DE1222129B

DE1222129B - Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer gegenueber der Netzspannung niedrigen Speisegleichspannung

Info

Publication number: DE1222129B
Application number: DEN22259A
Authority: DE
Inventors: Kenneth Edward Martin; Teunis Poorter
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1961-10-26
Filing date: 1962-10-24
Publication date: 1966-08-04
Also published as: ES281822A1; DK110092C; AT244404B; CH427010A; GB958069A; BE624088A; US3235766A; NL284453A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Cl.:

H02m

Deutsche Kl.: 21 a4 - 35/10

Nummer: 1222 129

Aktenzeichen: N 22259IX d/21 a4

Anmeldetag: 24. Oktober 1962

Auslegetag: 4. August 1966

Die Erfindung geht aus von einer Zeitbasisschaltung mit einem halbleitenden Schaltelement, bei der während des nichtleitenden Zustandes dieses Schaltelementes in der Ablenkspule einer Kathodenstrahlröhre ein Sägezahn erzeugt wird und Energie zur Speisequelle zurückgeführt wird.

Zeitbasisschaltungen der erwähnten Art sind aus den britischen Patentschriften 821 517, 904 443 bekannt, und die Erfindung bezweckt, mit Hilfe einer solchen Zeitbasisschaltung eine Gleichspannungsquelle zu schaffen, durch die in dem die Zeitbasisschaltung enthaltenden Gerät eine oder mehrere Halbleiter gespeist werden können.

Das Gerät kann z. B. ein Fernsehempfänger, ein Kathodenstrahloszillograph od. dgl. sein, bei dem einige oder sämtliche wirksame Elemente Halbleiter sind. Die Halbleiter können bei Verstärkern, Frequenzwandlern, Ablenkgeneratoren u. dgl. Verwendung finden, und die der Zeitbasisschaltung entnommene Speisegleichspannung kann zwischen 1,0 und 16,0 V liegen.

Gleichspannungen zwischen 1,0 und 16,0 V können nicht unmittelbar ohne Herabtransformation einem Wechselspannungsnetz entnommen werden, da diese Netzspannung etwa 110 bis 220 V beträgt. Bei einem Gerät, z. B. einem Fernsehgerät mit einer Kathodenstrahlröhre, findet aber vorzugsweise kein Netztransformator Verwendung, weil sein Streufeld die Ablenkung des Kathodenstrahles dieser Kathodenstrahlröhre beeinträchtigen kann. Es ist zwar möglich, Transformatoren zu bauen, die kein Streufeld erzeugen, aber sie sind kostspielig und erhöhen den Preis des Gerätes beträchtlich.

Gemäß der Erfindung ist eine Schaltung zum Erzeugen einer gegenüber der Netzspannung niedrigen Speisegleichspannung für mit Halbleiterelementen bestückte Geräte dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine an sich bekannte, einen Schalt-Halbleiter enthaltende Zeitbasisschaltung umfaßt, daß der Schalt-Halbleiter imstande ist, die Spannungen zu ertragen, die an ihm während einer Schaltperiode auftreten, wenn die Speisespannung für diesen Schalt-Halbleiter direkt eine vom Netz abgeleitete Gleichspannung ist, und daß die Zeitbasisschaltung so geschaltet ist, daß sie von selbst anläuft, und daß ein Teil der während je eines bestimmten Zeitraumes einer Schaltperiode (Hinlauf) der Zeitbasisschaltung über deren Transformator erzeugten Spannung gleichgerichtet und geglättet wird.

Ausführungsbeispiele von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnungen näher erläutert, in denen

Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer
gegenüber der Netzspannung niedrigen
Speisegleichspannung

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken,

Eindhoven (Niederlande)

Vertreter:

Dipl.-Ing. E. E. Walther, Patentanwalt,

Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Als Erfinder benannt:
Kenneth Edward Martin,
Horley, Surrey (Großbritannien);
Teunis Poorter, Eindhoven (Niederlande)

Beanspruchte Priorität:

Großbritannien vom 26. Oktober 1961 (38 368)

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt,

Fig. la das Symbol eines gesteuerten npnp-Siliziumgleichrichters zeigt, der als Schaltelement bei den Schaltungen nach den F i g. 1 und 4 Verwendung findet,

Fig. Ib das Symbol eines gesteuerten pnpn-Siliziumgleichrichters zeigt, der bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 Verwendung findet. Die Typenbezeichnung des Halbleiters gibt die Reihenfolge vom Emitter zum Kollektor an;

Fig. 2 und 3 zeigen.Kurven zur Erläuterung der Wirkung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, und

F i g. 4 stellt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung dar.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 arbeitet als eine Ablenkschaltung und enthält einen Transformator 1, der unter anderem eine Wicklung 2, eine Wicklung 3 mit einer Anzapfung 4 und eine Wicklung 5', mit der eine Ablenkspule L₀ verbunden ist, aufweist. Die Spule L_D kann den Hals einer Fernsehbildröhre in einem Fernsehgerät oder den Hals einer Kameraröhre in einer Fernsehkamera umgeben, um den Elektronenstrahl horizontal abzulenken. Die

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Spule L₀ kann aber auch den Hals einer Kathoden- nennt man solche Thyristoren vielfach gesteuerte

strahlröhre in einem Kathodenstrahloszillographen Siliziumgleichrichter. Bei einem solchen Thyristor

mit magnetischer Ablenkung umgeben. fließt ein Strom vom Kollektor zum Emitter. Die

Ein Ende der Wicklung 2 ist mit der Plusklemme Dicke der dritten Schicht kann in bestimmten

einer Gleichspannungsquelle 5 verbunden, die eine 5 Grenzen beliebig sein. Je nach der Verwendung

Spannung F₆ liefert und deren Minusklemme über können solche Thyristoren so gebaut werden, daß

einen Kondensator C₁ mit einem Ende der Wick- sie einen ausgedehnten Bereich von Durchschlag-

Iung3 verbunden ist. Zwischen dem anderen Ende spannungen überstreichen. In die Schaltungsanord-

der Wicklung 2 und der Anzapfung 4 liegt eine nung nach F i g. 1 muß der Thyristor S ohne die

Aufladeinduktivität L₁ zum Aufladen des Konden- io Gefahr eines Durchschlages für eine Spannung

sators C₁. Das andere Ende der Wicklung 3 ist über zwischen 600 und 700 V geeignet sein, wenn die

eine Löschspule L₂ mit dem Kollektor c eines Halb- Speisespannung F₆ in der Größenordnung von

leiterelementes S verbunden, dessen Emitter an der 200 V ist.

Minusklemme der Quelle 5 liegt. Eine Diode D liegt Speisespannungen zwischen 100 und 200 V können zwischen dem Verbindungspunkt der Wicklung 2 15 unmittelbar dem Netz entnommen werden. Bei und der Aufladeinduktivität L₁ und der Minus- einem Gleichspannungsnetz .. können die Speiseklemme der Speisequelle 5. Die Wirkungsweise des leitungen 6 und 7 unmittelbar an das Netz gelegt bisher geschilderten Teiles der Ablenkschaltung ist werden. Bei einem Wechselspannungsnetz muß die in der erwähnten Patentanmeldung erläutert und Wechselspannung auf übliche Weise gleichgerichtet ist nicht wesentlich für die vorliegende Erfindung. 20 und geglättet werden, bevor sie als Gleich-Wichtig ist nur, daß das Schaltelement S im wesent- spannung F₆ an die Leitungen 6 und 7 gelegt werden liehen während der Rücklaufzeitt leitend ist, wäh- kann. Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 rend die Diode D im wesentlichen während des findet ein npnp-Thyristor Verwendung, so daß die Hinlaufes T-t des in der Ablenkspule L₀ erzeugten Leitung 6 mit der Plusklemme und die Leitung 7 mit Stromes leitend ist. Die dargestellte Ablenkschaltung 25 der Minusklemme der Quelle 5 verbunden ist.
hat jedoch den besonderen Vorteil, daß bei zweck- Wenn jedoch ein pnpn-Thyristor Verwendung mäßiger Bemessung der Windungszahlen der Wick- findet, dessen Symbol Fig. Ib zeigt, muß die Polung hingen 2 und 3 und bei geeigneter Wahl des An- der Quelle 5 und der Diode D umgekehrt werden,
zapfpunktes 4 nahezu keine Vormagnetisierung im Die Verwendung eines Thyristors S bei der be-Kernmaterial des Transformators 1 auftreten kann. 30 schriebenen Ablenkschaltung hat den Vorteil, daß Dies ist wichtig, wenn eine Speisespannung F₀ für sich ein zusätzlicher Transformator zum Herabdie verwendeten Transistoren dem Transformator 1 transformieren der Netzspannung erübrigt, was entnommen werden muß, wie nachstehend· näher außer dem geringeren Aufwand den Vorteil hat, daß erörtert wird. Es ist wichtig, daß die erwähnte Vor- die mit seiner Verwendung verbundenen Streumagnetisierung auf ein Mindestmaß beschränkt wird, 35 felder die Ablenkung des Kathodenstrahles in der weil die für die erwähnten Transistoren erforderliche Bildröhre des die Schaltung nach der Erfindung Energie, die in der Ablenkschaltung als ein Verlust enthaltenden Gerätes nicht beeinträchtigen können, zu betrachten ist, keinen unnötig großen Querschnitt Dies ist besonders wichtig bei Fernsehempfängern, des Kernes des Transformators 1 erfordert. weil der Elektronenstrahl bekanntlich in der waage-

Wenn die Verwendung eines Kernes mit größerem 40 rechten Richtung mit einer Frequenz abgelenkt

Querschnitt unbedenklich ist, können für die An- wird, die nahezu gleich der Netzfrequenz ist, wenn

Ordnung nach der Erfindung auch Schaltungen Ver- ein Wechselspannungsnetz Verwendung findet,

wendung finden, bei denen Vormagnetisierung des Wenn ein Gleichspannungsnetz zur Verfugung

Kernmaterials auftritt. steht, können die Leiter 6 und 7 unmittelbar ans

Wenn eine Speisespannung F₀ für die im Gerät, 45 Netz gelegt werden, was einen zweiten Vorteil bedas die Ablenkschaltung enthält, verwendeten Tran- deutet. Wenn im Gerät Transistoren Verwendung sistoren mit hohem Wirkungsgrad erzeugt werden finden, muß es einen Zerhacker, um die Gleichsoll, kann das Schaltelement S ein gesteuerter SiIi- spannung in eine Wechselspannung umzuwandeln, ziumgleichrichter sein, der nachstehend als Thyristor und einen nachgeschalteten Transformator enthalten, bezeichnet wird. 50 um die erhaltene Wechselspannung herabzutrans-

Solche Gleichrichter können so gebaut werden, formieren.

daß sie im nichtleitenden Zustand eine hohe Span- Ein dritter Vorteil der Schaltungsanordnung nach nung vertragen, ohne durchzuschlagen. Dies ist auf der Erfindung besteht darin, daß für die Spannungsderen Aufbau aus vier halbleitenden Schichten speisung des ganzen Gerätes kein zusätzlicher zurückzuführen. Bei der Schaltungsanordnung nach 55 Transformator erforderlich ist, weil die Speise-F i g. 1 findet z. B. ein npnp-Thyristor Verwendung, spannung F₀ für die Transistoren im Gerät auch der bei dem die erste Schicht, die den Emitter e bildet, Ablenkschaltung entnommen werden kann. Zu aus Material vom n-Leitfähigkeitstyp besteht, die diesem Zweck ist die Kathode eines Gleichrichters 8 zweite Schicht, die die Basis ρ bildet, aus Material mit einer Anzapfung 9 der Wicklung 2 verbunden, vom p-Typ, die vierte Schicht, die den Kollektor- 60 Es wird angenommen, daß in anderen Teilen des teil c bildet, auch aus Material vom p-Typ besteht, Gerätes Transistoren als Verstärker und Schaltwährend die dritte Schicht, die zwischen der Basis- glieder Verwendung finden, die mit einer negativen schicht und der Kollektorschicht liegt, aus Material Gleichspannung F₀ gespeist werden. Die Spanvom η-Typ besteht. Das Material der Schichten ist nung F₀, die in der Größenordnung von —12 V vorzugsweise Silizium; da derartige Vierschicht- 65 liegen kann, wird zwischen dem Leiter 10, der mit elemente ohne Basiselektrode meist in Gleichrichter- der Anode des Gleichrichters 8 verbunden ist, und anordnungen verwendet werden und da über eine dem Leiter 6 entnommen, der an Erde, z. B. am Basiselektrode auch eine Steuerung möglich ist, Chassis des Gerätes, liegt. Infolge der Transistoren

und weiteren stromführenden Elemente im Gerät bildet der Widerstand 11 den ganzen Belastungswiderstand für den Gleichrichter 8. Der Kondensator 12 ist als Glättungskondensator für die gleichgerichtete Ausgangsspannung des Gleichrichters 8 wirksam. Weitere Glättungsglieder, z. B. Drosselspulen und Kondensatoren, können benutzt werden, wenn eine bessere Glättung verlangt wird.

Ein besonderer Vorteil der Speisequelle mit niedriger Gleichspannung gemäß der Erfindung besteht darin, daß die der Anzapfung 9 entnommene Wechselspannung die Frequenz der Zeilengleichlaufimpulse hat, wenn die Ablenkschaltung bei einem Fernsehempfänger Verwendet findet. Wenn dieser Empfänger z. B. für das europäische System geeignet ist, ist die Frequenz der der Anzapfung 9 entnommenen Wechselspannung 15,625 kHz. Deshalb sind die Glättungsmittel für die Spannung F₀ einfacher, als wenn eine gleichgerichtete Wechselspannung von 50 bis 60Hz geglättet werden muß. Die zusätzlichen Kosten des Gleichrichters 8 und der erwähnten Glättungsglieder sind somit erheblich niedriger als die Kosten eines Transformators zum Herabtransformieren der Netzspannung, wie er bei einer üblichen Schaltungsanordnung erforderlich sein würde.

Die Spannung F₀ wird auf folgende Weise erhalten: Über der Windung 2 ergibt sich eine pulsierende Spannung 13, wie in F i g. 2 dargestellt wird. Die starke Spitze mit positivem Richtungssinn ergibt sich während der Rücklaufzeit t infolge des die Ablenkspule L_d während der leitenden Periode des Thyristors S durchfließenden Sägezahnstromes. Während des Hinlaufes T-t ist die Diode D leitend, so daß über der Wicklung 2 eine konstante Spannung V_b erhalten wird, die den erwünschten Sägezahnstrom durch die Ablenkspule L_D liefert, die magnetisch mit der Wicklung 2 gekoppelt ist. Weil der Leiter 6 geerdet und die Anode der Diode D mit dem Leiter 7 verbunden ist, stellt die Linie 14 (Fig. 2) Erdpotential dar. Der Anzapfpunkt 9 der Wicklung 2 ist so angeordnet, daß während des Hinlaufes T-t die Spannung an diesem Punkt im wesentlichen F₀ Volt ist mit negativer Polarität in bezug auf den Leiter 6, wie dies in F i g. 2 durch die Linie 15 dargestellt ist. Dadurch, daß das von der Anode des Gleichrichters 8 abgekehrte Ende des Belastungswiderstandes 11 mit dem Leiter 6 verbunden wird, ist der Gleichrichter 8 während des Hinlaufes T-t leitend und während des Rücklaufes t gesperrt. Diese Arbeitsweise hat den weiteren Vorteil, daß der Gleichrichter 8 während des größeren Teiles der Zeit T leitend ist, so daß der Kondensator 12 sich nur während der kurzen Zeit t entladen kann, wodurch sich ein verhältnismäßig niedriger Innenwiderstand und infolgedessen eine gute Regelung ergeben.

Wenn dem Leiter 10 in bezug auf den Leiter 6 nicht eine negative, sondern eine positive Spannung F₀ entnommen werden soll, muß die Polarität der Quelle 5, der Diode D und des Gleichrichters 8 umgekehrt werden, in welchem Fall der Thyristor 5 von dem pnpn-Typ sein muß.

An Stelle der Anzapfung 9 kann eine gesonderte Wicklung des Transformators 1 vorgesehen werden, deren eines Ende mit Erde und das andere mit dem Gleichrichter 8 verbunden ist. Durch passende Wahl dbs Wicklungssinnes und geeignete Verbindung der Wicklung mit dem Gleichrichter 8 läßt sich entweder eine positive oder eine negative Spannung V₀ erzeugen. Weiter ist in diesem Fall die Wahl der Erdverbindung frei, d. h., entweder der Leiter 6 oder der Leiter 7 kann an Erde gelegt werden. Auch können, wenn sowohl positive als negative Spannungen F₀ erforderlich sind, zwei gesonderte Wicklungen mit entgegengesetztem Wicklungssinn auf dem Transformator 1 vorgesehen und mit zwei Gleichrichtern verbunden werden, wobei eine Wicklung eine positive Gleichspannung +F₀ und die

andere eine negative Gleichspannung -F₀ erzeugt.

Es ist wesentlich, daß der Thyristor S während

des Rücklaufes t leitend und während des Hinlaufes T-t gesperrt ist. Weil ein Tyristor nicht durch Anlegen eines Steuerimpulses an seine Basis nichtleitend gemacht werden kann, muß der nichtleitende Zustand dadurch erzielt werden, daß ein Impuls geeigneter Polarität dem Kollektor c des Thyristors S zugeführt wird. Bei der vorliegenden Schaltungsanordnung erfolgt dies dadurch, daß eine Löschspule L₂ vorgesehen wird, weil am Ende der Rücklaufpenode der den Thyristors durchfließende Strom allmählich von der Diode D übernommen werden kann. Dies kann bei den bekannten Schaltungsanordnungen, bei denen sowohl das Schaltelement als die Diode am Ende des Hinlaufes ausgeschaltet sind, nicht erfolgen, weil es unmöglich ist, den Thyristor S durch bloßes Anlegen eines Spannungsimpulses zwischen der Basis und dem Emitter allmählich zu sperren.

Um sicherzustellen, daß die Schaltung auch dann funktionsfähig wird, wenn die Steuer- bzw. Gleichlaufimpulse für die Zeitbasisschaltung von Stufen geliefert werden, die von dem Gleichstromkreis 9 bis 12 gespeist werden, muß sie selbstanlaufend sein. Der Thyristor S kann durch die Zuführung von Sperrspannungsimpulsen an den Kollektor c gesperrt werden, die durch die Wirkung der Löschspule L₂ am Ende des Rücklaufes erzielt werden.

Der Thyristor S kann auch durch einen positiven Impuls zu Beginn des Rücklaufes leitend gemacht werden, wobei dieser Impuls bei einem Thyristor vom npnp-Typ zwischen der Basis b und dem Emitter e angelegt wird, während bei einem Thyristor vom pnpn-Typ ein negativer Impuls zwischen b und e angelegt wird.

Die Schaltungsanordnungen der F i g. 1 und 4 verwenden verschiedene Mittel zum Erzielen von Selbstanlauf. In F i g. 1 ist der Thyristor S selbstschwingend geschaltet, während er in Fig. 4 durch die Ablenkschaltung gesteuert wird. Im letzteren Fall muß der Steueroszillator durch die Quelle 5 und nicht durch die Spannung F₀ gespeist werden, weil es kein Steuersignal geben kann, bevor die Speisespannung F₀ erhalten wird, was erst geschieht, wenn der Thyristors wirksam ist. Diese Schwierigkeit wird bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 4 durch die Verwendung eines zweiten Thyristors 5" überwunden.

Die Wirkungsweise der selbstschwingenden Thyristorschaltung nach F i g. 1 wird jetzt an Hand der F i g. 2 und 3 beschrieben.

In Fig. 1 ist die Basis b des Thyristors S über eine Hilfswicklung 16 des Transformators 1 und den Kondensator 17 mit dem Emitter e verbunden. Der Verbindungspunkt der Hilfswicklung 16 und des Kondensators 17 ist über den Widerstand 18 mit der Plusklemme der Quelle 5 verbunden.

Die Wicklung 16 ist mit dem gleichen Wicklungssinn wie die Wicklungen 2 und 3 gewickelt und liefert eine positive Rückkopplungsspannung, die durch die Kurve 13 der Fig. 2 dargestellt wird. Das die Frequenz bestimmende Element des selbstschwingenden Thyristorkreises besteht zum Teil aus der Zeitkonstante des Netzwerkes 17, 18, weil die Rücklaufperiode t und die Löschzeit des Thyristors S im wesentlichen durch die Elemente L₁, L₂, L_D und C₁ bestimmt werden, während der Hinlauf T-t durch die Zeit bestimmt wird, die zwischen dem Ende der Rücklaufperiode und dem Augenblick vergeht, in dem der Thyristors¹ leitend gemacht wird und der vom Netzwerk 17,18 bestimmt wird.

. Am Ende der Rücklaufperiode t wird der Thyristor S durch die über der Spule L₂ erzeugte Gegen-EMK gesperrt, und er wird durch die der Wicklung 16 entnommene Spannung mit negativem Richtungssinn und durch die Spannung am Kondensator 17 im gesperrten Zustand gehalten. Es wird angenommen, daß der Kondensator 17 am Ende der Rücklaufzeit eine negative Ladung hat, so daß die kombinierte Spannung zwischen der Basis b und dem Emitter e des Thyristors S durch die negative Spannung über der Wicklung 16 und dem Kondensator 17 bestimmt wird. Dies ist in Fig. 3 dargestellt, in der die Kurve 19 die Spannung zwischen der Basis & des Thyristors S und der Minusklemme der Quelle 5 darstellt, die durch die Bezugslinie 20 dargestellt wird.

Während des Hinlaufes wird der Kondensator 17 über den Widerstand 18 von der Quelle 5 positiv aufgeladen, so daß seine negative Ladung beseitigt ist. Die positive Spannung wirkt der negativen Spannung über der Wicklung 16 entgegen, bis die Spannung zwischen der Basis b und dem Emitter e des Thyristors S nahezu auf Null abgefallen ist. Inzwischen ist infolge der Aufladung des Kondensators C₁ über die Aufladespule L₁ die Spannung am Kollektor c auf einen solchen Wert angestiegen, daß bei einer Spannung von nahezu OV zwischen der Basis b und dem Emitter e der Thyristor S leitend gemacht wird. Während der leitenden Periode wird der Kondensator C₁ über den Kollektor-Emitter-Kreis und der Kondensator 17 über den Basis-Emitter-Kreis des Thyristors S entladen. Zu gleicher Zeit addiert sich die positive Spannungsspitze über der Wicklung 16 zur positiven Ladung des Kondensators 17, der nunmehr durch den jetzt erzeugten Basis-Emitter-Strom negativ aufgeladen wird. Nachdem der Thyristor S durch die Wirkung der Löschspule L₂ gesperrt worden ist und nach Beendigung des Rücklaufes ist der Zustand derartig, daß der Thyristor S gesperrt gehalten werden kann, bis die Spannung zwischen seiner Basis und seinem Emitter nahezu auf Null herabgesetzt ist.

Die Zeitkonstante des Netzwerkes 17, 18 muß groß im Verhältnis zur Hinlaufperiode des Sägezahnstromes sein. Wenn die von der Quelle 5 gelieferte Spannung V_b in der Größenordnung von 100 bis 200 V ist, soll sich die Spannung am Kondensator 17 um nicht mehr als 10 V ändern. Dies ist erreichbar durch passende Wahl der Zeitkonstante des Netzwerkes 17,18. , Wenn die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung bei · einem Fernsehempfänger Verwendung findet, ist es wesentlich, daß die selbstschwingendeThyristorablenkschaltung synchronisiert ist. Zu diesem Zweck ist ein Phasendiskriminator 21 vorgesehen. Zeilengleichlaufsignale 22 werden zusammen mit einem, einer mit dem Transformator 1 gekoppelten Hilfswicklung 23 entnommen, Vergleichssignal dem Phasendiskriminator 21 zugeführt. Je nach der Phasendifferenz zwischen den zwei dem Phasendiskriminator 21 zugeführten Signalen ergibt sich eine Ausgangsspannung, der die Aufladung des Kondensators 17 beschleunigt oder verzögert, so daß der Augenblick, in dem der Thyristor S leitend gemacht wird, verschiebbar ist.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 ist ein zweiter Thyristor S' vorgesehen, um den Thyristor S zu steuern. Der zweite Thyristor S' ist vom gleichen Typ wie der Thyristor S, hat jedoch eine viel niedrigere Durchschlagspannung. Wenn z. B. die Speisespannung V_b 200 V ist, muß der Thyristor S eine Spannung von etwa 600 bis 700 V vertragen können, während der Steuer-Thyristor S' nur etwa 50 V zu vertragen braucht.

Der Emitter e des Thyristors 5" liegt an der Plusklemme 6 und der Kollektor c über eine Löschspule 24 und einen Kollektorwiderstand 25 an der Minusklemme der Quelle 5. Die Reihenschaltung eines Aufladekondensators 26, eines Begrenzungswiderstandes 27 und eines Basiswiderstandes 28 ist parallel zum Widerstand 5 geschaltet. Der Verbindungspunkt der Widerstände 27 und 28 ist mit der Basis b des Schalt-Thyristors S verbunden.

Am Ende der Rücklaufperiode t ist der Kondensator 26 aufgeladen, so daß seine mit dem Widerstand 25 verbundene Elektrode positiv in bezug auf die andere Elektrode ist. Infolgedessen ist die Kollektorspannung des Thyristors S' so niedrig, daß er gelöscht ist und während der Dauer der herrschenden Phasenspannung gelöscht bleibt. Der Kondensator 26 kann sich über die Widerstände 25, 27 und 28 entladen, so daß die Basis b des Thyristors S negativ in bezug auf seinen Emitter e wird und der Thyristor S in Zusammenwirkung mit der Löschspule L₂ gesperrt wird. Die Entladung des Kondensators 26 setzt sich fort, bis .die Spannung am Kollektor c des Thyristors S' derart angestiegen, ist, daß er leitend wird. Dann wird der Kondensator 26 über den Thyristor S', die Spule 24, den Widerstand 27 und den Basis-Emitter-Kreis des Schalt-Thyristors 5 durch die Quelle 5 aufgeladen, weil durch .die Umkehr des den Kondensator 26 durchfließenden Stromes der als eine Diode wirkende Basis-Emitter-Kreis des Thyristors S leitend gemacht wird. Infolgedessen wird, der Kollektor-Emitter-Kreis des Schalt-Thyristors S leitend, so daß der Kondensator C₁ sich entladen kann.

Die Aufladung des Kondensators 26 setzt sich fort, bis die Spannung zwischen dem Emitter e und dem Kollektor c des Thyristors S' in Zusammenwirkung mit der Löschspule 24 so weit abgesunken ist, daß dieser Thyristor S' gesperrt wird, wonach der Kondensator 26 sich entlädt und-derselbe Vorgang sich wiederholt.

Der Begrenzungswiderstand 27 ist vorgesehen, um den Ladestrom durch den Kondensator 26 zu begrenzen, wodurch verhütet wird, daß der Basisstrom durch den Thyristor S übermäßig groß wird und ihn beschädigt. Wenn diese Gefahr einer Beschädigung nicht besteht, kann der Widerstand 27 wegfallen. In diesem Fall wird die Ladezeit des Kondensators 26 durch die Löschspule 24, den Kollektor-Emitter-

Innenwiderstand des Schalt-Thyristors S, seinen Basis-Emitter-Innenwiderstand und den Widerstand 27 bestimmt. Weil der Gesamtwiderstand des Ladekreises niedrig ist, bilden die Löschspule 24 und der Kondensator 26 einen Schwingkreis mit einer Grundfrequenz, deren Periode kleiner als die Rücklaufzeit t ist, so daß der Kondensator 26 sehr schnell aufgeladen und somit der Thyristor 5' schnell gelöscht wird.

Die beschriebenen Maßnahmen sind erforderlich, um den Schalt-Thyristor S schnell leitend zu machen und den Steuer-Thyristor 5" darauf zu löschen. Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 wird die Rücklaufzeit durch die in Reihe mit dem Kollektorkreis des Schalt-Thyristors S geschalteten Elemente bestimmt, während der Hinlauf im wesentlichen durch die Entladezeit des Kondensators 26 und den Widerstand 25 bestimmt wird, wobei dieser Widerstand im Vergleich zu den Widerständen 27 und 28 einen hohen Wert hat. Die Zeitkonstante des Netzwerkes 25, 26 muß kleiner als die Rücklaufzeit T-t sein, weil der Kondensator 26 sich während eines Hinlaufes in solchem Maße entladen können muß, daß die Einschaltspannung des Thyristors S' innerhalb der erwünschten Zeit erreicht wird.

Wenn die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 in einem Fernsehempfänger Verwendung findet, ist die Basis b des Thyristors S' mit dem Ausgang des Phasendiskriminators 21 verbunden. Der Augenblick, in dem der Steuer-Thyristor S' leitend wird, wird durch den seine Basis b durchfließenden Strom bestimmt, so daß die Frequenz und die Phase des erzeugten Sägezahnstromes in Abhängigkeit von den über den Leiter 22 und die Hilfswicklung 23 dem Phasendiskriminator 21 zugeführten Signalen änderbar sind.

Wenn die Quelle 5 eingeschaltet wird, ist der Diskriminator 21 nicht wirksam, und die Schaltungsanordnung läuft selbst an in ihrer eigenen Frequenz. Sobald die Speisespannung F₀ den übrigen Teil des Empfängers wirksam macht, wird der Diskriminator 21 wirksam und synchronisiert die Zeitbasisfrequenz.

Wenn jedoch bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 4 eine in bezug auf Erde positive Spannung F₀ erwünscht wird, muß die Polarität der Quelle 5, der Diode D und des Gleichrichters 8 umgekehrt werden und müssen der Thyristor S und der Thyristor S' mit einem Thyristor vom npnp- bzw. vom pnpn-Typ vertauscht werden.

Obgleich ein gesteuerter Siliziumgleichrichter als Schalt- oder Steuerelement beschrieben worden ist, können im Rahmen der Erfindung andere Halbleitervorrichtungen Verwendung finden, sofern sie im gesperrten Zustand eine Spannung vertragen können, die etwa das Dreifache der Speisespannung V_b beträgt, weil die Spannung über dem Schaltelemente diesen Wert erreicht. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß das Schaltelement S während der Hinlaufperiode T-t gesperrt und während der Rücklaufperiode t leitend ist. Während der Rücklaufperiode ist die Spannung über S praktisch gleich Null, und für den Hinlauf ist sie die herauftransformierte Spannung über dem im Ausgangskreis von S geschalteten Kreis. Weil die Hinlaufperiode T-t etwa das Fünffache der Rücklaufperiode t ist, ist die herauftransformierte Spannung viel kleiner als die der üblichen Schaltungsanordnungen, bei denen das Schaltelement während der Rücklaufperiode gesperrt und während der Hinlaufperiode leitend ist. Bei den üblichen Ablenkschaltungen ist der Differentialquotient di/dt, der die Größe dieser herauftransformierten Spannung bestimmt, viel größer als bei einer Ablenkschaltung nach der Erfindung. Bei der üblichen Ablenkschaltung, die normalerweise eine Elektronenröhre als Schaltmittel benutzt, ist die Spannung über dieser Röhre im gesperrten Zustand etwa das Neunfache der Speisespannung. Hieraus folgt, daß bei der gleichen Speisespannung V_b die Verwendung einer Zeitbasisschaltung vom beschriebenen Typ viel bequemer zum Erhalten einer niedrigen Speisegleichspannung ist als die übliche Ablenkschaltung mit Elektronenröhren als Schaltmitteln.

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer gegenüber der Netzspannung niedrigen Speisegleichspannung für mit Halbleiterelementen bestückte Geräte, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine an sich bekannte, einen Schalt-Halbleiter enthaltende Zeitbasisschaltung umfaßt, daß der Schalt-Halbleiter imstande ist, die Spannungen zu ertragen, die an ihm während einer Schaltperiode auftreten, wenn die Speisespannung für diesen Schalt-Halbleiter direkt eine vom Netz abgeleitete Gleichspannung ist, und daß die Zeitbasisschaltung so geschaltet ist, daß sie von selbst anläuft, und daß ein Teil der während je eines bestimmten Zeitraumes einer Schaltperiode (Hinlauf) der Zeitbasisschaltung über deren Transformator erzeugten Spannung gleichgerichtet und geglättet wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalt-Halbleiter der Zeitbasisschaltung ein gesteuerter Siliziumgleichrichter ist, der während der Hinlaufzeit einer Schaltperiode gesperrt und während der Rückschlagzeit entsperrt ist, und daß die Schaltungsanordnung eine Löschspule (L₂) zum Sperren des Gleichrichters am Ende der Rücklaufzeit enthält.

3. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Entsättigung des Magnetkernes des Transformators der Zeitbasisschaltung mindestens drei Wicklungen auf den Magnetkern gewickelt sind, wobei die Serienschaltung einer ersten Wicklung und einer Diode von der vom Netz abgeleiteten Gleichspannung gespeist wird und wobei eine zweite Serienschaltung in der Reihenfolge von einer Speisespule, einer zweiten Wicklung und eines Kondensators parallel zur Diode geschaltet ist, wobei das freie Ende der Speisespule mit der ersten Wicklung und das freie Ende des Kondensators mit der Klemme der Diode verbunden ist, an der die Gleichspannung zugeführt wird, und wobei die dritte Wicklung in einen in sich geschlossenen Kreis aufgenommen ist, der außer der erwähnten dritten Wicklung den Kondensator, den Siliziumgleichrichter und die Löschspule enthält.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel, durch die die Zeitbasisschaltung selbstanlaufend gemacht wird, aus einer Rückkopplungswicklung bestehen, durch die der Schalt-Halbleiter der Zeitbasisschaltung zu deren Transformator rückgekoppelt wird.

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5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche! bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung selbstanlaufend ist durch einen zusätzlichen Silizium-Steuergleichrichter (S') vom gegenüber dem ersten gesteuer-

ten Silizium-Schaltgleichrichter (S) entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp und daß diese Gleichrichter über frequenzbestimmende Verzögerungsnetzwerke so verbunden sind, daß sie abwechselnd leitend und nichtleitend gemacht werden;

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen