DE2655641A1

DE2655641A1 - Frequenzverdoppler

Info

Publication number: DE2655641A1
Application number: DE19762655641
Authority: DE
Inventors: Jorg Schiess; Alois Vaclav Tuma
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1975-12-08
Filing date: 1976-12-08
Publication date: 1977-06-23
Also published as: JPS5284952A; US4052626A; JPS5653888B2; DE2655641B2; GB1550213A; AU502477B2; AU2018076A; DE2655641C3; ATA907576A; AT353861B; BE849140A; FR2335099A1

Description

RCA 70382 Ks/Ri

GB Serial No: 50278/75

Piled: Dec. 8, 1975/July 21, 1976 PHmtanwlK·

Dr. Dieter ν. Bs2o!d ¹ Dip!.-In?. r-;is.- C.oötz DIpI.-5Π3. Woii^sng Hausier 8 München 86, Postfach 860668

RGA Corporation New York, N.Y., V.St.v.A.

Frequenzverdoppler

Die Erfindung betrifft einen Frequenzverdoppler mit einem Verstärker, der eine erste Eingangsklemme und eine zweite Eingangsklemme sowie eine ,Ausgangsklemme aufweist und mit dem eine erste 'Vorspannungsanordnung zum Vorspannen der zweiten Eingangsklemme auf einen ersten Bezugsspannungspegel gekoppelt ist, ferner mit einem Sägezahnerzeuger, der mit der ersten Eingangsklemme gekoppelt ist und dieser Klemme eine Sägezahnspannung einer ersten Frequenz zuführt, um an der Ausgangsklemme eine erste zweiwertige (d.h.· zwischen zwei Werten wechselnde) Spannung zu erzeugen, deren Wert jeweils wechselt, wenn die Sägezahnspannung gleich dem a?sten Bezugsspannungspegel ist, und mit einer Ausgangsschaltung, die mit der Ausgangsklemme gekoppelt ist, um Ausgangssignale zu erzeugen, wenn die besägte erste zweiwertige Spannung ihren Wert wechselt, so daß die Ausgangssignale mit einer gegenüber der ersten Frequenz doppelten Frequenz erscheinen.

In einem Fernsehempfänger muß zur einwandfreien Bildwiedergabe die

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Vertikalablenkung mit der Horizontalablenkung synchronisiert werden. Fehlt eine solche Synchronisation, dann wird das Bild rollen und die Verschachtelung der Teilbilder im Zeilensprung wird ungenau. In vielen Pernsehanlagen wLrd die Synchronisierung mit Hilfe der Horizontalrücklaufimpulse durchgeführt, die von den Horizontalablenkschaltungen abgeleitet werden. Gemäß der US-Patentschrift 3 878 336 werden mit Horizontalfrequenz fg auftretende Eingangssignale, die beispielsweise aus dem Horizontalendtransformator gewonnen werden, in ihrer Frequenz verdoppelt. Die frequenzverdoppelten Signale werden dann einem Untersetzer zugeführt, der die Vertikalablenkschaltungen ansteuert. Wenn die Frequenz der frequenzverdoppelten Signale auch nur geringfügig von 2f_H abweicht, dann verschlechtert sich die Zeilensprungverschachtelung, und das Bild wird verschwommen.

Manche Schaltungen zur Frequenzverdoppelung benutzen einen 2frr-Vertikaloszillator gemeinsam mit einem Phasendetektor wie z.B. einer Phasensynchronschleife, um den Oszillator mit den horizontalfrequenten (fg) Eingangesignalen phasenstarr zu machen. Zur Einstellung der Oszillatorfrequenz wird ein Potentiometer benötigt· Da viele mit Untersetzern arbeitende Systeme (wie z.B. das System nach der oben genannten USA-Patentschrift) ohne den Vertikaloszillator und das dazugehörige Potentiometer zur Frequenzeinstellung auskommen, besteht Bedarf an einem Frequenzverdoppler, der keinerlei Abstimmelemente oder Justiervorrichtungen erfordert.

Mit der Erfindung wird ein Frequenzverdoppler der eingangs beschriebenen Art geschaffen, der dadurch gekennzeichnet ist, daß der Verstärker ein Differenzverstärker ist und daß mit der ersten Eingangsklemme eine zweite Vorspannungsanordnung gekoppelt ist, die diese Klemme auf einen zweiten Bezugsspannungspegel vorspannt, der sich vom besagten ersten Bezugsspannungspegel um eine Offsetspannung unterscheidet, um die Dauer beider Werte der ersten zweiwertigen Spannung zu egalisieren.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von

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Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 ist das Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Prequenzverdopplers.

Figuren 2a bis 2g

zeigen Wellenformen, die beim Betrieb der Schaltungen nach den Figuren 1 und 5 auftreten j

Figuren 3a bis 3c

zeigen andere dem Betrieb der Schaltungen nach den Figuren 1 und 5 zugeordnete Wellenformen;

Figuren 4a bis 4-c

zeigen wiederum andere Wellenformen, die beim Betrieb der Schaltungen nach den Figuren 1 und 5 auftretenj

Fig. 5 ist das Schaltbild einer anderen Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Prequenzverdopplers.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bilden Transistoren 1 bis 3 und ein Vorspannungswiderstand 17 eine herkömmliche Konstantstromquelle zur linearen Aufladung eines Kondensators 18. Die eine Seite des Ladekondensators 18 ist an einem Anschluß B¹ mit dem Kollektor des Transistors 2 verbunden, und die andere Seite des Ladekondensators 18 liegt an Masse.

An einer Klemme A wird zum Zeitpunkt T,. gemäß Fig. 2a ein Eingangsspannung simpuls 70 empfangen, der aus einer nicht gezeigten Quelle kommt und sich mit einer Folgefrequenz £„ wiederholt. Dieser Impuls wird¹ auf die Basis eines Eingangstransistors 5 gegeben, um diesen Transistor in Durchlaßrichtung vorzuspannen. Der Kollektor des Transistors 5 ist über einen Widerstand 22 mit der Basis eines Transistors 6 verbunden. Die Basis des Transistors 6 ist außerdem über einen Widerstand 21 mit einem Versorgungsspannungsanschluß +V__rt ver-

bunden, während der Emitter des Transistors 6 direkt an +V^- ange-

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schlossen ist. V/enn der Transistor 5 leitet, ist der Transistor

6 auf Durchlaß gespannt und leitet ebenfalls. Der Kollektor des Transistors 6 ist über einen Widerstand 20 mit dem gemeinsamen Anschluß der Basis eines Transistors 4- und der Anode einer Diode

7 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 4· ist mit der Kathode der Diode 7 und mit Masse verbunden.

Wenn der Transistor 6 leitet,ist die Diode 7 auf Durchlaß gespannt, womit der Transistor 4- in Durchlaßrichtung vorgespannt wird. Der Kollektor des Transistors 4- ist mit dem Anschluß B^f gekoppelt. Wenn der Transistor 4- leitet, entlädt sich der Kondensator 18 linear (vgl. Fig. 2b). Zum Zeitpunkt T-, wechselt der Eingangsspannungsimpuls A auf seinen unteren Wert, wodurch die Transistoren 5 und 6 gesperrt werden, so daß auch die Diode 7 und der Transistor 4- gesperrt werden. Der Kondensator 18 fängt an, sich wieder aus der Konstantstromquelle aufzuladen, bis der nächste Eingangsspannungsimpuls den Zyklus neu beginnt. Bei Betrachtung der Figuren 2a und 2b erkennt man, daß die an der Klemme A zugeführten Eingangsspannungssignale eine Ausgangs-Sägezahnspannung der gleichen Frequenz am Anschluß B¹ bewirken.

Die Sägezahnspannung am Anschluß B' wird wechselstrommäßig über einen Koppelkondensator 19 auf die Basis eines Transistors 8 gekoppelt. Die Basis des Transistors 8 bildet eine erste Eingangsklemme B eines Differenzverstärkers 4Ό, der aus zwei emittergekoppelten Transistoren 8 und 9 besteht. Eine Diode 10 und ein Transistor 11 bilden eine Schalteinrichtung 50· Die Basis des Transistors 9 stellt eine zweite Eingangsklemme R dar, die mit dem einen Ende eines Widerstands 25 verbunden ist, an dem eine erste Bezugsgleichspannung Y _f als Vorspannung abgeleitet wird. Die Bezugsspannung V „ wird von einem Spannungsteiler erhalten, der aus einer zwischen +V und Masse liegenden Serienschaltung von Wider-

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ständen 23, 24-, 25 und einer Diode 13 besteht.

Die Basis des Transistors 8 ist über einen Widerstand 31 mit einem Anschluß R'gekoppelt, der mit dem einen Ende eines eine Offset-

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- Jjp -

spannung entwickelnden Widerstands 24 verbunden ist. Das andere Ende des Widerstands 24 ist mit der Basis des Transistors 9 verbunden. Die Spannung an der Basis des Transistors 8 stellt somit einen zweiten Bezugswert dar, der gegenüber der ersten Bezugsspannung V _ um eine am Widerstand 24 abfallende Offsetspannung

Χ7ΘΧ

AV verschoben ist. Die Punktion dieser Offsetspannung wird später erläutert. Die Emitter der Transistoren 8 und 9 sind am Anschluß V mit einer Konstantstromquelle verbunden, die durch einen Transistor 12 und die Diode 13 gebildet wird. Die Basis des Transistors 12 ist mit der Anode der Diode 13 und der Emitter des Transistors 12 ist mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 8 ist mit der Kathode der Diode 10 und mit der Basis des Transistors 11 gekoppelt. Die Anode der Diode 10 ist mit dem Emitter

des Transistors 11 und mit +V _, verbunden. Der Kollektor des Trance

sistors 11 ist mit dem Kollektor des Transistors 9 und mit einer Ausgangsklemme G gekoppelt, um an dieser Ausgangsklemme eine zweiwertige (d.h. zwischen zwei Werten wechselnde) Ausgangsspannung zu liefern.

Die Diode 13 leitet Strom durch die in Serie zueinanderliegenden Widerstände 23 bis 25 und liefert eine Durchlaßvorspannung für den Transistor 12. An der Klemme V stellt sich ein Spannungswert V . ein, der gleich der Spannung V- vermindert um die Basis-Emitter-Spannung V, des Transistors 9 ist. Wenn man für den Augenblick den Einfluß der Offsetspannung hJI vernachläßigt, dann wird, wenn die Eingangsspannung an der Klemme B zum Zeitpunkt T^ positiver als die Bezugsspannung V- wird, der Transistor 8 auf Durchlaß vorgespannt. Der Transistor 8 leitet dann Strom aus der Spannungsquelle V durch die Diode 10. Zu diesem Zeitpunkt ist der Transistor 11 auf Durchlaß vorgespannt und leitet in einem gesättigten Zustand. Die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannuns: V , . \ des

° ° * ° ce(sat;

Transistors 11 ist gering, und die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme G wechselt auf ihren oberen Wert, wie es in Fig, 2c zum Zeitpunkt T^ gezeigt ist. Wenn die Eingangsspannung an der Basis des Transistors 8 steigt, leitet der Transistor 8 mehr Strom, wodurch die Spannung an seinem Emitter ebenfalls steigt. Der Transistor 9 wird nicht mehr in Durchlaßrichtung gespannt und daher

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gesperrt. Der in den Kollektor des Transistors 12 fließende Strom bleibt nichtsdestoweniger konstant.

Die Ausgangsklemme C ist über eine Differenzierschaltung, die einen Kondensator 26 und in Serie dazu einen Widerstand 27 enthält, mit Masse verbunden; der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 26 und dem Widerstand 27 liegt an einem Anschluß E. Wenn die zweiwertige Spannung an der Klemme C zum Zeitpunkt Tf, auf ihren oberen Wert wechselt, wird dieser sprunghafte Spannungsanstieg differenziert und erscheint am Anschluß E als positiver Impuls, wie er in Fig. 2e gezeigt ist.

Mit dem Anschluß E ist die Basis eines Transistors 14 gekoppelt, die einen Eingang einer aus den Transistoren 14 und 15 gebildeten signalformenden Schaltung 60 darstellt. Der Emitter des Transistors 14- ist mit Masse verbunden, und sein Kollektor ist mit einer Ausgangsklemme G und weiter über einen Strombegrenzungswiderstand 28 mit +V-- verbunden. Der an der Klemme E erscheinende positive

CC

differenzierte Impuls wird durch den Transistor 14 geformt und erscheint als Rechteckimpuls 80 an der Ausgangsklemme G.

Wenn die sägezahnförmige Eingangsspannung an der Klemme B zum Zeit punkt Tg auf V _f abfällt (und wiederum der Einfluß der Offsetspan nung z\V für den Augenblick vernachläßigt wird),sperrt der Transistor 8, womit auch die Diode 10 und der Transistor 11 gesperrt werden. Die Spannung am Anschluß V wird somit während des Sperrzustandes des !Transistors 8 auf ihrem Wert V . gehalten. Der Kondensator 26 entlädt sich über die Transistoren 9 und 12 auf Massepotential, und die Ausgangsspannung an der Klemme G wechselt zum Zeitpunkt Tg von ihrem oberen auf ihren unteren Wert. Die Diode 10 und der Transistor 11 wirken somit als ein durch den Eingangssägezahn und die in Differenzverstärkerschaltung angeordneten Transistoren gesteuerter Schalter, um die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme G zwischen ihren oberen und unteren Werten umzuschalten. Zum Zeitpunkt Tg (wie auch zum Zeitpunkt Tp) erscheint am Anschluß E ein negativer differenzierter Impuls, der jedoch keinen entsprechenden Rechteckimpuls an der Klemme G zur

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7'Τ.

Folge hat, weil der Transistor 14 während der Dauer des Impulses in Sperrichtung gespannt ist.

Die Klemme C ist mit dem Eingang eines Inverters 16 verbunden, dessen Ausgang einen Anschlußpunkt D darstellt. Wie die Fig. 2d zeigt, ist die zweiwertige Ausgangsspannung am Anschluß D gegenüber der an der Klemme C erscheinenden Ausgangsspannung um 180° außer Phase. Die zweiwertige Ausgangsspannung am Anschluß D wird durch einen Kondensator 29 und einen Widerstand JO differenziert, wie es die Fig. 2f zeigt. Die an einem Anschluß F zu den Zeitpunkten Tp und T₆ erscheinenden positiven differenzierten Impulse werden durch den Transistor 15 geformt und erscheinen als Rechteckimpulse an der Ausgangsklemme G. Der zum Zeitpunkt T^, erscheinende negative differenzierte Impuls führt nicht zur Bildung eines entsprechenden Rechteckimpulses an der Klemme G, da der Transistor 15 für die Dauer des Impulses in Sperrichtung gespannt ist.

Ein Vergleich der Figuren 2a und 2g zeigt deutlich, daß die. an der Klemme A mit einer Frequenz f-g zugeführten Signale durch die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 in Ausgangssignale einer Frequenz 2fjT an der Klemme G umgewandelt werden. Die Ausgangssignale werden erzeugt, wenn die Sägezahnspannung an der Klemme B den Wert V _f erreicht, wodurch der Leitzustand des Transistors 8 geändert wird, so daß die zweiwertige Spannung an der Ausgangsklemme G ihren Wert wechselt.

Die Notwendigkeit der Offsetspannung AV sei nun in Verbindung mit den Figuren 3s- bis 3c und 4a bis 4c erläutert· Wie bereits erwähnt, werden an der Klemme G Ausgangssignale erzeugt, wenn die ©ägezahnrförmige Eingangsspannung an der Klemme B gleich V _f wird. Der Transistor 8 leitet, wenn die Spannung an der Klemme B größer ist als Vf, und er leitet nicht, wenn die Spannung an der Klemme B niedriger als V- ist.

Die Sägezahn-Wellenform nach Fig. 2b wird abhängig von den in Fig. 2a gezeigten EingangsSignalen gewonnen, indem der Kondensator 18 wäh-

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e -

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rend der Intervalle T. - T-, und T₁- - T₁-, aufgeladen und während des Intervalls T-, - Tr- entladen wird. Durch Verwendung einer einpoligen (unsymmetrischen) Spannungsversorgung wie +V__rt statt ei-

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ner zweipoligen Spannungsversorgung wird die Bezugsspannung an der Klemme B auf einen von Full verschiedenen Spannungswert eingestellt. Die Sägezahnspannung am Anschluß B¹ muß daher über eine Wechselstromkopplung mittels des Kondensators 19 auf die Klemme B gekoppelt werden. Der Wechselstrom-Nullwert bzw. der mittlere Gleichstromwert der Sägezahnspannung verschiebt sich dadurch auf

^ährend des ersten Teils des Entladeintervalls, wenn die Spannung an der Klemme B höher als V^ ist, leitet der Transistor 8 und zieht Basisstrom aus der Klemme B. Der Kondensator 19 wird dadurch schneller als während des zweiten Teils des Entladeintervalls entladen, wo die Spannung an der Klemme B geringer ist als V «, wenn der Transistor 8 gesperrt ist und kein Basisstrom aus dem Kondensator 19 gezogen wird· Wegen der schnelleren Entladung des Kondensators 19 während des ersten Teils des Entladeintervalls erreicht die Spannung an der Klemme B den Bezugswert V~ zu Zeitpunkten T₂' und Tg¹, die früher als die Zeitpunkte To und Tg liegen, wie es die Fig. 3b zeigt. An der Klemme G erscheinen die Ausgangssignale daher nicht zu den Zeiten Tp und Tg sondern zu früheren Zeiten Tp¹ und Tg¹, wie es die Fig. 3c zeigt.

Ähnlich geht es während des Aufladeintervalls zu: Der Kondensator 19 lädt sich während des zweiten Teils des Aufladeintervalls, wenn der Transistor 8 eingeschaltet ist und Basisstrom zieht, langsamer auf. Die Spannung an der Klemme B erreicht den Wert 7 „ somit nicht zum Zeitpunkt T₂, sondern zum Zeitpunkt T^¹, so daß ein Ausgangssignal nicht zum Zeitpunkt T^ sondern zum Zeitpunkt T₁,¹ erzeugt wird.

Eine Betrachtung der Fig. 3c offenbart eine Asymmetrie in der Erzeugung der frequenzverdoppelten Ausgangssignale durch Wirkung des vom Transistor 8 gezogenen Basisstroms. Das Intervall T₂' - T^¹

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ist nicht gleich dem Intervall T^¹ - T^.¹, und die Ausgangssignale 80 nach Fig. 1 werden nicht exakt mit verdoppelter Frequenz erzeugt.

Wenn die Eingangssignale von Horizontalrücklaufimpulsen abgeleitet werden, dann können die frequenzverdoppelten Ausgangssignale dazu herangezogen werden, das Vertikalablenksystem eines Fernsehempfängers mit den ankommenden Vertikalsynchronsignalen zu synchronisieren. Falls die Ausgangssignale asymmetrisch sind und nicht mit dem Zweifachen der Horizontalfrequenz erscheinen, wird die Zeilensprungverschachtelung mangelhaft.

Um die Symmetrie der Ausgangssignale wieder herzustellen, wird die Eingangsklemme B auf einen zweiten Bezugsspannungswert vorgespannt, der sich gegenüber Vj um eine Offsetspannung AV unterscheidet. Wenn die Sägezahnspannung über den Kondensator 19 auf die Klemme B gekoppelt wird, ist der Wechselstrom-Nullwert oder Gleichstrommittelwert des Signals an der Klemme B nicht mehr gleich V_ref sondern gleich V _f + AV, wie es in Fig. 4-b zu erkennen ist. Die Ausgangssignale erscheinen immer noch dann, wenn die Sägezahn-Eingangs spannung gleich Vj, wird, so daß die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme 0 ihren Wert wechselt, wenn der Transistor 8 seinen Leitzustand ändert. Wegen des höheren Gleichstromwerts der Sägezahnspannung erscheint aber nun der Wechsel der zweiwertigen Ausgangsspannung zu einem gegenüber Tp¹ späteren Zeitpunkt Tp¹¹ und ebenso zu einem gegenüber T₁,¹ späteren Zeitpunkt T₆,'¹. Die Offsetspannung ΔΥ ist so gewählt, daß die Intervalle Tp' ' T^,¹' und T₂,¹' -Tg¹¹ in Fig. 4b justiert und gleich lang werden, womit die Ausgangssignale in symmetrischer Weise mit einer Frequenz 2fjr erscheinen, wie es die Fig. 4c zeigt.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 ist eine andere Ausführungsform der Erfindung und eignet sich für integrierte Bauweise auf einem integrierten Schaltungsplättchen. Sie führt dieselbe Frequenzverdopplung wie die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 durch. In Fig. 5 sind diejenigen Elemente, die Elementen der Fig. 1 funktionsmäßig entsprechen, mit denselben Bezugszeichen wie in Fig. 1 versehen.

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Der Entladetransistor 4 ist in Fig. 5 in Form dreier parallel geschalteter Transistoren dargestellt, die den relativ hohen Entladestrom unter sich aufteilen. Ein Transistor mit zusammengekoppelten Basis- und Kollektorelektroden, der als Schutzdiode 101 wirkt, ist zwischen die Eingangsklemme A und Masse geschaltet. Diese Diode 101 schützt den Eingangstransistor 5 vor Beschädigung durch negative Spannungen.

Die Eingangsklemmen B und R des Differenzverstärkers 40 sind im Falle der Fig. 5 zum Anlegen der Bezugsspannungen nicht mehr direkt mit den Widerständen 24 und 25 verbunden. Zur besseren Entkopplung sind die genannten Klemmen stattdessen mit als Emitterfolger geschalteten Transistoren 102 und 103 verbunden, deren Basen mit dem Anschluß S des Widerstands 25 bzw. dem Anschluß T des Widerstands 24 verbunden sind. Die Klemme R wird auch hier wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 auf Y„ und die Klemme B auf V _ + Δ 7 gehalten. Die Offsetspannung AV ist auch hier wie in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 erforderlich, um die Dauer der beiden Werte der zweiwertigen Ausgangsspannung an der Klemme G gleichzumachen. Die Vorspannung für die Transistoren 102 und 103 wird durch Widerstände 104 bzw. 105 gebildet.

Der Strombegrenzungswiderstand 28 nach Fig. 1 ist in der Anordnung nach Fig. 5 durch eine Konstantstromquelle 128 ersetzt, die aus passend gekoppelten Transistoren 129 bis 132 und einem Widerstand 133 besteht. Die Quelle 128 liefert Strom an den Kollektoren der Transistoren 129 und 130.

Der Inverter 16 nach Fig. 1 ist in Fig. 5 als invertierender Transistor 116 dargestellt, der mit seinem Kollektor an die Klemme D angeschlossen ist. Der invertierende Transistor 116 liefert am Anschluß D eine zweite zweiwertige Spannung, die gegenüber der an der Klemme C erzeugten zweiwertigen Spannung um 180° außer Phase ist. Wenn die Spannung an der Klemme G auf ihren oberen Wert wechselt, ist der Transistor 116 nicht mehr auf Durchlaß gespannt, und sein Ausgangssignal am Anschluß D wechselt auf seinen unteren Wert. Der Wechsel geht umgekehrt, wenn die Spannung an der Klemme G

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auf ihren unteren Wert übergeht.

Der Anschluß D ist über einen Widerstand 118 mit der Basis eines Transistors 117 gekoppelt, die außerdem über einen Widerstand 119 mit Masse verbunden ist. Der Emitter des Transistors 117 ist ebenfalls mit Masse verbunden, und sein Kollektor ist an einem Anschluß C mit der einen Seite eines Kondensators 26 und außerdem mit dem Kollektor des Transistors 129 verbunden.

Wenn die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme C auf ihren oberen Wert wechselt, dann geht die zweiwertige Spannung am Anschluß D auf ihren unteren Wert über. Der Transistor 117 bleibt nicht langer auf Durchlaß gespannt, und die Spannung am Anschluß C wechselt auf ihren oberen Wert. Am Anschluß E erscheint daraufhin ein positiver differenzierter Impuls. Dieser Impuls wird durch den Transistor 1²I- geformt und erscheint als ein Ausgangssignal an der Klemme G.

Wenn die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme C auf ihren unteren Wert übergeht, wechselt die zweiwertige Spannung am Anschluß D auf ihren oberen Wert. Am Anschluß i¹ erscheint daraufhin ein positiver differenzierter Impuls, der durch den Transistor 15 geformt wird und als ein Ausgangssignal an der Klemme G erscheint.

Die vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnungen liefern symmetrische frequenzverdoppelte Ausgangssignale für Eingangssignale über einen weiten Frequenzbereich. Die Schaltungsanordnungen enthalten ausschließlich Standardbauteile und benötigen keinerlei frequenzbestimmende reaktive Elemente oder andere Elemente wie · siliziumgesteuerte Gleichrichter (Thyristoren) und Zenerdioden, die für den Bau integrierter Schaltungen ungeeignet sind.

Für den verfügbaren begrenzten Raum werden relativ wenig Schaltungselemente verwendet. Die Schaltung enthält nur zwei Kondensatoren relativ großen Kapazitätswerts, nämlich den Ladekondensator 18 und den Koppelkondensator 19» die außerhalb eines integrierten

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Schaltungsplättchens untergebracht werden. Alle anderen Elemente können auf dem Plättchen integriert sein. Die aus der Diode 10 und dem Transistor 11 bestehende aktive Schalteinrichtung 50 ist günstiger als ein ohmsches Fetzwerk, da sie einen geringen Wärmeverlust und im leitenden Zustand geringen Spannungsabfall bringt und eine kleine Geometrie für integrierte Bauweise hat.

Der Differenzverstärker wird aus einer einpoligen (unsymmetrischen) Spannungsversorgung +V__ vorgespannt. Es sind keine bipo-

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laren oder zweipoligen Versorgungsquellen erforderlich. Da die Komponenten auf dem Schaltungsplättchen in dichter Nachbarschaft zueinander liegen und einander angepaßte elektrische Eigenschaften haben, wird das Leistungsvermögen der Schaltung durch 7ersorgungsspannungsschwankungen und Temperaturänderungen nicht beeinträchtigt.

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Le-ersei. te

Claims

Patentansprüche

(i.) Frequenzverdoppler mit einem Verstärker, der eine erste Eingangsklemme und eine zweite Eingangsklemme sowie eine Ausgangsklemme aufweist und mit dem eine erste ■Vorspannungsanordnung zum Vorspannen der zweiten Eingangsklemme auf einen ersten Bezugsspannungspegel gekoppelt ist, ferner mit einem Sägezahnerzeuger, der mit der ersten Eingangsklemme gekoppelt ist und dieser Klemme eine Sägezahnspannung einer ersten Frequenz zuführt, um an der Ausgangsklemme eine erste zweiwertige (d.h. zwischen zwei Werten wechselnde) Spannung zu erzeugen, deren Wert jeweils wechselt, wenn die Sägezahnspannung gleich dem ersten Bezugsspannungspegel ist, und mit einer Ausgangsschaltung, die mit der Ausgangsklemme gekoppelt ist, um Ausgangssignale zu erzeugen, wenn die besagte erste zweiwertige Spannung ihren Wert wechselt, so daß die Ausgangssignale mit einer gegenüber der ersten Frequenz doppelten Frequenz erscheinen, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (8, 9, 50) ein Differenzverstärker ist und daß mit der ersten Eingangsklemme (B) eine zweite Vorspannungsanordnung (24-, 31) gekoppelt ist, die diese Klemme auf einen zweiten Bezugsspannungspegel (J _Te?+ AV) vorspannt, der sich vom ersten Bezugsspannungspegel (V ~) um eine Offsetspannung (AV) unterscheidet, um die Dauer beider Werte der ersten zweiwertigen Spannung (2c) einander gleichzumachen.
2. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Vorspannungsanordnung (24, 31) zur Gewinnung der Offsetspannung (AV) mit der ersten Vorspannungsanordnung (12, 13, 23, 25) verbunden ist.
3. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vorspannungsanordnung (12, 13, 23, 25) zwischen eine Quelle einer Spannung einer ersten Polarität

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(+V) und Masse geschaltet ist.

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4. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 31 dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Vorspannungsanordnung (24, 31) einen Widerstand (24-) aufweist, an dem die Offs et spannung entwickelt wird.
5. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Eingangsklemme (B) mit einem ersten als Emitterfolger geschalteten Transistor (103) verbunden ist und daß die Basis dieses ersten Emitterfolgertransistors mit der zweiten Vorspannungsanordnung (24) verbunden ist.
6. Ifrequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Eingangsklemme (R) mit einem zweiten als Emitterfolger geschalteten Transistor (102) verbunden ist und daß die Basis dieses zweiten Emitterfolgertransistors mit der ersten Vorspannungsanordnung (12, 13, 23, 25) gekoppelt ist.
7· Frequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vorspannungsanordnung eine Konstantstromschaltung (12, 13) zur Versorgung des Differenzverstärkers (8, 9, 50) mit konstantem Strom aufweist.
8. Frequenzverdoppler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromschaltung (12, 13) einen ersten Transistor (12) aufweist, dessen Basis mit einer ersten Diode (13) verbunden ist, die derart gepolt ist, daß der erste Transistor durch sie in Durchlaßrichtung vorgespannt wird.
9. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vorspannungsanordnung (12, 13, 23, 25) eine Vielzahl von in Reihe zueinander geschalteten Widerständen (23, 25) enthält, um die erste Bezugsspannung (V ~) an der zweiten Eingangsklemme (R) zu bilden.

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10. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Säge zahner zeuger (1 bis 7, "18, 19) einen ersten Kondensator (19) aufweist, über den die Sägezahnspannung wechselstrommäßig auf die erste Eingangsklemme (B) gekoppelt wird.
11. Irequenzverdoppler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahnerzeuger (1 bis 7» 18, 19) folgendes enthält: einen zweiten Kondensator (18); eine mit dem zweiten Kondensator gekoppelte Ladeschaltung (1 bis 3) zut Aufladung des zweiten Kondensators; eine Eingangs-Schalteinrichtung (4 bis 7)» die mit dem zweiten Kondensator (18) verbunden ist und auf Eingangssignale (2a) anspricht, die in sich mit der besagten ersten Frequenz (fg) wiederholenden Intervallen erscheinen, um den zweiten Kondensator während eines Teils jedes dieser Intervalle zu entladen und ihn während eines anderen Teils jedes dieser Intervalle aufzuladen.
12. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (8, 9) zwei in Differentialschaltung angeordnete Transistoren gleichen Leitungstyps enthält, deren erster (8) mit der ersten Eingangsklemme (B) und deren zweiter (9) mit der zweiten Eingangsklerame (R) gekoppelt ist.
13. Irequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (8, 9* 50) eine Ausgangs-Schalteinrichtung enthält, die aus einem mit der Ausgangsklemme (G) gekoppelten Schalttransistor (11) und einer zweiten Diode (10) besteht, die mit dem ersten Differenzverstärkertransistor (8) und dem Schalttransistor (11) gekoppelt und so gepolt ist, daß sie den Schalttransistor in Durchlaßrichtung vorspannt, wenn der erste Differenzialverstärkertransistor (8) leitet, um die erste zweiwertige Spannung an der Ausgangsklemme zu liefern,

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14-, Frequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (16, 26, 27, 29, 30, 60) ein differenzierendes Netzwerk (26, 27, 29, 30) enthält, um differenzierte Impulse (2e) zu erzeugen, wenn die erste zweiwertige Spannung (2c) ihren Wert wechselt, sowie eine signalformende Schaltung (60), welche die differenzierten Impulse zu den besagten Ausgangssignalen (2g) formt.

15· Frequenzverdoppler nach Anspruch 1,2 oder 14-, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen Inverter (16) zur Erzeugung einer zweiten zweiwertigen Spannung (2d) enthält, die auf ihren oberen Wert geht, wenn die erste zweiwertige Spannung auf ihren unteren Wert wechselt, und die auf ihren unteren Wert geht, wenn die erste zweiwertige Spannung auf ihren oberen Wert wechselt, und daß das differenzierende Netzwerk (26, 27, 29, 30) auf die beiden zweiwertigen Spannungen anspricht,wenn die eine oder andere der zweiwertigen Spannungen ihren Wert wechselt·

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