DE2655641C3

DE2655641C3 - Frequenzverdoppler

Info

Publication number: DE2655641C3
Application number: DE2655641A
Authority: DE
Inventors: Jorg Stallikon Schiess; Alois Vaclav Schlieren Tuma
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1975-12-08
Filing date: 1976-12-08
Publication date: 1979-01-18
Also published as: FR2335099A1; AT353861B; JPS5284952A; BE849140A; US4052626A; AU502477B2; DE2655641B2; JPS5653888B2; AU2018076A; GB1550213A; DE2655641A1; ATA907576A

Description

Die Erfindung betrifft einen Frequenzverdoppler mit einem Verstärker, der eine erste Eingangsklemme π und eine zweite Eingangsklemme sowie eine Ausgangsklemme aufweist und mit dem eine erste Vorspannungsanordnung zum Vorspannen der zweiten Eingangsklemme auf einen ersten Bezugsspannungspegel gekoppelt ist, ferner mit einem Sägezahnerzeuger, der mit der ersten Eingangsklemme gekoppelt ist und dieser Klemme eine Sägezahnspannung einer ersten Frequenz zuführt, um an der Ausgangsklemme eine erste zweiwertige (d. h. zwischen zwei Werten wechselnde) Spannung zu erzeugen, deren Wert je- :"> weils wechselt, wenn die Sägezahnspannung gleich dem ersten Bezugsspannungspegel ist, und mit einer Ausgangsschaltung, die mit der Ausgangsklemme gekoppelt ist, um Ausgangssignale zu erzeugen, wenn die besagte erste zweiwertige Spannung ihren Wert «1 wechselt, so daß die Ausgangssignale mit einer gegenüber der ersten Frequenz doppelten Frequenz erscheinen.

In einem Fernsehempfänger muß zur einwandfreien Bildwiedergabe die Vertikalablenkung mit der r, Horizontalablenkung synchronisiert werden. Fehlt eine solche Synchronisation, dann wird das Bild rollen und die Verschachtelung der Teilbilder im Zeilensprung wird ungenau. In vielen Fernsehanlagen wird die Synchronisierung mit Hilfe der Horizontalrücklaufimpulsc durchgeführt, die von den Horizontalablenkschaltungen abgeleitet werden. Gemäß der US-Patentschrift 3878336 werden mit Horizontalfrequenz f_H auftretende Eingangssignale, die beispielsweise aus dem Horizontalendtransformator gewonnen werden, in ihrer Frequenz verdoppelt. Die frequenzverdoppelten Signale werden dann einem Untersetzer zugeführt, der die Vertikalablenkschaltungen ansteuert. Wenn die Frequenz der frequenzverdoppelten Signale auch nur geringfügig von 2/_H abweicht, dann verschlechtert sich die Zeilensprungverschachtelung, und das Bild wird verschwommen.

Manche Schaltungen zur Frequenzvcrdoppelung benutzen einen 2/„-Vertikaloszillator gemeinsam mit einem Phasendetektor wie z. B. einer Phasensyn- γ-, chronschleife, um den Oszillator mit den horizontalfrequenten (f_H) Eingangssignalen phasenstarr zu machen. Zur Einstellung der Oszillatorfrequenz wird ein Potentiometer benötigt. Da viele mit Untersetzern arbeitende Systeme (wie z. B. das System nach der _M1 obengenannten USA-Patentschrift) ohne den Vertikaloszillator und das dazugehörige Potentiometer zur Frequenzeinstellung auskommen, besteht Bedarf an einem Frequenzverdoppler, der keinerlei Abstimmclemente oder Justiervorrichtungen erfordert. _bi

Mit der Erfindung wird ein Frequenzverdoppler der eingangs beschriebenen Art geschaffen, der dadurch gekennzeichnet ist, daß der Verstärker ein Differenzverstärker ist und daß mit der ersten Emgangsklemme eine zweite Vorspannungsanordnung gekoppelt ist, die diese Klemme auf einen zweiten Bezu&sspannungspegel vorspannt, der sich vom besagten ersten Bezugsspannungspegel um eine Offsetspannung unterscheidet, um die Dauer beider Werte der ersten zweiwertigen Spannung zu egalisieren.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 ist das Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Frequenzverdopplers;

Fig. 2a bis 2g zeigen Wellenformen, die beim BetriebderSchaltungennachdenFig. 1 und 5 auftreten;

Fig. 3a bis 3c zeigen andere dem Betrieb der Schaltungen nach den Fig. 1 und 5 zugeordnete WeI-lenformen;

Fig. 4a bis 4c zeigen wiederum andere Wellenformen, die beim Betrieb der Schaltungen nach den Fig. I und 5 auftreten;

Fig. 5 ist das Schaltbild einer anderen Ausführungsform eines erfindungsger-äßen Frequenzverdopplers.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bilden Transistoren 1 bis 3 und ein Vorspannungswiderstand 17 eine herkömmliche Konstantstromquellc zur linearen Aufladungeines Kondensators 18. Die eine Seite des Ladekondensators 18 ist an einem Anschluß B' mit dem Kollektor des Transistors 2 verbunden, und die andere Seite des Ladekondensators 18 liegt an Masse.

An einer Klemme A wird zum Zeitpunkt T₁ gemäß Fig. 2a ein Eingangsspannungsimpuls 70 empfangen, der aus einer nicht gezeigten Quelle kommt und sich mit einer Folgefrequenz/„ wiederholt. Dieser Impuls wird auf die Basis eines Eingangstransistors 5 gegeben, um diesen Transistor in Durchlaßrichtung vorzuspannen. Der Kollektor des Transistors 5 ist über einen Widerstand 22 mit der Basis eines Transistors 6 verbunden. Die Basis des Transistors 6 ist außerdem über einen Widerstand 21 mit einem Versorgungsspannungsanschluß + V_Cl. verbunden, während der Emitter des Transistors 6 direkt an + K₁, angeschlossen ist. Wenn der Transistor 5 leitet, ist der Transistor 6 auf Durchlaß gespannt und leitet ebenfalls. Der Kollektor des Transistors 6 ist über einen Widerstand 20 mit dem gemeinsamen Anschluß der Basis eines Transistors 4 und der Anode einer Diode 7 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 4 ist mit der Kathode der Diode 7 und mit Masse verbunden.

Wenn der Transistor 6 leitet, ist die Diode 7 auf Durchlaß gespannt, womit der Transistor 4 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird. Der Kollektor des Transistors 4 ist mit dem Anschluß B' gekoppelt. Wenn der Transistor 4 leitet, entlädt sich der Kondensator 18 linear (vgl. Fig. 2b). Zum Zeitpunkt T, wechselt der F.ingangsspannungsimpuls A auf seinen unteren Wert, wodurch die Transistoren 5 und 6 gesperrt werden, so daß auch die Diode 7 und der Transistor 4 gesperrt werden. Der Kondensator 18 fängt an, sich wieder aus der Konstantstromquelle aufzuladen, b's der nächste Eingangsspannungsimpuls den Zyklus neu beginnt. Bei Betrachtung der Fig. 2a und 2 b erkennt man, daß die an der Kicnme A zugefiihrtcn Eingangsspannungssignale eine Ausgangs-Sägezahnspannungder gleichen Frequenz am Anschluß R' bewirken.

Die Sägezahnspannung am Anschluß B' wird wechselstrommäöig über einen Koppelkondensator

19 auf die Basis eines Transistors 8 gekuppelt. Die Basis des Transistors 8 bildet eine erste Eingangsklemme B eines Differen/.verstarkers 40, der aus zwei emittergekoppeltcn Transistoren 8 und 9 besteht. Kine Diode 10 und ein Transistor 11 bilden eine Schalteinrichtung 50. Die Basis des Transistors 9 stellt eine zweite Eingangsklemme Ii dar, die mit dem einen Ende eines Widerstands 25 verbunden ist, an dem eine erste Bezugsgleichspaniiung V_rrf als Vorspannung abgeleitet wird. Die Bezugsspannung V_rrf wird von einem Spannungsteiler erhalten, der aus einer zwischen I Γ und Masse liegenden Serienschaltiing \on Widerstünden 23. 24. 25 und einer Diode 13 bestellt. Die Basis des Transistor 8 ist über einen Wider stand 31 mit einem Anschluß Ii' gekoppelt, der mit dein einen EmIe eines eine Offsetspanming cntwikkeltulen Widerstands 24 verbunden ist. Das andere Ende lies Widerstands 24 ist mit der Basis des Transistors 9 \erbumlen. Die Spannung an der Basis des l'ransistors 8 stellt somit einen /weiten He/.ugswert dar. der gegenüber tier ersten Be/ugsspannung \'_rfl um eine am Widerstand 24 abfallende ( Hfsetspannung \ I verschoben ist. Die I unktion dieser Offsetspaniiiing wird spüler erläutert. Die Emitter der Transistoren 8 und 9 sind am Anschluß I' mit einer KonstantstrotiH|uelle verbunden, die durch einen Transistor 12 und die Diode 13 gebildet wird. Die Basis des Transi-■ rs 12 ist mit der Anode tier Diode 13 und der Emitter des Transistor 12 ist mit Masse ν "Hi'-'.li. ;l Der kollektor des l'ransistors 8 ist mit der Kathode tier Diode 10 und mit der Basis des Transistors 11 gekoppelt. Die Anode der Diode 10 ist mit dem limitier des Transistors 11 und mit f I', verbunden. Der Kollektor des Transistors It ist mit dem Kollektor des l'ransistors 9 und mit einer Ausgangsklemme ( gekoppelt, um an dieser Ausgangsklemme eine zweiwertige (d.h. /wischen zwei Werten wechselnde) Ausgangsspannung /u liefern.

Die Diode 13 leitet Strom durch die in Serie zueinanderlk gcnden Widerstünde 23 bis 25 und liefert eine DurchlaUvorspannung für den Transistor 12. An der Klemme I' stellt sich ein Spannungswert l'„.„, ein. der gleich der Spannung Γ,., vermindert um die Basis EmiUer-Spanruing l',_v des Transistors 9 ist. Wenn man fur den Augenblick den Einfluß der Offsetspannung .1T vernachlässigt, dann wird, wenn die Eingangsspannung an der Klemme B zum Zeitpunkt Y₁ positiver als die Bezugsspannung V_rd wird, der Transistor 8 auf Durchlaß vorgespannt. Der Transistor 8 leitet dann Strom aus der Spannungsquelle T₁₁ durch die Diode 10. Zu diesem Zeitpunkt ist der Transistor 11 auf DurchlaLi vorgespannt und leitet in einem gesattigten Zustand. Die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung V_cr{,_ci) des Transistors 11 ist gering, und die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme C wechseltauf ihren oberen Wert, wie es in Fig. 2 c zum Zeitpunkt T₄ gezeigt ist. Wenn die Eingangsspannung an der Basis des Transistors 8 steigt, leitet der Transistor 8 mehr Strom, wodurch die Spannung an seinem Emitter ebenfalls steigt. Der Transistor 9 wird nicht mehr in Durchlaßrichtung gespannt und daher gesperrt. Der in den Kollektor des Transistors 12 fließende Strom bleibt nichtsdestoweniger konstant.

Die Ausgangsklemme C ist über eine Differenzierschaltung, die einen Kondensator 26 und in Serie dazu einen Widerstand 27 enthält, mit Masse verbunden: der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 26 und dem Widerstand 27 liegt an einem Anschluß E.

Wenn die zweiwertige Spannung an der Klemme C zum Zeitpunkt V₄ auf ihren oberen Wert wechselt, wird dieser sprunghafte Spannungsanstieg differenziert und erscheint am Anschluß E als positiver Impuls, wie er in Fig. 2e gezeigt ist.

Mit dem Anschluß /·, ist die Basis eines Transistors 14 gekoppelt, die einen Eingang einer aus den Transistoren 14 und 15 gebildeten signalformendcn Schaltung 60 darstellt. Der Emitter des Transistors 14 ist mit Masse verbunden, und sein Kollektor ist mit einer Ausgangsklemme G und weiter über einen Strombegrenzungswiderstand 28 mit + I₁ verbunden. Derail der Klemme /·.' erscheinende positive differenzierte Impuls wird durch den 'Transistor 14 geformt und er-, scheint als Rcchteckinipuls 80 an der Ausganc.sklemme G.

Wenn die sägezahnlörmig'. Eingangsspannung an der Klemme B zum Zeitpunkt /„auf Y_lrf abfällt (und wiederum der Einfluß deiOffseispannung Δ V für i'en ι Augenblick vernachlässigt »mi), spciii der Transistor 8. womit auch die Diode 10 und der Transistor 11 gesperrt werden. Die Spannung am Anschluß V wird somit während des Sperr/ustandes des Transistors 8 auf ihrem Wert I '_mm gehalten. Der Kondensator 26 entlädt sich über die Transistoren 9 und 12 auf Massepotential, und die Ausgangsspannung an der Klemme C wechselt zum Zeitpunkt '/',, von ihrem oberen auf ihren unteren Wert. Die Diode 10 und der Transistor 11 wirken somit als ein durch den Eingangssügezahn und die in Differen/verstärkersehaltiing angeordneten Transistoren gesteuerter Schalter, um die zweiwertige Ausgarig'-'.parmung an der Klemme (zwischen ihren oberen und unteren Werten umzuschalten. Zum Zeitpunkt '/„ (wie auch zum Zeitpunkt /.!erscheint am Anschluß /-ein negativer differenzierter Impuls, der jedoch keinen entsprechenden Rechteckinipuls an der Klemme G zur Folge hat. weil der Transistor 14 während der Dauer des Impulses in Sperriehtung gespannt ist.

Die Klemme C ist mit dem Eingang eines Inverters 16 verbunden, dessen Ausgang einen Anschlußpunkt D darstellt. Wie die Fig. 2d zeigt, ist die zweiwertige Ausgangsspannung am Anschluß D gegenüber der an der Klemme C erscheinenden Ausgangsspannung um 180° außer Phase. Die zweiwertige Ausgangsspannung am Anschluß D wird durcii einen Kondensator 29 und einen Widerstand 30 differenziert, wie es die Fig. 2f zeigt. Die an einem Anschluß F zu den Zeitpunkten 7", und T₆ erscheinenden positiven differenzierten Impulse werden durch den Transistor 15 geformt und erscheinen als Rechteckimpulse an der Ausgangsklemme G. Der zui.i Zeitpunkt T₁ erseheinende negative differenzierte Impuls führt nicht zur Bildung eiens entsprechenden Rechteckimpulses an der Klemme G, da der Transistor 15 für die Dauer des Impulses in Sperriehtung gespannt ist.

Ein Vergleich der Fig. 2a und 2g zeigt deutlich, daß die an der Klemme A mit einer Frequenz f_H zugeführten Signale durch die Schaltungsanordnung nach Fig. I in Ausgangssignale einer Frequenz 2/_w an der Klemme G umgewandelt werden. Die Ausgangssignale werden erzeugt, wenn die Sägezahnspannung an der Klemme B den Wert V_re, erreicht, wodurch der Leitzustand des Transistors 8 geändert wird, so daß die zweiwertige Spannung an der Ausgangsklemme C ihren Wert wechselt.

Die Notwendigkeit der Offsetspannung Δ V sei nun

in Verbindung mit den I-ig. 3 a his 3c und 4 a his 4c erläutert. Wie hereits erwähnt, werden an der Klemme (> Aiisgangssignale erzeugt, wenn die sägezahnförmigc Eingangsspannung an der Klemme Ii gleich I'., wird. Der Transistors leitet, wenn die Spannung an der Klemme Ii größer ist als V_rrl, und er !»itet nicht, wenn die Spannung an der Klemme Ii niedriger als I',, ist.

Die Sägezahn-Wellenform nach Fig. 2b wird abhängig von den in Fig. 2a gezeigten E'i'igangssignalen gewonnen, indem der Kondensator 18 während der Intervalle '/',- /', und '/',- /. aufgeladen und während des Intervalls '/',-'/'< entladen wird. Durch Verwendung einer einpoligen (unsymmetrischen) Spannungsversorgung wie + I₁₁ statt einer zweipoligen Spannungsversorgung, wird die Be/ugsspannung an der Klemme Ii auf einen von Null verschiedenen Sp;inniinp>\viTt eingestellt. Die Sägezahnspannung am Anschluß Ii' muß daher über eine Wechselstromkopplung mittels des Kondensators 19 auf die Klemme Ii gekoppelt werden. Der Wechselstrom-Nullwert bzw. der mittlere (ilcichstromwert der Sägezahnspannung verschiebt «ich dadurch auf 1 \ _r

Während des ersten Teils des Lntladeintervalls. wenn die Spannung an der Klemme Ii höher als Γ_Γι( ist. leitet der Transistor 8 und zieht Hasisstrom aus tier Klemme Ii. Der Kondensator 19 wird dadurch schneller als während des zweiten Teils des Entladeintervalls entladen, wo die Spannung an der Klemme Ii gc-inger ist als !'.,. wenn der Transistors gesperrt ist und kein Hasisstrom aus dem Kondensator 19 gezogen wird. Wegen der schnelleren Hntladung des Kondensators 19 während des ersten Teils des Entladeintervalls erreicht die Spannung an der Klemme Ii den Bezugswert T'., zu Zeitpunkten '/'.' und /,,'. die früher als die Zeitpunkte /', und 7',, liegen, wie es die Fig. 3b zeigt. Λη der Klemme (! erscheinen die Ausgangssignale daher nicht zu den Zeiten 7, und /,,. sondern zu früheren Zeiten /Y und /,,'. wie es die Fig. 3c zeigt.

Ähnlich geht es während des Aufladeintervalls zu: Der Kondensator 19 lädt sich wahrend des zweiten Teils des Aufladeintervalls, wenn der Transistor 8 eingeschaltet ist und Basisstrom zieht, langsamer auf. Die Spannung an der Klemme Ii erreicht den Weit I \_rl somit nicht zum Zeitpunkt /₄. sondern zum Zeitpunkt /V. so daß ein Ausgangssignal nicht zum Zeitpunkt I₁. sondern zum Zeitpunkt /'/ erzeugt wird.

Eine Betrachtung der Fig. 3c offenbart eine Asymmetrie in der Erzeugung der frequenzverdoppelten Ausgangssignale durch Wirkung des vom IransistorS gezogenen Busisstroms. Das Intervall 77- 7/ ist nicht gleich dem Intervall 7/-7Y. und die Ausgangssignale 80 nach Fig. 1 werden nicht exakt mit verdoppelter Frequenz erzeugt.

Wenn die Eingangssignale von Horizontalrücklaufimpulsen abgeleitet werden, dann können die frequenzverdoppelten Ausgangssignale dazu herangezoeen werden, das Vertikalablenksystem eines Fernsehempfängers mit den ankommenden Vertikalsynchronsignalen zu synchronisieren. Falls die Ausgangssignale asymmetrisch sind und nicht mit dem Zweifachen der Horizontalfrequenz erscheinen, wird die Zeilensprungverschachtelung mangelhaft.

Um die Symmetrie der Ausgangssignale wieder herzustellen, wird die Eingangsklemme B auf einen zweiten Bezugsspannungswert vorgespannt, der sich gegenüber \'_rtl um eine Offsetspannung ^iI unterscheidet. Wenn die Sägezahnspannung über den Kondensator 19 auf die Klemme Ii gekoppelt wird, ist der Wechselstrom-Nullwert oder Gleichstrommittelwcrt des Signals an der Klemme Ii nicht mehr gleich V_rrl, sondern gleich V_rrl + Δ V. svie es in Fig. 4 b zu erkennen ist. Die Ausgangssignale erscheinen immer noch dann, wenn die Sägezahn-Eingangsspannung gleich V,_rl wird, so daß die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme C ihren Wert wechselt, wenn der Transistor 8 seinen Leitzustand ändert. Wegen des höheren Cilcichstromwcrts der Sägezahnspannung erscheint aber nun der Wechsel der zweiwertigen Ausgangsspannung zu einem gegenüber /Y späteren Zeitpunkt I'," und ebenso zu einem gegenüber /,' späteren Zeitpunkt T₄". Die Offsetspannung Λ V ist so gewählt, daß die Intervalle 1',"-T₄" und /.,"-/',," in Fig. 4b justiert und gleich lang werden, womit die Ausuangssignale in symmetrischer Weise mit einer Frequenz K₁₁ erscheinen, wie es die Fig. 4c zeigt.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 ist eine andere Ausführungsform der Erfindung und eignet sich für integrierte Bauweise auf einem integrierten Schaltungsplättchen. Sie führt dieselbe Frequenz.vcrdopplungwiedie Schaltungsanordnung nach Fig. 1 durch. In Fig. 5 sind diejenigen Elemente, die Elementen der Fig. I funktionsmäßigentsprechcn, mit denselben Bezugszeichen wie in Fig. 1 versehen.

Der Entladetransistor 4 ist in Fig. 5 in Form dreier parallelgeschalteter Transistoren dargestellt, die den relativ hohen Entladestrom unter sich aufteilen. Ein Transistor mit zusammengekoppelten Basis- und KoI-lektorelcktroden. der als Schutzdiode 101 wirkt, ist zwischen die Eingangsklemme Λ und Masse geschaltet. Diese Diode 101 schlitzt den Eingangstransistor 5 vor Beschädigung durch negative Spannungen.

Die Eingangsklemmen Ii und R des Differenzverstärkers 40 sind im Falle der Fig. 5 zum Anlegen der Bezugsspannungen nicht mehr direkt mit den Widerständen 24 und 25 verbunden. Zur besseren [Entkopplung sind die genannten Klemmen statt dessen mit ;;'.s Emitterfolger geschalteten Transistoren 102 und 103 verbunden, deren Basen mit dem Anschluß S des Widerstands 25 bzw. dem Anschluß 7 des Widerstands 24 verbunden sind. Die Klemme R wird auch hier wie bei der Schaltungsanordnung nach F ig. 1 auf V_trf und die Klemme Ii auf l„, + Λ 1 gehalten. Die Offsetspannung Λ Γ ist auch hier wie in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 erforderlich, um die Dauer der beiden Werte der zweiwertigen Ausgangsspannung an der Klemme (gleichzumachen. Die Vorspannung für die Transistoren 102 und 103 wiril durch Widerstände 103 bzw. 105 gebildet.

Der Strombegrenzungswiderstand 28 nach Fig. 1 ist in der Anordnung nach Fig. 5 durch eine Konstantstromquelle 128 ersetzt, die aus passend gekoppelten Transistoren 129 bis 132 und einem Widerstand 133 besteht. Die Quelle 128 liefert Strom an den Kollektoren der 'Transistoren 129 und 130.

Der Inverter 16 nach Fig. 1 ist in Fig. 5 als invertierender Transistor 116 dargestellt, der mit seinem Kollektor an die Klemme D angeschlossen ist. Der invertierende Transistor 116 liefert am Anschluß D eine zweite zweiwertige Spannung, die gegenüber der an der Klemme C erzeugten zweiwertigen Spannung um ISO außer Phase ist. Wenn die Spannung an der Klemme C auf ihren oberen Wert wechselt, ist der Transistor 116 nicht mehr auf Durchlaß gespannt, und sein Ausgangssignal am Anschluß Π wechselt auf sei-

neu unteren Wert. Der Wechsel geht umgekehrt, wenn die Spannung an der Klemme C auf ihren unteren Wert übergeht.

Der Anschluß I) ist über einen Widerstand 118 mit der Basis eines Transistors 117 gekuppelt, die außerdem über einen Widerstand 119 mit Masse verbunden ist. Der Emitter des Transistors 117 ist ebenfalls mit Masse verbunden, und sein Kollektor ist an einem Anschluß C" mit der einen Seite eines Kondensators 26 und außerdem mit dem Kollektor des Transistors 129 verbunden.

Wenn die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme ("auf ihren oberen Wert wechselt, dann geht die zweiwertige Spannung am Anschluß D auf ihren unteren Wert über. Der Transistor 117 bleibt nicht lunger auf Durchlaß gespannt, und die Spannung am Anschluß (" wechselt auf ihren oberen Wert. Am Anschluß /·. erscheint daraufhin ein positiver differen-/ie^r!"^r ϊ'·»ρ"Κ· Πί«·*:»»Γ ImrwiU \i/inl durch ili'n Tr;ii-wi- ·.·»-· ·~ · ■■··[»■... «^......... ....g._u „ ..„._.. „_..

stor 14 geformt und erscheint als ein Ausgangssignal an der Klemme (>'.

Wenn die zweiwertige Ausgangsspannung an der Klemme ('auf ihren unteren Wert übergeht, wechselt die zweiwertige Spannung am Anschluß I) auf ihren oberen Wert. Am Anschluß /·" erscheint daraufhin ein positiver differenzierter Impuls, der durch den Transistor 15 geformt wird und als ein Ausgangssignal an der Klemme O' erscheint.

Die vorstehend beschriebenen Schailungsanordnungcn liefern symmetrische frequen/verdoppeltc Ausgangssignale für Eingangssignale über einen weiten Frequenzbereich. Die Schaltungsanordnungen enthalten ausschließlieh Standardbauteile und benöligen keinerlei frequenzbestimmende reaktive EIe-

-, mentc oder andere Elemente svie siliziumgesteuerte Gleichrichter (Thyristoren) und Zenerdioden, die für den Bau integrierter Schaltungen ungeeignet sind.

Für den verfügbaren begrenzten Raum werden relativ wenig Schaltungselemente verwendet. Die

in Schaltung enthält nur zwei Kondensatoren relativ großen Kapazitätswerts, nämlich den Ladekondensator 18 und den Koppelkondensator 19. die außerhalb eines integrierten Sehaltungsplättchens untergebracht werden. Alle anderen Elemente können auf dem

;, Plättchen integriert sein. Die aus der Diode 10 und dem Transistor 11 bestehende aktive Schalteinrichtung 50 ist günstiger als ein ohmsehes Netzsverk. da sie einen geringen Wärmeverlust und im leitenden Viittünd pfrintHMi Spannungsabfall bringt und cmc

ή kleine Geometrie für integrierte Bausveisc hat.

Der Differenzverstärker wird aus einer einpoligen (unsymmetrischen) Spannungsversorgung f I sorgespannt. Es sind keine bipolaren oiler zweipoligen Versorgungsquellen erforderlich. Da die Komponen-

·, ten auf dem Schaltungsplättchcn in dichter Nachbarschaft zueinander liegen und einander angepaßte elektrische Eigenschaften haben, wird das Leistungsvermögen der Schaltung durch Versorgungsspan· nungsschsvankimgcn und reniperaturäiuleruimen

:i, nicht beeinträchtigt.

Hierzu 4 Blatt /eichnuniien

Claims

Patentansprüche:

1. Frequenzverdoppler mit einem Verstärker, der eine erste Eingangskiemine und eine zweite "> Eingangsklemme sowie eine Ausgangsklemme aufweist und mit dem eine erste Vorspannungsanordnung zum Vorspannen der zweiten Eingangsklemme auf einen ersten Bezugsspannungspegel gekoppelt ist, ferner mit einem Sägezahnerzeuger, der mit der ersten Eingangsklemme gekoppelt ist und dieser Klemme eine Sägezahnspannung einer eisten Frequenz zuführt, um an der Ausgangsklemme eine erste zweiwertige (d. h. zwischen zwei Werten wechselnde) Spannung zu erzeugen, 'ϊ deren Wert jeweils wechselt, wenn die Sägezahnspannung gleich dem ersten Bezugsspannungspegel ist, und mit einer Ausgangsschaltung, die mit der Ausgangsklcmmc gekoppelt ist, um Ausgangssigaale zu erzeugen, wenn die besagte erste >n zweiwertige Spannung ihren Wert wechselt, so daß die Ausgangssignale mit einer gegenüber der ersten Frequenz doppelten Frequenz erscheinen, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (8, 9, 50) ein Differenzverstärker ist und daß mit der ersten Eingangsklemme (S) eine zweite Vorspannungsanordnung (24, 31) gekoppelt ist, die diese Klemme auf einen zweiten Bezugsspannungspegel ( V_ref + AV) vorspannt, der sich vom ersten Bezugsspannungspegel ( V_trj) um eine Off- j< > setspann'ing (AV) unterscheidet, um die Dauer beider Werte der ersten zweiwertigen Spannung (2c) einander gleichzumachen.

2. Frequenzverdoppler nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daC die zweite Vorspan- π nungsanordnung(24,31) zur Gewinnung der Offseispannung (AV) mit der ersten Vorspannungsanordnung (12, 13, 23, 25) verbunden ist.

3. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1 oder

2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vor- m Spannungsanordnung (12, 13, 23, 25) zwischen eine Quelle einer Spannung einer ersten Polarität (+ V_cc) und Masse eingeschaltet ist.

4. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite r, Vorspannungsanordnung (24, 31) einen Widerstand (24) aufweist, an dem die Offsetspannung entwickelt wird.

5. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste -,(> Eingangsklemme (B) mit einem ersten als Emitterfolger geschalteten Transistor (103) verbunden ist und daß die Basis dieses ersten Emitterfolgertransistors mit der zweiten Vorspannungsanordnung (24) verbunden ist. ,-,

6. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Eingangsklemme (R) mit einem zweiten als Emitterfolger geschalteten Transistor (102) verbunden ist und daß die Basis dieses zweiten Emitterfolger- _W) transistors mit der ersten Vorspannungsanordnung (12, 13, 23, 25) gekoppelt ist.

7. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vorspannungsanordnung eine Konstantstrom- _hr, schaltung (12, 13) zur Versorgung des Differenzverstärkers (8, 9, 50) mit konstantem Strom aufweist.

8. Frequenzverdoppler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromschaltung (12, 13) einen ersten Transistor (12) aufweist, dessen Basis mit einer ersten Diode (13) verbunden ist, die derart gepolt ist, daß der erste Transistor durch sie in Durchlaßrichtung vorgespannt wird.

9. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 2 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daL- die erste Vorspannungsanordnung (12, 13, 23, 25) eine Vielzahl von in Reihe zueinander geschalteten Widerständen (23, 25) enthält, um die erste Bezugsspannung ( V Λ an der zweiten Eingangsklemme (R) zu bilden.

10. Frequenzverdoppler nach Anspruch I, 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahnerzeuger (1 bis 7, 18, 19) einen ersten Kondensator (19) aufweist, über den die Sägezahnspannung wechsclstrommäßig auf die erste Eingangsklemme (B) gekoppelt wird.

11. Frequenzverdoppler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahnerzeuger (1 bis 7,18,19) folgendes enthält: einen zweiten Kondensator (18); eine mit dem zweiten Kondensator gekoppelte Ladeschaltung (1 bis 3) zur Aufladung des zweiten Kondensators; eine Eingangs-SchalU;inrichtung (4 bis 7), die mit dem zweiten Kondensator (18) verbunden ist und auf Eingangssignale (2a) anspricht, die in sich mit der besagten ersten Frequenz (f_H) wiederholenden Intervallen erscheinen, um den zweiten Kondensator während eines Teils jedes dieser Intervalle zu entladen und ihn während eines anderen Teils jedes dieser Intervalle aufzuladen.

12. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (8,9) zwei in Differentialschaltung angeordnete Transistoren gleichen Leitungstyps enthält, deren erster (8) mi? der ersten Eingangsklemme (ß) und deren zweiter (9) mit der zweiten Eingangsklemme (R) gekoppelt ist.

13. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 2 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (8, 9, 50) eine Ausgangs-Schalteinrichtung enthält, die aus einem mit der Ausgangsklemme (C) gekoppelten Schalttransistor (11) und einer zweiten Diode (10) besteht, die mit dem ersten Differenzverstärkertransistor (8) und dem Schalttransistor (11) gekoppelt und so gepolt ist, daß sie den Schalttransistor in Durchlaßrichtung vorspannt, wenn der erste Differentialverstärkertransistor (8) leitet, um die erste zweiwertige Spannung an der Ausgangsklemme zu liefern.

14. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (16, 26, 27, 29, 30, 60) ein differenzierendes Netzwerk (26, 27, 29, 30) enthält, um differenzierte Impulse (Ie) zu erzeugen, wenn die erste zweiwertige Spannung (2c) ihren Wert wechselt, sowie eine signalformende Schaltung (60), welche die differenzierten Impulse zu den besagten Ausgangssignalen (2g) formt.

15. Frequenzverdoppler nach Anspruch 1, 2 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen Inverter (16) zur Erzeugung einer zweiten zweiwertigen Spannung (Id) enthält, die auf ihren oberen Wert geht, wenn die

erste zweiwertige Spannung auf ihren unteren Wert wechselt, und die auf ihren unteren Wert geht, wenn die erste zweiwertige Spannung auf ihren oberen Wert wechselt, und daß das differenzierende Netzwerk (26, 27, 29,30) auf die beiden zweiwertigen Spannungen anspricht, wenn die eine oder andere der zweiwertigen Spannungen ihren Wert wechselt.