DE3314470A1

DE3314470A1 - Variable horizontalablenkschaltung mit ost-west-kissenkorrektur

Info

Publication number: DE3314470A1
Application number: DE19833314470
Authority: DE
Inventors: Peter Eduard 8134 Adliswil Haferl
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1982-04-23
Filing date: 1983-04-21
Publication date: 1983-11-03
Also published as: FI831287A0; FI77132B; IT8320695A0; AU559242B2; IT8320695A1; FI77132C; AT386502B; FR2525842A1; DK163090C; DK163090B; ATA148083A; SE8302127L; DE3314470C2; GB2119209B; GB8310405D0; SE8302127D0; FI831287L; ES521481A0; DK179883A; SE453241B

Description

Variable Horizontalablenkschaltung mit Ost-West-Kissen-

korrektur

Die Erfindung bezieht sich auf eine Ablenkschaltung, bei welcher die Amplitude des Ablenkstromes über einen relativ großen Bereich verändert werden kann, ohne daß sich die Hochspannungsamplitude oder die Rücklaufzeit verändern wird. Eine Modulation der Ablenkstromamplitude ist zum Zwecke der Korrektur von Ost-West-Kissenverzerrungen, Bildbreiteneinstellung oder ähnliche Anwendungsfälle wünschenswert.

Generelle Nachteile bekannter Ost-West-Kissenkorrektur-Schaltungen bestehen darin, daß sie relativ viel Leistung verbrauchen, den Entwurf gewisser Linearitätskorrekturschaltungen einschränken oder unerwünschte Rücklaufzeitmodulationen zur Folge haben. Außerdem erfordern einige Ost-West-Korrekturschaltungen zusätzliche Bauelemente, die in Reihe mit dem Ablenkstrompfad liegen. Eine solche Reihenschaltung kompliziert den Entwurf von Linearitätskorrekturschaltungen, die zum richtigen Betrieb einen an Masse liegenden S-Formungskondensator benötigen.

Die nachfolgend zu beschreibenden Ausführungen der Erfindung vermeiden generell solche Nachteile. Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung ist ain ablenkfrequent betriebener steuerbarer Schalter mit einer Ablenkwicklung gekoppelt, um in dieser während eines HinlaufIntervalls eines Ablenkzyklus einen Ablenkstrom zu erzeugen. Eine Ablenkrücklaufkapazität bildet mit der Ablenkwicklung- während eines RücklaufIntervalls einen Ablenkrücklauf-Schwingkreis. Mit dem steuerbaren Schalter und einer zweiten Kapazität ist eine Speiseinduktivität gekoppelt, um während des

°° Rücklaufxntervalls einen zweiten Resonanzkreis zur Er-

zeugung einer Impulsspannung für die Stromversorgung einer Lastschaltung zu bilden. Während des Rücklaufintervalls sind die beiden Resonanzkreise bei der Rücklauffrequenz der Ablenkung und bei höheren Frequenzen praktisch voneinander entkoppelt, und durch diese Entkopplung werden unerwünschte Wechselwirkungen der beiden Kreise vermieden.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung erfolgt die Entkopplung der beiden Resonanzkreise durch eine induktive Impedanz relativ großen Wertes, die innerhalb des Rücklaufintervalls zwischen die beiden Resonanzkreise geschaltet ist. Während des HinlaufIntervalls leitet der steuerbare Schalter von der Impedanz kommenden Strom von der Ablenkwicklung und der Speiseinduktivität weg.

Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird durch die Kopplung der Impedanz mit einer Vertikalfrequenz arbeitenden Modulationsstromquelle auch eine Ost-West-Kissenkorrektur erreicht. Während des Rücklaufintervalls wird der Rücklaufresonanzschaltung Energie unter Steuerung durch die Größe des Modulationsstroms von der Modulationsquelle zugeführt. Durch vertikalfrequente parabolischeVeränderung des Modulationsstroms wird auch die der Rücklaufresonanzschaltung zugeführte Energie vertikalfrequent verändert. Der zum Hinlaufbeginn in der Ablenkwicklung fließende Spitzenstrom ändert sich ebenfalls vertikalfrequent parabolisch im Sinne einer Korrektur von Ost-West-Kissenverzeichnungen.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine Ablenkschaltung mit der erfindungsgemäßen Amplitudenregelung des Ablenkstroms,

"° Fig. 2-4 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig. 1,

Ι Fig. 5 eine andere Ausführungsform einer Ablenkschaltung mit Amplitudenregelung des Ablenkstroms gemäß der Erfindung,

- Fig. 6-8 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebs

der Schaltung nach Fig. 5,

Fig, 9 eine Ablenkschaltung mit Ost-West-Kissenkorrektür gemäß der Erfindung und

Fig. 10 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig. 9.

Gemäß Fig. 1 ist eine Quelle geregelter Gleichspannung ι B+, die zwischen einem Anschluß 21 und Masse erzeugt wird, über einen Widerstand R1 unter Filterung durch' einen Kondensator C1 an einen ersten Anschluß einer Wicklung w1 eines Horizontalausgängstransformators T angeschlossen. Der andere Anschluß der Wicklung ist an einen Verbindungspunkt 22 angeschlossen.

Ein Horizontalausgangstransistor Q1 ist mit einer Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den Verbindungspunkt 22 und Masse geschaltet. Parallel zürn Transistor Q1 liegt eine Reihenschaltung aus zwei Gleichrichtern in Form von Dioden D1 und D2. Zwischen Anode und Kathode der Diode D1 liegen eine Horizontalablenkwicklung L„ und ein S-Formungs- oder

Hinlaufkondensator C . Über die Reihenschaltung der Hori-

zontalablenkwicklung L„ mit dem Hinlaufkondensator C

ist ein Ablenkrücklaufkondensator C__ geschaltet. Ein zwei-

KJJ

ter Rücklaufkondensator C^_n bildet mit der Wicklung w1 des Transformators T einen Resonanzkreis. Der Kondensator C_RT liegt zwischen dem Verbindungspunkt 22 und Masse. Zwischen den unteren Belag des Hinlaufkondensators C und Masse ist die Reihenschaltung einer Drossel L1 relativ hoher Impedanz mit einer regelbaren Quelle 24 einer Gleichspannung V geschaltet.

-δι Für die Betrachtung der Betriebsweise der Stromversorgungsund Horizontalablenkschaltung gemäß Fig. 1 sei angenommen, daß die steuerbare Spannungsquelle 24 irgendeine gegen Masse positive Gleichspannung V liefert, die kleiner als die Spannung B+ ist. Dann gelten die Schwingungsformen der Fig. 3a-3e.

Während des Anfangsteils des HorizontalhinlaufIntervalls leitet die Diode D1, so daß die am Hinlaufkondensator C

entstehende Hinlaufspannung an die Horizontalablenkwicklung L_u angelegt werden kann. Wie Fig. 3e zeigt, ist bei Anlegen

der Hinlaufspannung an die Horizontalablenkwicklung L

H i ein negativer,jedoch po£

gerichteter Sägezahnstrom.

der Horizontalablenkstrom i ein negativer,jedoch positiv

Während des Anfangsteils des Hinlaufs leitet auch die Diode D2 und bringt die Spannung am Verbindungspunkt 22 im wesentlichen auf Masse-Bezugspotential. Die geregelte Spannung B+ gelangt daher an die Wicklung w1 des Horizontalausgangstransformators T und erzeugt den positiv gerichteten Sägezahnstrom ί_φ gemäß Fig. 3b. Bei leitender Diode D2 wird die von der steuerbaren Spannungsquelle 24 gelieferte Spannung an die Drosselspule L1 gelegt, so daß der flache Sägezahnstrom i_r _Λ gemäß Fig. 3c entsteht.

Damit positive Ströme i und i fließen können, spannt der Horizontaloszillator und Treiber 23 den Horizontalausgangstransistor QI zu einem Zeitpunkt vor der Mitte des Horizontalhinlaufintervalls in den Leitungszustand vor. Während der letzten Teile des HorizontalhinlaufIntervalls fließt positiver Horizontalablenkstrom i vom rechten Anschluß der Horizontalablenkwicklung L durch den Horizontalausgangstransistor QI und die Diode D1 zum unteren Anschluß des Hinlaufkondensators C . Die Diode D1 wird in Sperrichtung

ob vorgespannt, wenn der Horizontalausgangstransistor Q1 einen Kollektorstrom in Durchlaßrichtung führt. Der positive Strom i in der Wicklung w1 oder im Horizontalausgangs-

transformator T fließt durch den Horizontalausgangstransistor Q1 nach Masse.

Zur Einleitung des HorizontalrücklaufIntervalls liefert der Horizontaloszillator und Treiber 23 ein Sperrvorspannungssignal an die Basis des Horizontalausgangstransistors Q1, um kurz danach den Kollektordurchlaßstrom zu sperren. Bei gesperrtem Horizontalausgangstransistor Q1 bildet die Horizontalablenkwicklung L„ mit dem Ablenkrücklaufkondensator

C einen Rücklaufresonanzkreis 25 zur Erzeugung einer Rücklaufimpulsspannung V .

Ähnlich bildet nach dem Sperren des Horizontalausgangstransistors Q1 die Wicklung w1 des Horizontalausgangstransformators T mit dem zweiten Rücklaufkondensator C

einen zweiten Resonanzkreis 30. Der Wert des Rücklaufkondensators C_ ist hinsichtlich des effektiven Induktivitäts-

K 1

wertes der Wicklung w1 so gewählt, daß die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 30 nahe oder bei der Ablenkrücklaufresonanzfrequenz liegt.

Die über den Transformatorrücklaufkondensator C entste-

Ki

hende Impulsspannung ist die in Fig. 3a veranschaulichte Spannung VI. Eine ähnliche Impulswechselspannung entsteht an der Wicklung w1 des Horizontalausgangstransformators T. Diese Impulsspannung wird transformatorisch in die anderen Wicklungen des Transformators gekoppelt, die in Fig. 1 gemeinsam durch eine einzige Wicklung w2 dargestellt werden. Die tranformierten Impulsspannungen speisen nach ge-

eigneter Gleichrichtung und Filterung verschiedene Lastschaltungen des Fernsehers, die in Fig. 1 aber nicht eingezeichnet sind. Die Amplitude der Impulsspannung V1 und der über die Wicklung w1 entstehenden Impulsspannung steht in Beziehung zur Größe der Spannung B-;-, Somit werden durch

Regelung der Spannung B+ auch die Impulsspannungen geregelt.

IW * · ·

-ιοί Die Amplitude des Horizontalablenkstroms i , und damit die Amplitude der Rücklaufimpulsspannung V hängt vom Mittelwert der Hinlaufspannung ab, die an den Belägen des Hinlaufkondensators C entsteht. Da über der Induktivität

keine Spannung mit einer Gleichspannungskomponente erzeugt wird, nimmt der Mittelwert der Hinlaufspannung einen Wert an, der gleich der Differenz zwischen der Gleichspannung B+ und der Gleichspannung V ist. Durch Veränderung der Amplitude der steuerbaren Spannung V , die von der Quelle 24 geliefert wird, lassen sich gleichzeitig die mittlere Hinlaufspannung und damit der Spitzenabtaststrom verändern.

Wenn beispielsweise die Modulationsspannung V gleich der Spannung B+ ist, dann ist der Strom i.₁ in der Drossel L1 im wesentlichen Null, wie Fig. 2c erkennen läßt. Daher fließt kein Strom von der Wicklung w1 des Horizontalausgangstransformators T in den Ablenkrücklaufresonanzkreis 25. Von der Spannungsguelle B+ kann keine Energie zur Aufrechterhaltung des Stroms in der Ablenkwicklung L übertragen werden. Der Ablenkstrom i ist daher gleich Null, wie Fig. 2e zeigt.

Die Kurvenformen der Fig. 3a bis 3e veranschaulichen den Fall, wo die Modulationsspannung V auf einen kleineren Wert als die Spannung B+ eingestellt ist. Der Modulationsstrom i_r1 ist in Fig. 3c gezeigt. Während des Rücklaufs fließt der Strom i_r _Λ in die Induktivität L1 über den Ab-

Li I

lenkrücklaufkondensator C . Die daraus folgende zusätzli-

KJJ

ehe Ladung auf dem Kondensator C wird während des Rück-

KlJ

"0 laufs in die Horizontalablenkwicklung L₀ übertragen, um die

während jedes Ablenkzyklus auftretenden Widerstandsverluste auszugleichen. Da die Modulationsspannung V eine geringere Größe als im Fall der Kurvenformen nach Fig. 2a-2e hat, ist die mittlere Hinlaufspannung, die gleich der Differenz zwischen der Spannung B+ und der Modulationsspannung V ist,

»Rf« «β« OO

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größer. Die Amplitude des Ablenkstroma i„ hat sich vom Wert Null gemäß Fig. 2e auf einen von Null verschiedenen Wert
gemäß Fig. 3e vergrößert. Die Äblenkrücklaufimpulsspannung V die gleich der Spannung v1 minus V2 ist, hat sich ebenfalls auf eine von Null verschiedene Amplitude vergrößert.

Eine weitere Abnahme der Modulationsspannung V auf Null,
wobei die Modulationsspannungsquelle 24 die Wirkung eines
Kurzschlusses bekommt, führt zur Erzeugung der in den Fig.

4a-4e dargestellten Kurvenformen. Der Äblenkstrom i hat hier seine maximale Amplitude erreicht. Da die Amplitude des
Äblenkstroms i gemäß Fig. 4 im Vergleich zu Fig. 3 größer geworden ist, vergrößern sich auch die Widerstandsverluste in der Ablenkwicklung L . Damit vergrößert sich auch der

¹^ Mittelwert des Modulationsstromes i , wie Fig. 4c zeigt. Da der Strom i . während des Rücklaufs von dem in der Wicklung w1 des Horizontalausgangstransformators T fließenden
Strom i_T abgeleitet ist, nimmt der positve Spitzenwert des Transformatorwickelstromes i mit zunehmendem Mittelwert

^ΛΚ) des Stromes i_L1 ebenfalls zu.

Die Induktivität L1 liegt während des gesamten Ablenkrücklaufintervalles in einem Kreis mit der Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 und der Transformatorrücklaufresonanzschaltung 30. Daher ändert sich die mit der Äblenkrücklaufresonanzschaltung 25 gekoppelte Schaltungsimpedanz nicht, und
es tritt keine nennenswerte Modulation der Äblenkrücklaufzeit auf. Es ist darauf hinzuweisen, daß die am Schaltungspunkt 22 der Rücklauftransformatorwicklung w1 auftretende
Spannung VT unverändert bleibt, wenn sich die Modulationsspannung V_m ändert. Diese Anodenspannung und andere Gleichspannungen, die durch Gleichrichtung und Filterung der
über den Sekundärwicklungen des Horisontalausgangstransformators T, etwa der Wicklung w2, auftretenden Spannungen abgeleitet werden, werden nicht durch Modulation des Horizontalablenkstromes i beeinflußt.

t *, U ·. WWW

-12-

Durch die Verwendung zweier Rücklaufkondensatoren, nämlich eines ersten Rücklaufkondensators C_ für die Ablenkrück-

KJJ

laufresonanz.schaltung 25, und eines zweiten Rücklauf kondensators C für die Transformatorresonanzschaltung 30, läßt sich der während des Rücklaufs in die Äblenkrücklaufresonanzschaltung 25 fließende Energiefluß unabhängig regeln, ohne daß die Amplitude der von der Transformatorrücklaufresonanzschaltung 30 erzeugten Impulsspannung V1 beeinflußt würde. Mit der Drossel L1 relativ hoher Impedanz, die in den Weg des von der Wicklung w1 des Horizontalausgangstransformators T zur Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 fließenden Stromes eingeschaltet ist, sind die beiden Resonanzschaltungen 25 und 30 bei der Ablenkrücklauffreguenz und bei höheren Frequenzen praktisch entkoppelt. Daher führen Modulationen der Impulsspannung V1 infolge von Belastungsschwankungen durch die von ihr gespeisten Lastschaltungen nicht zu unerwünschten Modulationen der Ablenkrücklauf impulsspannung V _ß.

Während des Rücklaufs kann die Wirkung des Kondensators C vernachlässigt werden, weil seine Kapazität viel höher als diejenige des Kondensators C ist. Die Resonanzschaltung 25 umfaßt so die Parallelschaltung der Ablenkwicklung

L_u mit dem Ablenkrücklaufkondensator C_. Eine solche Schal-π κ

tung hat bei ihrer Resonanzfrequenz eine hohe Impedanz und bei anderen Frequenzen eine niedrige Impedanz. Da die Schaltung 25 von einer hohen Impedanz, nämlich der Induktivität LI, angesteuert wird, wirkt die Schaltung 25 als ein Filter. Ihre Impedanz ist nur bei der Ablenkrücklauf-

^O frequenz (44 kHz) hoch. Daher erscheinen sämtliche vom Horizontalausgangstransformator T erzeugten Spannungen, deren Frequenzen sich von der Ablenkrücklauffrequenz wesentlich unterscheiden, über der Induktivität L1, weil deren Impedanz bei diesen anderen Frequenzen viel höher als die Impedanz der Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 ist.

.:.'. .l'^:J'T'^:J\J 33U470

Durch die Einschaltung der Drossel L1 zwischen Masse und den unteren Belag des Ablenkrücklauffkondensators C_Dn am

Kl/

Anschluß 2 7 kann die Äblenkrücklaufresonanzschaltung 25 während des RücklaufIntervalls potentialfrei über Massepotential sein. Daher ist während des Rücklaufs die Spannung am oberen Belag des Rücklaufkondensators C

Kl/

also am Verbindungspunkt 22, gleich der Summe der Ablenkrücklauf impulsspannung V _ und der zwischen dem Anschluß 2 7 und Masse auftretenden Spannung V2. Diese potentialfreie Schaltung führt zu der bereits erwähnten Entkopplung der beiden Resonanzschaltungen 25 und 30 während des Rücklaufs bei Frequenzen gleich oder oberhalb der Ablenkrücklauffrequenz .

Fig. 5 veranschaulicht eine andere Äusführungsform der Erfindung, bei welcher der Hinlaufkondensator C ebenso wie

die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 an Masse liegt. Die in den Fig. 1 und 5 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichneten Elemente arbeiten in gleicher Weise oder stellen die gleichen Größen dar. In der Stromversorgungs- und modulierten Ablenkschaltung nach Fig. 5 ist die Induktivität L1 mit dem Verbindungspunkt der Dioden D1 und D2 am Anschluß 27 gekoppelt. Der Transformatorrücklaufkondensator C ist nun zwischen den Verbindungspunkt 22 und den linken Anschluß der Induktivität L1 am Anschluß 27 geschaltet anstatt zwischen den Verbindungspunkt 22 und Masse. Bei dieser Anordnung bleibt die von der Wicklung w1 und dem Transformatorrücklaufkondensator C_0n, gebildete Transforma-

K χ

torresonanzschaltung 30 während ihres Resonanzrücklauf-

Intervalls potentialfrei über Massepotential.

Die Schaltung nach Fig. 5 hat den Vorteil, daß sie einen an Masse liegenden Hinlaufkondensator C verwendet. Eine

solche Schaltung wird bei gewissen Linearitätskorrektur-35

schaltungen benötigt, wie sie etwa in der US-Patentanmeldung USSN 363 516 beschrieben ist, die am 30. März 1982 unter dem Titel "Linearity corrected horizontal deflection

•^:..^:'T'^:..^:-..^: 33H.470

circuit" für den Erfinder P.E. Haferl eingereicht ist und der am 17. November 1982 veröffentlichten britischen Patentanmeldung Nr. 2098424A entspricht. Die Schaltungen gemäß den Fig. 1 und 5 stimmen darin überein, daß die Induktivität L1 für hochfrequente Ströme, die zwischen den beiden Resonanzschaltungen 25 und 30 fließen, als hohe Impedanz wirkt.

Die Amplitudenmodulation des Horizontalablenkstroms i erfolgt in Fig. 5 in ähnlicher Weise wie in Fig. 1. Die Fig. 6a-6e zeigen den Fall, daß die Modulationsspannung V bei Fig. 5 Null ist. Damit ist auch der Strom i_M gemäß Fig. 6c Null ebenso wie die Spannung V2 zwischen dem Anschluß 2 7 und Masse. Wenn in der Induktivität L1 der Strom Null fließt, dann wirkt der Stromweg nach Masse über die Induktivität L1 und die Stromquelle 24 wie eine Unterbrechung. Die Ablenkrücklaufimpulsspannung V hat eine Amplitude, die nur durch die geregelte Spannung B+ bestimmt wird; gleichermaßen wird die Amplitude des Ablenkstroms i alleine durch die Spannung B+ bestimmt.

Die Fig. 7a-7e zeigen den Fall, daß die Modulationsspannung ν auf einen Wert oberhalb Null erhöht wird. Der Strom I₁ fließt während des Horizontalhinlaufs durch

die Diode D1 und auch durch den Horizontalausgangstransistors Q1, wenn dieser Kollektorstrom in Durchlaßrichtung führt. Während des Horizontalrücklaufs liegt die Induktivität L1 in Reihe mit der Transformatorrücklaufresonanzschaltung 30. Die Impulsspannung V2 wird der Kathode

^ou der Diode D3 über einen Filterkondensator Cl großen Wertes zugeführt, um die Diode während des Rücklaufs zu sperren. Die Ablenkrücklauf spannung V_or, ist die Sum-

KU

me der Spannung V2 und der Rücklaufimpulsspannung V1', die am Transformatorrücklaufkondensator C entsteht.

Der Mittelwert der Spannung V2 ist gleich der Amplitude der Modulationsspannung V - Damit wachsen der Mittelwert der Rücklauf impulsspannung V_nr. und die Amplitude

des Ablenkstromes i mit zunehmender Modulationsspannung V . Da die Spannung B-i- gersgelt ist, bleibt die Spannung VI' in ihrem Mittelwert sowie in ihrer Amplitude unverändert„
5

Ein weiteres Ansteigen des Stromes i_f- infolge eines weiteren Anstiegs der Modulationsspannung V führt zu den Kurvenformen der Fig. 8a-8e. Die Amplitude der Impulsspannung V2 wächst, und damit wachsen auch die Amplituden der Ablenkrücklaufimpulsspannung ν__ und des Ablenkstromes i , wie die Fig. 8a und 8e zeigen. Es ist darauf hinzuweisen, daß der Strom i_ in der Wicklung w1 des Horizontalausgangstransformators T unverändert bleibt, wenn die Modulationsspannung V sich ändert, weil der Strom i .. während des Rücklaufs über den Rücklaufkondensator C anstatt über die Wicklung w1 in die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 fließt.

Beim Vergleich von Ähnlichkeiten und Unterschieden der Betriebsweise der Schaltungen gemäß den Fig. 1 und 5 sei bemerkt, daß der Ablenkstrom i der Schaltung nach Fig. 1 von etwa Null auf einen durch die Spannung B+ bestimmten Wert verändert werden kann; demgegenüber kann der Ablenkstrom i der Schaltung nach Fig. 5 von einem durch die Spannung B+ bestimmten Wert verändert werden auf einen Wert, der durch die Maximalamplitude bestimmt ist, welche die Hodulationsspannung V annehmen kann. Ein begrenzender Faktor für die Maximalamplitude der Spannung V ist die maximale Spannungsbelastung, welche

zwischen Kollektor und Emitter des Horizontalausgangstransistors Q1 zulässig ist= Die dem Kollektor des Horizontalausgangstransistors Q1 zugeführte Impulsspannung ist bei der Schaltung nach Fig. 1 konstant, bei der Schaltung nach Fig. 5 kann sie sich jedoch ändern. Der Strom i_T ändert sich in der Schaltung nach Fig. T, bleibt jedoch in der Schaltung nach Fig. 5 konstant. In beiden Schaltungen nach den Fig. 1 und 5 wird bei para-

bolischen vertikalfrequenten Amplitudenänderungen der Modulationsspannung V die Amplitude des Horizontalablenkstroms in i in ähnlicher Weise moduliert, so daß eine Ost-West-Kissenkorrektur auftritt.

Fig. 9 zeigt eine Stromversorgungsschaltung mit Ablenkmodulation gemäß der Erfindung, bei welcher die Primärwicklung des Horizontalausgangstransformators mit einem Schaltnetzteil gekoppelt ist und die Horizontalablenkschaltung mit einer Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist. Die in den Fig. 1, 5 und 9 in gleicher Weise bezeichneten Elemente arbeiten auch vergleichbar oder stellen vergleichbare Größen dar.

In Fig. 9 ist eine Wicklung w2' eines Horizontalausgangstransformators T mit einem Schaltnetzteil 50 gekoppelt, etwa mit einem sogenannten single conversion system (SICOS)-Netzteil, wie er in der US-Patentanmeldung USSN 333 610 beschrieben ist, die am 22. Dezember 1981 für den Erfinder P.E. Haferl unter dem Titel Regulated Deflection Circuit eingereicht ist und der am 8. September 1982 veröffentlichten britischen Patentanmeldung 2094085A entspricht.

Die Anordnung nach Fig. 9 enthält ebenso wie diejenige nach Fig. 5 einen an Masse liegenden S-Formungskondensator C , welcher die Verwendung einer in Fig. 9 nicht veranschaulichten Linearitätskorrektur ermöglicht. Gemäß Fig. 9 sorgt eine Modulationsschaltung 26 für eine Ost-West-Kissenkorrektur, während die Amplitudenregelung der Impulsspannung V über der Wicklung w1' durch das Schaltnetzteil beibehalten wird. Die Ablenkresonanzschaltung 25 und die Transformatorresonanzschaltung 30 sind jeweils auf die Ablenkrücklauffrequenz abgestimmt.

Verwendet man ein Schaltnetzteil vom SICOS-Typ, dann ist die durch die Wicklung w1' gegebene effektive Induktivität relativ groß, und damit werden die Rücklaufkondensatoren C_RT und C_{RD1 RD2}, die zu den beiden Re-

ΛΛΟ«? ψ A

^ rt Λ 9

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sonanzschaltungen gehören, mit näherungsweise denselben Werten gewählt.

Während des Horizontalhinlaufintervalles liegen der Rücklaufkondensator C__m und der Gleichspannungsperrkondensator C1 über die leitende Diode D2 oder die leitende Diode D1 und den leitenden Horizontalausgangstransistor Q1 an Masse. Während der ersten Hälfte des Horizontalrücklaufintervalls erzeugt sowohl die Transformatorresonanzschaltung 30 wie auch die Ablenkrücklauffresonanzschaltung 25 eine Impulsspannung V oder V_RD durch Überführung induktiv gespeicherte Energie in kapazitiv gespeicherte Energie im jeweiligen Rücklaufkondensator C_ oder

ti J.

C_or.., _o. Diese Energie wird anschließend während der

HD I , KJu^

zweiten Hälfte des RücklaufIntervalls in die jeweilige Induktivität w1' oder L„ zurückübertragen.

Die Impulsspannung ν wird mit Hilfe einer Anzapfung an der Wicklung w2' des Horizontalausgangstransformators T abgenommen und dem Schaltnetzteil 50 zur Regelung der Amplitude der Impulsspannung bei Änderungen der Netzspannung oder der Last zugeführt. Während des Rücklaufs wird über die Wicklungen w2' und w1' Energie vom Schaltnetzteil 50 zur Tranformatorsresonanzschaltung 30 und zu anderen rücklaufgespeisten Lastschaltungen übertragen, die mit weiteren Sekundärwicklungen w3' bis w5' gekoppelt sind.

Beispielsweise werden die Widerstandsverluste in der Horizontalablenkwicklung l_o in jedem Horizontalrück-

laufintervall über die Diode D2 aus der zur Transformatorresonanzschaltung 30 übertragenen Energie ergänzt. Nach einem weiteren Beispiel wird die in der Wicklung w1'

des horizontalausgangstränsformators T entstehende ge-35

regelte Impulsspannung V durch die Hochspannungswicklung w5' zur Speisung der Anodenhochspannungsschaltung 31 und Erzeugung einer geregelten Anodenspannung am Anodenanschluß U hochtransformiert.
5

Es sei nun angenommen, daß ein Strom ±2 irgendeiner gegebenen Größe durch die Wicklung w, des Transformators T2 der Modulatorschaltung 26 fließt. Während des Horizontalhinlaufintervalls fließt der Strom i2 von Masse durch die Wicklung w, und eine Diode D4 zum Anschluß 27, der wegen des Lei tens der Diode D1 und entweder der Diode D2 oder des Horizontalausgangstransistors Q1 auf Massepotential liegt. Während des Horizontalrücklaufintervalls ist der Transistor QI gesperrt. Wenn der Strom i größer als der durch die Diode D2 fließende Strom ist, dann ist die Diode D2 ebenfalls gesperrt. Der Strom i_? fließt nun in die Transformatorrücklaufschaltung 30 und von dort in die Ablenkrücklaufschaltung 25 und ergänzt die Verluste in der Ablenkrücklaufresonanzschaltung. Der Spannungsunterschied zwischen der Ablenkrücklauf impulsspannung V_._ und der Summe der geregelten Transformatorimpulsspannung V„ mit der Spannung am Kondensator C1 erscheint als die Impulsspannung V2 über

der Diode D2.
25

Während des Rücklaufs, also im Intervall tO-t1 oder tO'-ti' in den Fig. 10a-10g, nimmt der Strom i2 ab. Wenn die Induktivität der Wicklung w, des Transformators T2 genügend groß ist, dann fällt der Strom i_ am

^ow Ende des HorizontalrücklaufIntervalls nicht auf Null ab. Damit ist die Wicklung w, über die Transformatorresonanzschaltung 30 während praktisch des gesamten HorizontalrücklaufIntervalls mit der Ablenkrücklaufschaltung 25 gekoppelt. Amplitudenänderungen des Stroms i« führen daher nicht zu nennenswerten Rücklaufzeitmodulationen der Ablenkrücklaufimpulsspannung V

Da die beiden Smpulsspannungen W., und V_m von zwei ge-

KU A

trennten Resonanzschaltungen 25 «iui 30 erzeugt werden, kann die Form der Impulsspannung V™ au Veränderungen mit der Strahlstrombelastung, am Anodenanschluß U oder mit Belastungsänderungen an der Wicklung w4 ' neigen, ohne daß gleichzeitig Kurvenformänderungen der Ablenkrücklaufimpulsspannung V_RD auftreten würden. Die relativ große Induktivität der Wicklung w. des Transformators T2 wirkt als Filter und verhindert solche gleichzeitigen Modulationen oder Verzerrungen der Rücklaufimpulsspannung. Wegen dieser Tatsache kann der für die Phasenregelung des Horizontal-Oszillators und Treibers 23 verwendete Horizontalsynchronimpuls 44 vort'eilhafterweise vom kapazitiven Spannungsteiler C_RD1 ^l _RD2 anstatt von einer Wicklung des Horizontalausgangstransformators T abgenommen werden.

' Ϊ-In den Fig. 10:a-10g zeigen die Kurvenformen vertikalfre~

.B

quente Kurvenfprmänderungen, die durch die Modulationsschaltung 26 hervorgerufen werden und zur Ost-West-Kissen-

korrektur des ',Rasters benötigt werden.

; f

Die Modulationsschaltung 25 erzeugt einen veränderlichen Strom i2 zur Veränderung der Amplitude des Ablenkrücklaufimpulsstromes -und damit zur gleichseitigen Änderung der Amplitude des Horizontalablenkstromes i . Ein Schalttransistor Q2 ,'; der mit dem Gleichrichter D4 in einem Rücklauf konverterbetrieb arbeitet, bestimmt die Amplitude des Stroms 12.\ Wie in Fig. 10a anhand der Kollektorspannung V3 des Transistors Q2 gezeigt ist, leitet der Transistör Q2 vor Beginn des HorizontalrücklaufIntervalls, also vor dem Zeitpunkt to oder tO'. Die Spannung V3 ist vor dem Zeitpunkt *0 Null, und der in der Wicklung w_Q des Transformators! T2 fließende Strom ist nahe bei seinem

Maximalwert, wie Fig. 10b zeigt.
"

-σοι Zum Zeitpunkt tO kehrt die Spannung 81 an- der Wicklung w3' des Horizontalausgangstransformators T ihre Polarität um und sperrt die Diode D5. Der Strom i1 in der

Wicklung w fällt nahe dem Zeitpunkt tO schnell auf Null a

ab, wie in Fig. 10b zu sehen ist. Während des Rücklaufs entsteht infolge des negativ gerichteten Schaltsignals am Ausgang einer Spannungsvergleichsschaltung U1A. eine Sperrvorspannung 46, welche der Basis des Schalttransistors Q2 zugeführt wird. Der Strom i1 in der Wicklung w des

3.

Transformators T2 und im Kollektor des Schalttransistors Q2 wird durch die Sperrvorspannung der Diode D5 infolge der Spannungspolaritätsumkehr über der Wicklung w3' des Horizontaltransformators T anstatt durch irgendeine der Basis des Schalttransistors Q2 zugeführte Sperrvorspannung gesperrt. Damit ist die Speicherzeitverzögerung beim Sperren des Schalttransistors Q2 vernachlässigbar klein und erscheint nicht als Einflußgröße beim Sperren des Stromes i1 .

zur Aufrechterhaltung der Flußkontinuität im Kern des Transistors T2 nahe dem Zeitpunkt tO baut sich der Strom i2 schnell auf, wie Fig. 10c zeigt. Dieser Strom fließt während des Horizontalrücklaufs von der Wicklung w, durch die Diode D4 in den Transformatorrücklaufkondensator C

Die in Fig. 10d gezeigte Spannung V2 ist daher eine Impulsspannung, die innerhalb des RücklaufIntervalls entsteht und dann der Wicklung w, des Transformators T2 zugeführt wird. Durch Zuführung dieser Impulsspannung

zur Wicklung w, nimmt der Strom i2 während des Horizontalen
^ου rücklaufIntervalls ab. Wie Fig. 10c zeigt, nimmt der Strom i2 jedoch nicht vor Ende des Horizotnalrücklaufs ständig auf Null ab. Wäre der Strom i2 erheblich vor diesem Zeitpunkt auf Null abgefallen, dann wäre die Induktivität w, während eines erheblichen Teils des Horizontal-

rücklaufs von den beiden Resonanzschaltungen 25 und 30 ■ abgetrennt gewesen, und es wäre eine untragbare Rücklaufzeitmodulation aufgetreten.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Spannung V2 kurz nach dem Zeitpunkt tO anzuwachsen beginnt und eine kurze Zeit vor dem Zeitpunkt ti auf Massebesugspotential abzunehmen beginnt. Dieses Verhalten resultiert aus der Abschaltzeitverzögerung der Diode D2 sum Zeitpunkt tO, wenn an sie eine Sperrvorspannung angelegt wird, und wegen des Leitens der Diode D2 unmittelbar vom Zeitpunkt ti zur Übertragung von Energie von der Transformatorresonanzschaltung 30 zur Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25. XO

Zum Zeitpunkt ti, dem Beginn des nächsten Horizontalhinlaufintervalls, ist der Schalttransistor Q2 gesperrt. Die Spannung V3 wachst auf die HinlaufSpannungsamplitude, die an der Horizontalausgangstranformatorwicklung w3' ent-

¹S steht, an. Der mit Punkt versehene Anschluß der Wicklung Wjuj des Transformators T2 ist wegen der leitenden Diode Ό4 mit dem Anschluß 2 7 gekoppelt, der kurz vor dem Zeitpunkt ti wegen der leitenden Diode D2 auf Massepotential liegt. Daher kreist der Strom i2 mit einer praktisch konstanten Amplitude, wie Fig. 10c zeigt, nachdem die Diode D2 zu leiten beginnt, bis der Schalttransistor Q2 zu einem Zeitpunkt innerhalb des Intervalls t2-t3 eingeschaltet wird. Der Zeitpunkt -t2 entspricht der Mitte der Vertikalablenkung, wo ein Horizontalablenkstrom großer Amplitude zur

^*³ Kompensation der Ost-West-Kissenverzeichnung benötigt wird. Der Zeitpunkt t3 entspricht der Ober- oder Unterseite der Vertikalablenkung., wc: ein Hofizontalablenkstrorn kleiner Amplitude benötigt wird,

Wenn der Schalttransistor Q2 eingeschaltet ist, dann wird die über der Horizontalausgangstransformatorwicklung w3' entstehende positive Hinlaufspannung an die Wicklung w des Transformators T2 gelegt. Diese Spannung wird transformatorisch zur Wicklung w_fe übertragen, so daß der mit Punkt versehene Anschluß dieser Wicklung negativ wird

und die Diode D4 sperrt. Der Strom i2 in der Wicklung w, fallt auf Null ab. Die im Transformator T2 gespeicherte Energie induziert»in der Wicklung w eine Spannung, so daß der Strom i1, beginnend zu irgendeinem Zeitpunkt innerhalb des Intervalls t2-t3, plötzlich ansteigt, wie dies Fig. 10b zeigt.

Von dem Augenblick an, wo der Schalttransistor Q2 eingeschaltet wird, bis zum Ende des Horizontalhinlaufintervalls zum Zeitpunkt tO' wird wiederum Energie im Transformator T2 durch einen anwachsenden Strom i1 in der Wicklung w gespeichert, wie Fig. 10b zeigt. Diese Energie wird während des RücklaufIntervalls t0'-t1' über die Wicklung W, in die Transformatorresonanzschaltung 30 und in die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 übertragen.

Zur Ost-West-Kissenkorrektur wird der Schalttransistor Q2 der Modulationsschaltung 26 durch die in Fig. 9 dargestellte Impulsbreitenregelschaltung 40 vertikalfreguent und parabolisch breitenmoduliert. Die über der Vertikalablenkwicklung L_v auftretende Vertikalsägezahnspannung wird über den Integrationskondensator C3 zu einem Vertikalparabelsignal 42 integriert. Die Parabel wird von einem Transistor Q3 invertiert und verstärkt. Dem Emitter des Transistors Q3 wird über den Trapezregelwiderstand R1 eine gewisse Sägezahnspannung zugeführt, um eine geringfügige Drehung des invertierten Parabelsignals 43 zu kompensieren.

Die Amplitude des symmetrischen invertierten Parabelsignals 43, das am Kollektor des Transistors Q3 auftritt, wird mittels eines Widerstandes R4 eingestellt und über den Gleichspannungsblockkondensator CA dem invertierenden Eingang der Spannungsvergleichsschaltung U1A zugeführt.

Der Gleichspannungspegel an diesem Eingangsanschluß läßt

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sich durch den Breitenregelwiderstand R6 leicht gegenüber dem Gleichspannungspegel am nicht-invertierenden Eingangsanschluß verschieben. Sine Spannungsvergleichsschaltung U1B wird von Horizontalrücklaufimpulsen 44 gesteuert und liefert über einen Kondensator C5 ein horizontalfrequentes Sägezahnsignal 45. Durch Vergleich dieses Horizontalsägezahnsignals mit dem Vertikalparabelsignal, das dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß der Vergleichsschaltung U1A zugeführt wird, erzeugt dieser an ihrem Ausgang das gewünschte impulsbreitenmodulierte Schaltsignal 46, das der Basis des Schalttransistors Q2 zugeführt wird.

Eine Vergrößerung der Amplitude des Parabelsignals 43 durch Einstellen des Amplitudenregelwiderstandes R4 führt zu einem breiteren Zeitintervall t2-t3 in den Fig. 1Oa-IOc und zu einer weitgehenderen Kissenkorrektur. Eine Abnahme der Gleichspannungsdifferenz zwischen invertierendem und nicht-invertierendem Eingang der Vergleichsschaltung U1A durch Einstellung des Breitenregelwiderstandes R6 führt zu einer zeitlichen Verschiebung des Intervalls t2-t3 nach links in den Fig. 1Oa-IOe und damit zur Erzeugung einer größeren Amplitude des Horizontalablenkstroms i und somit zu einem breiteren Raster. ^Y

Die Schaltung nach Fig. 9 und die Kurvenformen nach Fig.10 veranschaulichen den Betrieb eines Fernsehempfängers mit einer 11Q°-S4-Farbbildröhre, die mit einer Anodenspannung von 2 4 kV betrieben wird.
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Claims

US-Ser.No. 8211833/428,238

AT: 23.April 1982/29.Sept.1982

ZUGELASSEN BEIM EUROPÄISCHEN PATENTAMT

TELEFON O89/47O6006 TELEX 522 638
TELEGRAMM SOMBEZ

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Variable Horizontalablenkschaltung mit Ost-West-Kissenkorrektur Patentansprüche

Stromversorgungs- und modulierte Ablenkschaltung mit einer Ablenkwicklung (L_u) und einen mit dieser gekoppelten, ablenkfrequenzbetriebenen Schalter (Q1) zur Erzeugung eines Ablenkstroms in der Ablenkwicklung während eines Hinlauf-Intervalls eines Ablenkzyklus und mit einem Ablenkrücklaufkondensator (C ) zur Bildung einer Ablenkrücklaufresonanzschaltung (25) mit der Ablenkwicklung zur Erzeugung einer Rücklaufimpulsspannung während eines RücklaufIntervalls des Ablenkzyklus, mit einer Versorgungsenergiequelle (B+) und einer mit dieser gekoppelten Speiseinduktivität (W1), dadurch gekennzeichnet , daß mit der Speiseinduktivität (W1) und dem Schalter (Q1 ) eine zweite Kapazität (C_0n,) zur Bildung einer zweiten Resonanzschaltung (30)

RT
mit der Speiseinduktivität (W1) während des Rücklaufintervalls und Erzeugung einer Impulsspannung gekoppelt ist, daß diese Impulsspannung eine Lastschaltung (W2) speist,

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daß eine Impedanz (L1) während des Rücklaufintervalls in einen Strompfad mit der Ablenkrücklaufschaltung und der zweiten Resonanzschaltung eingefügt ist und daß eine Modulationsstromquelle (24) mit der Impedanz (L1) zur Modulation des Ablenkstroms bei Änderungen des Modulationsstroms gekoppelt ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeich net, daß die Impedanz eine Modulationsimpedanz (L1) aufweist, welche bei hohen Frequenzen, wie der Ablenkrücklauffrequenz, einen relativ hohen Wert hat.
3. Schaltung nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz der zweiten Resonanzschaltung (30) bei oder nahe bei der Rücklaufablenkfrequenz liegt.
4. Schaltung nach Anspruch 2 mit einer Hinlaufkapazität, die mit der Ablenkwicklung gekoppelt ist und dieser eine Hinlaufspannung zuführt, mit deren Amplitude sich die Amplitude des Ablenkstroms ändert, dadurch gekennzeichnet , daß die Impedanz (L1 ) den Modulationsstrom (121) der Ablenkrücklaufresonanzschaltung (25) zur Veränderung der Hinlaufspannung mit Modulations-Stromänderungen zuführt.
5. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher die Ablenkschaltung eine Horizontalablenkschaltung ist, dadurch gekennzeichnet , daß eine Quelle vertikal-frequenter Signale (43) mit der Modulationsstromquelle (Q2) zur vertikal-frequenten Änderung des Modulationsstroms im Sinne einer Ost-West-Kissenkorrektur der Ablenkstromkurve gekoppelt ist.
6. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Impedanz (T2) eine mit der Modulationsstromquelle (W3¹) gekoppelte erste Wicklung

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(Wa) und eine zweite Wicklung (Wso) aufweist, die magnetisch mit der ersten Wicklung gekoppelt ist und während des AblenkrücklaufIntervalls zwischen die Ablenkrücklaufschaltung und die zweite Resonanzschaltung gekoppelt ist.
7. Schaltung nach Anspruch 6 , dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsstromquelle eine Spannungsquelle (81) aufweist, die mit der ersten Wicklung (Wa) der Impedanz (T2) und mit einem ersten steuerbaren Schalter (Q2) gekoppelt ist, der in Abhängigkeit von einem Steuersignal impulsmoduliert geschaltet wird.
8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet ,■ daß mit der zweiten Wicklung (Wb) der Im- pedanz (T2) ein Gleichrichter (D4) gekoppelt ist, derart, daß der steuerbare Schalter (Q2) im Rücklaufkonverterbetrieb arbeitet.
9 ο Schaltung nach Anspruch 8, bei welcher die Ablenkschaltung und die Ablenkwicklung eine Horizontalablenkschaltung bzw. eine Horizontalablenkwicklung ist, g e k e η η ζ eic h η e t durch eine Einrichtung (Q3) zur Erzeugung eines vertikal-frequenten Signals und eine mit dem ersten steuerbaren Schalter (Q2) gekoppelte Einrichtung (U1A), die unter Steuerung durch das vertikalfrequente Signal das Steuersignal als Steuerimpuls erzeugt, der vertikalfrequent moduliert ist und dem ersten steuerbaren Schalter zur Modulierung des Ablenkstroms im Sinne

einer Ost-West-Kissenkorrektur zugeführt wird. 30
1 0. Schaltung nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeichnet, daß der ablenkfrequentbetriebene Schalter (Q1), die Ablenkrücklaufresonanzschaltung (25) und die zweite Resonanzschaltung (30) an einen gemeinsamen Verbindungs-³^ punkt (22) angeschlossen sind.
11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß der ablenkfrequenzbetriebene Schalter ein Ablenkausgangselement (Q1) mit einer ablenkfrequent geschalteten Hauptstromstrecke und zwei in Reihe geschaltete Gleichrichter (D1.D2) in Parallelschaltung zur Hauptstromstrecke des Ausgangselementes (Q1) aufweist, und daß die Impedanz (T2) zusammen mit den beiden Gleichrichtern an einen Verbindungsanschluß gekoppelt sind.
12. Schaltung nach Anspruch 1, 2, 4, 10 und 11, dadurch gekennzeichnet , daß die Speiseinduktivität (T) einen Impulstransformator aufweist, von dem eine erste Wicklung (W1') an die zweite Kapazität zur Erzeugung einer Impulsspannung über der ersten Wicklung gekoppelt ist und der eine Hochspannungswicklung (W5') zur Aufwärtstransformierung der Impulsspannung aufweist, und daß die Lastschaltung einen Anodenanschluß (U) und eine mit diesem und mit der Hochspannungswicklung (W5) zur Erzeugung einer Hochspannung am Hochspannungsanschluß (U) gekoppelte Hochspannungsschaltung (31) enthält.
13. Schaltung nach Anspruch 12, bei welcher Änderungen der Strombelastung am Anodenanschluß Verzerrungen der Impulsspannung zur Folge haben, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz (T) die von der Ablenkrücklaufresonanzschaltung (25) erzeugte Ablenkrücklaufimpulsspannung praktisch frei von Verzerrungsneigungen mit Änderungen der Strombelastung zu erzeugen gestattet.