinnelsen. An advantage of the described vertical deflection circuit is its high efficiency. There is no direct power supply for the inverting output stages, and it follows from this that there can be no power loss either. The circuits in the described embodiments are direct-current coupled, with the result that one does not need the relatively expensive coupling capacitances for the deflection winding which one must have in alternating current-coupled circuits. Furthermore, the direct current coupling will enable a simple device for centering, as the working point of the direct current in the circuit can be easily adjusted so that the centering direct current through the deflection winding can be set up without additional components in the circuit. If desired, however, the circuit can be alternating current-coupled without thereby deviating from the invention.

Anordningen for ladning av kapasitansen 15 muliggjør anvendelse av vertikal avbøyningsvikling med enten lav eller høy impedans etter ønske fordi avbøyningsviklingens impedans overfor den horisontale ladestrøm i begge tilfelle vil være så høy at den har liten virkning på kretsens drift. The device for charging the capacitance 15 enables the use of vertical deflection winding with either low or high impedance as desired because the deflection winding's impedance to the horizontal charging current will in both cases be so high that it has little effect on the operation of the circuit.

En annen fordel med de beskrevne kretser er at man får ingen forstyrrelser i fjernsyntsbildet fordi SCR-venderne vender bare under de horisontale tilbakeløpsintervaller da billedrøret er svart, og man har ingen brå brytning av SCR-strømmen fordi brytning foregår stort sett ved null strøm når strømmen i de lave resonanskretser passerer null. Another advantage of the circuits described is that there are no disturbances in the television picture because the SCR inverters only turn during the horizontal return intervals when the picture tube is black, and there is no abrupt breaking of the SCR current because breaking takes place mostly at zero current when the current in the low resonant circuits passes zero.

Videre gir de beskrevne kretser putekorreksjon både ved topp og bunn ved belastning av den horisontale energi ved en vertikal hastighet, og ved frembringelse av en svakt para-bolsk vertikal avbøyningsstrøm med den horisontale hastighet, begge uten anvendelse av utenforliggende putekorreksjonsutstyr og uten ekstra krafttilførsel. Furthermore, the described circuits provide cushion correction both at top and bottom by loading the horizontal energy at a vertical speed, and by producing a weak parabolic vertical deflection current at the horizontal speed, both without the use of external cushion correction equipment and without additional power input.

Det følgende er en liste over de mer kritiske komponenter i den krets som er vist på fig. 1 og 3. The following is a list of the more critical components of the circuit shown in fig. 1 and 3.

Claims

1. Device for a deflection system for cathode ray tubes and of the kind having a horizontal deflection circuit for deflection of an electron beam in the cathode ray tube in a horizontal direction, controlled by a horizontal deflection wave, a vertical deflection circuit comprising a vertical deflection winding affected by a sawtooth current for deflection of the electron beam in the cathode ray tube in a vertical direction, characterized by devices (8, 13, 14, 15, 16, 17) for applying successively smaller and smaller amounts of energy in the horizontal deflection wave during an interval of the vertical deflection and successively greater and greater amounts of said energy from said horizontal deflection wave during another interval of said vertical deflection on said vertical deflection winding (18) to produce said sawtooth current (26).

2. Device with a vertical deflection circuit as specified in claim 1, characterized in that the devices include controllable rotors (13, 17) which are connected to the aforementioned horizontal deflection circuit (7) and to the vertical deflection winding, in order to form a current path for the horizontal return pulses.

3. Device with a vertical deflection circuit as stated in claim 2, characterized in that the capacitance (15) is connected in parallel with the vertical deflection winding (18) and with the controllable inverters (13, 17) to be charged by the horizontal return pulses through the controllable rotors (13, 17) and to supply the sawtooth current (26) to the vertical deflection winding (18).

4. Device with vertical deflection circuit as stated in claim 3, characterized in that the first (14) and second (16) inductance are respectively connected to the first (13) and second (17) of the controllable inverters and to the capacitance (15> to form first and second series resonant circuits for charging the capacitance with energy from the horizontal return pulse.

5. Device with vertical deflection circuit as specified in claim 4, characterized in that the resonance frequency for the first and second series resonance circuits is less than the horizontal frequency.

6. Device with a vertical deflection circuit as specified in claims 3, 4 and 5, characterized in that the resonance frequency for the capacitance (15) in parallel with the vertical deflection winding (18) has a period which is roughly equal to twice the return interval for the vertical deflection circuit.

7. Device for a vertical deflection circuit as specified in claims 4, 5 and 6, characterized in that the return pulses for the horizontal deflection are obtained from the transformer windings (8) in the horizontal deflection circuit connected to the first (13) and second (17) controllable turning devices.

8. Device with a vertical deflection circuit as specified in claims 4, 5 and 7, characterized in that the modulator device (23) which is affected by vertical and horizontal deflection signals produces first (31) and second (32) trains of horizontal pulses, if the front flanks are eventually delayed from and shifted towards the leading flank by the return pulses (30) for the horizontal deflection, and are connected to the first (13) and second (17) controllable inverters for control of their conduction.

9. Device with a vertical deflection circuit as stated in claim 8, characterized in that the modulator devices (23) produce first (31) and second (32) trains of horizontal pulses which overlap during the mentioned vertical deflection interval.

10. Inverter controlled vertical deflection system, characterized by a first series circuit with first (13) and second (17) inverters, first (8b) and second (8c) sources of horizontal deflection voltage and first (14) and second (16) inductances, a capacitance (15), a further series circuit including the first inverter (13), the first source of horizontal voltage (8b), the first inductance (14) and the capacitance (15), a third series circuit including the second inverter (17), the second source of horizontal voltage (8c), the second inductance (16) and the capacitance (15), modulator devices (23) which are affected by horizontal (30) and vertical deflection signals (21) for producing overlapping series of horizontal pulses of increasing (124) width and decreasing (123) width during each vertical deflection cycle, respectively coupled to the first (13) and second (17) turns for controlling their conduction to charge the capacitance (15) to a first polarity through the second series circuit and to a second polarity through the third series circuit, where the first series circuit conducts current with first and second polarities from the second and third series circuits, so that only the amplitude difference between the first and second currents charges the capacitance (15 ) when the pulses overlap, and comprising a vertical deflection winding (18) coupled to the capacitance (15) to form a discharge path for it to produce largely linear sawtooth alternating current (26) in the deflection winding during each deflection cycle.

11. Inverter controlled vertical deflection system for producing a sawtooth current in a vertical deflection winding, characterized by a first series circuit with a first inverter (13), a first source of horizontal return pulses (8b), a first inductance (14) and a capacitance (15), which first source of horizontal return pulses (8b) is poled to set up a current in one direction to charge the capacitance (15) in a first polarity direction, while the first inductance (14) and the capacitance (15) are matched at a frequency lower than the frequency of the horizontal return pulses (30), a second series circuit including a second return (17), a second source of horizontal return pulses (8c), a second inductance (16) and capacitance (15) , which second source of horizontal return pulses (8c) is poled to set up a current in a direction that charges the capacitance (15) in a second polarity direction, which second inductance (14) and capacitance (15) are tuned to a frequency which is lower than the frequency of the horizontal retrace pulses, a vertical deflection winding (18) connected in parallel with the capacitance (15) to form a parallel resonant circuit with a period substantially equal to twice the desired vertical retrace interval, a source ( 22) to signals (21) with a frequency equal to the desired vertical deflection rate, a modulator (23) coupled to receive the horizontal return pulses (30) and coupled to the source (22) of signals (21) having a frequency equal to the desired vertical deflection rate for producing first (31) and second (32) ) set of control pulses, where the first (31) set of time control pulses occurs during substantially the first half of the aforementioned sawtooth current interval and has first flanks which occur progressively later than the first flanks of the return pulses (30), while the second set of time control pulses ( 32) occurs mainly in the second half of the sawtooth current interval and has leading edges which occur increasingly closer, in time, to the leading edges of the flyback pulses', and means (24, 25) which couple the first and second sets of timing pulses to the first (13) and other (17) flips to start conduction of current through the flips at the time of the leading edges of the timing pulses during said sawtooth current interval.