DE2416059B2

DE2416059B2 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Ablenkstromes durch eine Spule für die Vertikal-Ablenkung in einer Bildwiedergaberöhre

Info

Publication number: DE2416059B2
Application number: DE2416059A
Authority: DE
Inventors: Jan Abaraham Cornelis Eindhoven Korver
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1973-04-09
Filing date: 1974-04-03
Publication date: 1981-06-25
Also published as: AT331872B; ATA296874A; JPS49131625A; AU6765574A; US3934173A; DE2416059A1; GB1466338A; IT1010902B; NL7304886A; DE2416059C3; BR7402791D0; CA1006273A; FR2224952A1; FR2224952B1; JPS5438848B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes mit einem Hinlauf und einem Rücklauf durch eine Spule für die Vertikal-Ablenkung in einer Bildwiedergaberöhre, mit Mitteln zum Zuführen von Steuersignalen zu einem Ausgangsverstärker, wobei die Ablenkspule, die in zwei Spulenhälften aufgeteilt ist, an eine Ausgangsklemme dieses Verstärkers anschließbar ist

Die Wiederholungsfrequenz, die Teilbildfrequenz, der Vertikal-Ablenkung in einer Bildwiedergabeanordnung ist bekanntlich ziemlich niedrig und zwar 50 oder 60 Hz, während die Rücklaufzeit des Ablenkstromes gegenüber der Vertikal-Periode sehr kurz, nämlich in der Größenordnung von V20 der Periode ist Während der Hinlaufzeit ist daher bei den meisten Vertikal-Ablenkspulen der reaktive Teil der impedanz derselben gegenüber dem Ohmschen Teil vernachlässigbar klein, während in der RUcklaufzeit das Umgekehrte gilt. Während der Hinlaufzeit ist also die Spannung an der Spule dem Strom durch dieselbe nahezu gleichförmig, d. h. linear. Während der Rücklaufzeit muß dieser Strom schnell seine Richtung umkehren. Weil die Spule dann nicht mehr als Ohmscher Widerstand sondern in erster Annäherung als Induktivität betrachtet werden muß, erfordert dies eine verhältnismäßig hohe Spannung an der Spule. Bei einer zu niedrigen RUcklaufspannung ist die Rücklaufzeit zu lange.

Eine mögliche Maßnahme dazu ist, die Speisespannung des Ausgangsverstärkers zu verwenden. Dies weist jedoch den Nachteil auf, daß diese Spannung während der Hinlaufzeit viel zu hoch ist, was zu einer großen und unnützen Verlustleistung im Ausgangsverstärker führt und viel Leistung von der Speisespannungsquelle erfordert. Auch sind Schaltungsanordnungen, z. B. aus der DE-AS 10 85 914, bekannt, bei denen während der RUcklaufzeit eine Spannung angebracht wird, die höher ist als die Speisespannung. Diese Maßnahme erfordert jedoch einen zusätzlichen Impulsgenerator mit einem Kondensator größerer Kapazität. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen mit einer niedrigen Verlustleistung, wobei ein derartiger Generator nicht

notwendig ist; dazu weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, daß die Schaltungsanordnung weiter Schaltelemente enthält, um während der Rücklaufzeit die Spulenhälften je zwischen die Klemmen einer Gleichspannungsquelle anzuschließen.

Weil die Verlustleistung in der Schaltungsanordnung niedrig gehalten wird und weil die Speisespannung nicht hoch zu sein braucht, kann die Schaltungsanordnung mit Vorteil in einem Halbleiterkörper integriert sein. ■

Ausführangsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

Es zeigen:

F i g. 1 ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung während der Hinlauf zeit,

Fig.2 ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung während der Rücklaufzeit,

F i g. 3 den Strom durch und die Spannung an einer Spulenhälfte,

F i g. 4 ein vollständiges Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig.5 ein vereinfachtes Schaltbild einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung während der Hinlaufzeit

In der Vertikal-Ablenkschaltung nach F i λ 1 eines weiter nicht dargestellten Fernsehempfängers sind während der Hinlaufzeit die zwei als identisch vorausgesetzten Hälften Li und L₂ der Vertikal-Ab! enkspule in Reihe geschaltet Der Emitter eines npn-Transistors Γι und der eines pnp-Transistors Γ₂ sind miteinander und mit einem Ende P der Spulenhälfte L\ verbunden. Der Kollektor des Transistors 71 ist mit der positiven Klemme 2 und der des Transitors Γ₂ mit der negativen Klemme 1 einer Speisespannungsquelle verbunden. Zwischen diesen Klemmen liegt eine Gleichspannung Vb, und die Klemme 1 kann an Masse liegen. Die Basiselektroden der Transistoren 71 und T₂ sind miteinander verbunden und bilden eine Eingangsklemme 3. Auf gleiche Weise wie die Transistoren 71 und T₂ sind ein npn-Transistor T₃ und ein pnp-Transistor Γ4 geschaltet, wobei der Verbindungspunkt der miteinander verbundenen Emitterelektroden mit einem Ende Q der Spulenhälfte L₂ verbunden ist, während die miteinander verbundenen Basiselektroden eine Eingangsklemme 4 bilden. Den Klemmen 3 und 4 werden zwei gleiche nahezu linear verlaufende Stcuerspannungen mit entgegengesetzten Polaritäten zugeführt. ·

Die Transistoren sind derart eingestellt, daß sie beim Fehlen von Eingängsspannungen nicht-leitend sind. Unter diesen Umständen bilden die Transistoren Ty und Ti einerseits und die Transistoren Ti und 7} andererseits zwei Klasse-B-Ausgangsverstärker. Im Anfangszeitpunkt to der Hinlaufzeit ist die Steuerspannung an der Klemme 3 gegenüber der Einstellspannung an den Basiselektroden der Transistoren 71 und T₂ positiv, während die Spannung an der Klemme 4 gegenüber der Einstellspannung an den Basiselektroden der Transisto- ω ren T₃ und T* negativ ist Die Transistoren Γι und T* sind daher leitend, während die Transistoren T₂ und T₃ gesperrt sind. Zwischen den Punkten P und Q fließt der Ablenkstrom i_y in der angegebenen Richtung. In F i g. 1 sind der Einfachheit halber die Einstellmittel der Transistoren nicht dargestellt, ebensowenig wie die Mittel für eine gute Übernahme der Ströme durch die Transistoren.

Weil die beiden Spulenhälften L·, und L;. sich während der Hinlaufzeit nahezu als ohmsche Widerstände verhalten, ist auch der Strom i_y eine nahezu linear verlaufende Funktion der Zeit mit einer maximalen negativen Stärke -im im Zeitpunkt fo (siehe Fig.3a). Dabei sind der Einfachheit halber die sogenannte S-Korrektur und andere Korrekturen außer Betracht gelassen. In einem Zeitpunkt ft, etwa in der Mitte der Hiniaufzeit, werden die beiden Eingangsspannungen gegenüber den Einstellspannungen der Transisloren Null, wonach sie ihre Polarität umkehren. Der Strom i_y wird daher etwa in demselben Zeitpunkt fi Null und kehrt danach seine Richtung um. Nach dem Zeitpunkt u sind die Transistoren T₂ und T₃ leitend, während die Transistoren T\ und T₄ gesperrt sind. Am Ende h der Hialaufzeit erreichen die Steuerspannungen ihren maximalen Wert, wodurch der Strom i_y etwa in demselben Zeitpunkt seine maximale positive Stärke i_M annimmt, wobei die Stärken in den Zeitpunkten to und t₂ in ihrem Absolutwert nahezu gleich sind.

Im Zeitpunkt to nimmt die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors T\ ihren minimalen Wert ν an. In demselben Zeitpunkt ist auch die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors T_A minimal. Wird der Einfachheit halber vorausgesetzt, daß dieser Wert demselben Wert ν entspricht, so ist ersichtlich, daß die Spannung Vl an jeder Spuienhälfte in dem Zeitpunkt to

gleich -+ ν ist, wobei die Spannung an einer Spule

positiv genannt wird, wenn die Spannung gegenüber Masse am rechten Ende davon in F i g. 1 höher ist als die am linken Ende. Auf entsprechende Weise ist die

Spannung v^dem Wert -y - vim Zeitpunkt t₂ gleich. In Fig.3b ist die Spannung v_L als Funktion der Zeit aufgetragen. Es sei bemerkt, daß die Spannung am Verbindungspunkt der Spulenhälfte L\ und L₂ während

der ganzen Hinlaufzeit dem Wert -j- entspricht

In F i g. 2 ist die Situation dargestellt, die nach der Erfindung im Zeitpunkt fe entsteht Zwischen den vor dem Zeitpunkt t₂ miteinander verbundenen Enden M der Spulenhälfte L\ und N der Spulenhäfte L₂ wird ein Schalter Si geöffnet Gleichzeitig werden das Ende M über einen nun geschlossenen Schalter S₂ mit der Klemme 1 und das Ende N über einen Schalter S₃ mit der Klemme 2 verbunden, während das Ende P über einen Schalter & mit Klemme 2 und das Ende Q über einen Schalter 5s mit der Klemme 1 verbunden werden. Die beiden Spulenhälften liegen nun je zwischen den Klemmen der Spannungsquelle, also praktisch parallel, so daß die Spannung vl an jeder Spulenhälfte gleich - Vb geworden ist (F i g. 3b). Dieser Zustand wird nach dem Zeitpunkt t₂ während eines Zeitintervalls etwa entsprechend der Zeit τ die notwendig ist, damit der Strom i_y von der Stärke iuin die Stärke -im übergeht, beibehalten. In einem Zeitpunkt to'&h+v werden der Schalter S\ geschlossen und die Schalter S₂, S₃, & und S₅ geöffnet, so daß die neue Situation dieselbe ist wie die in F i g. 1 im Zeitpunkt fo. Im Zeitpunkt to' fängt also die neue Hinlaufzeit an.

Während der Rücklaufzeit kann man in erster Annäherung die Impedanz der Ablenkspule als rein Reaktiv betrachten. Wenn vorausgesetzt wird, daß L der Induktivitätswert jeder Spulenhälfte ist, so gilt:

Vu = L

d/, dt

so daß

■ ' + im

ist, in der t = 0 im Zeitpunkt I₂ ist. Im Zeitpunkt i'_u gilt:

ι = ι und -i'm= "' + ',ν/.

woraus folgt:

^lu " τ ■ τ

Mit dieser Annäherung ist die Änderung des Stromes iy während der Rücklaufzeit linear, wobei der Strom i_y in einem Zeitpunkt f₃ (siehe Fig.3a) i- der Mitte der Rücklaufzeit Null wird und danach seine Richtung umkehrt Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß die Dauer τ der Rücklaufzeit zur Spannung Va umgekehrt proportional ist und daher durch diesen Wert bestimmt werden kann bei den gegebenen Werten von L und /«. Wären die Spulenhälften in Reihe geblieben, so wäre die Rücklaufzeit langer. Weil in Wirklichkeit der Strom i_y in der Rücklaufzeit nicht linear sondern exponentiell verläuft, würde die Rücklaufzeit mehr als verdoppelt sein und könnte daher unzulässig lange dauern.

Fig.4 gibt eine praktische Ausbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, wobei entsprechende Elemente aus F i g. 1 und 2 mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Weil der Strom, der durch die Schalter nach Fig.2 fließt, wenn diese Schalter geschlossen sind, seine Richtung muß ändern können, und zwar im Zeitpunkt t\ bzw. ty, sind sie als bipolare Schalter ausgebildet, in diesem Beispiel als die Antiparallelschaltung eines Transistors und einer Diode. Unter antiparallel ist zu verstehen, daß die eine Elektrode der Diode mit dem Kollektor des Transistors und die andere Elektrode mit dem Emitter verbunden sind, während die Leitungsrichtung der Diode der des Kollektorstromes des Transistors entgegengesetzt ist Auf diese Weise besteht der Schalter Si aus einem Transistor T₅ und einer Diode A, der Schalter S₂ aus einem Transistor T₆ und einer Diode Di, der Schalter S3 aus einem Transistor Tr und einer Diode Ds.

Einer Klemme 5 werden positiv gerichtete Impulse mit der Vertikal-Wiederholungsfrequenz zugeführt, deren Dauer dem Wert r nahezu entspricht Die Impulse können beispielsweise von der noch zu beschreibenden Gegenkopplungsschaltung erzeugt werden. Ober einen Transistor 7g bekommen die Transistoren T₅, T₆ und T₇ Impulse mit der geeigneten Polarität zugeführt, wodurch in der Rücklaufzeit die Transistoren T₆ und Tj stark leitend sind, während der Transistor T₅ gesperrt wird. Eine Diode A sorgt dafür, daß die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Ts nicht negativer wird als erlaubt ist Während der Hinlaufzeit befindet sich dagegen der Transistor Ts mittels eines an die Klemme 2 angeschlossenen Basiswiderstandes R\ im Sättigungszustand, während die Transistoren Te und T₇ gesperrt sind und die Dioden Di und D3 nicht leiten können, da die Spannung an der Kathode derselben höher ist als die Spannung an der Anode. Im Zeitintervall fo bis fi fließt durch die Diode D\ der Strom iy und im Zeitintervall t\ bis f2 fließt dieser Strom durch den Transistor Ts,

Der Schalter 54 besteht aus dem Transistor Ti, der einen Teil des Ausgangsverstärkers 7], Ti bildet, und aus einer ihm antiparallel geschalteten Diode Ds. Auf gleiche Weise besteht der Schalter 5s aus dem Transistor 7}, der einen Teil des Ausgangsverstärkers 71, T2 bildet, und aus einer ihm antiparallel geschalteten

κι Diode Ds. Auf gleiche Weise besteht der Schalter 5s aus dem Transistor Tt, der einen Teil des Ausgangsverstärkers 73, Ti bildet, und aus einer ihm antiparallel geschalteten Diode D₆. In der Rücklaufzeit sind die Transistoren Γι und 7i gesättigt Im Zeitintervall ti bis ti fließt der Strom durch die Spulenhälfte L\ durch die Dioden D₂ und Di und der durch die Spuienhäifte L₂ durch die Dioden De und Dy. Im Zeitintervall h bis td fließt der erstgenannte Strom durch die Transistoren 7Ί und Ts, während der zweite Strom durch die

Transistoren T₁ und T₄ Hießt

Ein Meßwiderstand Rr mit geringem Wert (ca. 0.5 Ω) liegt zwischen dem Schalter Si und dem Ende N der Spulenhälfte L₂. Die Spannung daran ist ein Maß für den Ablenkstrom. Die Emitterelektroden zweier pnp-Tran sistoren Ts und 7io sind mit den Enden des Widerstandes Ä2 verbunden, während ein Widerstand A3 bzw. Rt von ca. 1 kOhm zwischen dem Emitter des Transistors Tw bzw. T₉ und der Basis des Transistors T% bzw. Γιο liegt. Mit der Basis des Transistors Tg bzw. Γιο ist der Kollektor eines npn-Transistors Tn bzw. T_n verbunden. Die Emitterelektroden der Transistoren Tu und Γι 2 sind über zwei Widerstände A₅ und R₆ von ca. 560 Ω miteinander verbunden, wobei der Verbindungspunkt der Widerstände an den Kollektor eines als eine Quelle konstanten Stromes wirksamen Transistors Tb angeschlossen ist

Die Basis des Transistors Tu ist über einen Kondensator G mit einer Klemme 6 verbunden, der eine vertikalfrequente sägezahnförmige Eingangsspan nung V zugeführt wird, wobei die Spannung Während der Hinlaufzeit dieselbe Polarität hat wie die Spannung vl in Fi g. 3b und einen Spitzenwert von etwa 1 V aufweist Der Kollektorstrom des Transistors Tw hat dieselbe Polarität wie die Spannung V, während der des Transistors Γ12 die entgegengesetzte Polarität aufweist Die Einstellgleichspannung an der Basis des Transistors Γι ι ist konstant, die an der Basis des Transistors Γ12 kann mittels eines Potentiometers A₇ derart eingestellt werden, daß die genannten Kollektorströme beim Fehlen der Spannung Vgleich sind. Die Transistoren Γι ι und Γ12 bilden also einen Differenzverstärker.

Der Kollektorstrom des Transistors T₉ bzw. Πο steuert die Basis eine; Steuertransistors TU bzw. Γι 5, dessen Kollektor unmittelbar mit der Basis des Transistors 7JbZW. Ti und über einen Obernahmewiderstand Rs bzw. Ä9 mit kleinem Wert, beispielsweise 33 Ohm, mit der Basis des Transistors Γι bzw. Γ3 verbunden ist Die Kollektorelektroden der Transistoren TU und Ti₅ sind also die Punkte 3 und 4 in Fig. 1.

Weiter liegt zwischen der Basis des Transistors Γι bzw. T₃ und der Klemme 2 eine Quelle konstanten Stromes 7 bzw. 8.

Die Wirkungsweise der beschriebenen Schaltungsanordnung ist während der Hinlaufzeit wie folgt Die Spannung V nimmt zu, so daß die Basisspannung des Transistors Γ9 sinkt, während die des Transistors Γι ο ansteigt Dadurch nimmt die Basisspannung des Transistors TU zu und die des Transistors Ti₅ ab. Die

Spannung am Punkt P und daher am Punkt M nimmt also ab, während die Spannung am Punkt Q und daher am Punkt N zunimmt. Dadurch treten ein Abfall der Emitterspannung des Transistors T) und ein Anstieg der Emitterspannung des Transistors Ti₀ auf. Die beschrie- ·> bene Schaltungsanordnung sorgt also für eine Gegenkopplung, wobei versucht wird, die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Tg und Γιο konstant zu halten. Der Widerstandswert des Meßwiderstandes R₂ wird derart gewählt, daß der maximale Spannungsabfall niedriger in daran, und zwar um etwa 0,4 V bei /m = 0,8 A, ist als die genannte Spannung, während die dadurch aufgenommene Leistung gegenüber der Leistung die von den Spulenhälften L\ und Li, die je einen ohmschen Widerstand von etwa 12 bis 15 Ω haben, aufgenommen wird, niedrig ist. Durch die Gegenkopplungsschaltung wird gewährleistet, daß der Ablenkstrom nahezu dieselbe Änderung aufweist wie die Eingangsspannung V. Auch entsteht kein Linearitätsfehler, der verursacht sein könnte durch die Tatsache, daß der Spannungsab- 2» fall am Transistor Ts von dem an der Diode D\ abweicht. <-

Im Zeitpunkt h nimmt die Spannung Vsehr schnell ab, wodurch die Basisspannung des Transistors Γι 4 abrupt abnimmt, während die des Transistors Γ15 abrupt zunimmt. Weil die Spulenhälften L\ und L₂ bei schnellen >■> Änderungen eine vorwiegend reaktive Impedanz aufweisen, kann der Ablenkstrom diesen Änderungen nicht folgen. Unter diesen Umständen wird der Transistor Tu gesperrt, während der Transistor Ti₅ in den Sättigungszustand gerät. Der von der Stromquelle 7 w erzeugte Strom fließt in seiner Gesamtheit zur Basis des Transistors Ti, die gerade vor dem Zeitpunkt t₂ gesperrt war und nun gesättigt wird. Auf entsprechende Weise wird der Transistor T₄ gesättigt, welcher Transistor gerade vor dem Zeitpunkt ti gesperrt war. Die Transistoren Ti und T3 sind vor dem Zeitpunkt t₂ leitend und werden danach gesperrt. Das Potential am Punkt P wird auf diese Weise nahezu das der Speisequelle, während das am Punkt Q etwa Null wird. An der Reihenschaltung aus den Spulenhälften liegt nun etwa 4» die Spannung V₈, so daß die Gegenkopplungsschaltung auch für den Rücklauf sorgt. Aus der Beschreibung in bezug auf F i g. 2 hat es sich aber herausgestellt, daß die Rücklaufzeit dann länger dauern wird als die gewünschte Dauer r. 4 j

Etwa im Zeitpunkt ti tritt jedoch nach der Erfindung die ansteigende Flanke des Impulses an der Klemme 5 auf mit der Folge, daß, wie beschrieben, an jeder Spulenhälfte nicht die Spannung -^- sondern die

Spannung Vb vorhanden ist, wodurch die Rücklaufzeit die gewünschte kürzere Dauer τ erhält. Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß die Transistoren Ti und Tt, die während der Hinlaufzeit einen Teil von Klasse-B-Verstärkern, d. h. linearen Verstärkern, bilden, in der Rücklaufzeit einen Teii von bipolaren Schaltern bilden and zwar einen Teil der Schalter S₄ und S₅ nach F i g. 2. Sie haben also eine doppelte Funktion. Es dürfte einleuchten, daß die Erfindung auch mit gesonderten Schaltern & und Sb ausgebildet werden kann. Ebenfalls t>o kann die Erfindung mit Ausgangsverstärkern ausgebildet werden, die anders als Klasse-B-Verstärker eingestellt sind.

Es sei bemerkt, daß die Speisespannung der Verstärker nicht notwendigerweise dieselbe Spannung zu sein braucht, an die die Spulenhälften während der Rücklaufzeit gelegt werden. Auch ist eine Ausbildung möglich, bei der ein einfacher Ausgangsverstärker verwendet wird. F i g. 5 zeigt eine derartige Ausbildung während der Hinlaufzeit, wobei zwei Transistoren T\ und Ti den Ausgangsverstärker bilden, welcher Verstärker von zwei Speisespannungen + Vi, und - Vt_n gespeist wird. Das Ende Q liegt nun, gegebenenfalls über einen Meßwiderstand, an Masse, während das Ende P während der Hinlaufzeit mittels eines Schalters S_h mit dem Ausgangsverstärker Ti', Ti und in der Rücklaufzeit mittels eines Schalters S₄' mit der Klemme 2 verbunden wird. Die Ausbildung nach Fig. 1, 2 und 4 bietet den Vorteil, daß eine einzige Gleichspannungsquelle ausreicht.

Durch die Gegenkopplungsschaltung wird in der Ausbildung nach F i g. 4 eine Stabilisierung des Stromes iy und der Spannung vl erhalten. Eine weitere Stabilisierung wird erhalten, wenn dafür gesorgt wird, daß die elektrische Mitte des Widerstandes Ri während

der ganzen Hinlaufzeit das Potential —- beibehält. Dazu

sind zwei Widerstände R\o und Λ11 mit nahezu gleichen Werten (ca. 5, 6 kΩ) zwischen den Punkten P und Q in Reihe geschaltet. Der Verbindungspunkt A der beiden ist mit der Basis eines Transistors T₆ verbunden, der mit einem Transistor Ti 7 einen Differenzverstärker bildet. Die Basis des Transistors T₇ ist mittels zweier gleicher Widerstände R\i und /?,₃ von ca. 10 kQ auf die Spannung

— eingestellt, und

sein Kollektor ist über einen

Widerstand /?i₄ von beispielsweise 1 kΩ mit dem des Transistors Tu verbunden. Weicht die Spannung am

Punkt A aus irgendeinem Grunde vom Wert—- ab, so

ändern die Kollektorströme der Transistoren Tu und Γ12 gegenüber der normalen Situation, so daß der Gleichgewichtszustand, wobei die Spannung an A ihren richtigen Wert hat, schnell wiederhergestellt wird. Während der Rücklaufzeit erfährt diese Schaltungsanordnung keine Änderung, da die Spannung am Punkt A immer dem Wert -f- entsprechen muß.

Zum Schluß enthält die Schaltungsanordnung nach Fig.4 noch die nachfolgenden Einzelheiten: einen Kondensator C₂ bzw. C3 von ca. 100 pF zwischen den Kollektorelektroden der Transistoren T9 und Tj₄ bzw. To und Ti 5 sowie die Reihenschaltung aus einem Widerstand Λ15 von ca. 150 Ω und einem Kondensator G von ca. 100 nF zwischen dem Punkt A und der Klemme 2, die alle bezwecken, Schwingungen zu vermeiden; einen Widerstand R\t bzw. Ru von ca. 220 Ω, der die Spulenhälfte U bzw. Li überbrückt und bezweckt, horizontal-frequente Spannungen, die von der Horizontal-Ablenkspule herrühren und über den Kern der Ablenkeinheit eingeführt werden, kurzzuschließen; weiter einen Widerstand R\« zwischen den Punkt M und der Klemme 1 mit etwa demselben Wert wie der Widerstand R\ (etwa 470 Ω), welcher Widerstand Ais bezweckt, die vom Widerstand R\ eingeführte Asymmetrie auszugleichen.

Es ist ersichtlich, daß die Verlustleistung in der Schaltungsanordnung nach der Erfindung mit Ausnahme von der, die von den Spulenhälften verursacht wird, ziemlich niedrig ist Denn in Fig.4 werden nur Transistoren Tj, Tz, Ty, T₄, Ts, Te und Tj von starken Strömen durchlaufen und/oder sie allein müssen hohe Spannungen ertragen, während die übrigen Elemente der Schaltungsanordnung keine Signale verarbeiten. Während der Hinlaufzeit sind nur die Transistoren Tj und T₄ zwischen den Zeitpunkten to und Ti leitend und

die Transistoren Tj und T₃ zwischen den Zeitpunkten ii und r₂, und dies mit einer durch die erfindungsgemäße Maßnahme nicht erhöhten Speisespannung, während der Transistor T-, gesättigt ist und daher nahezu keine Verlustleistung verursacht und die Transistoren T_b und Γ7 gesperrt sind. Während der Rücklaufzeit ist die Verlustleistung nahezu Null, da die Transistoren Ti, T₄, Ti und Ti gesättigt sind, während die Transistoren Tj, Tj und Ti gesperrt sind. Durch diese niedrige Verlustlei-

stung kann die Schaltungsanordnung mit Ausnahme der Kondensatoren und der Spulenhälften mit Vorteil in einem Halbleiterkörper integriert sein. Dies ist auch möglich, weil die Speisespannung, in der Ausbildung nach F i g. 4 etwa 25 V, niedrig sein kann. Die Schaltungsanordnung muß zum Integrieren einige an sich bekannte Änderungen erfahren. Die Transistoren T₂ und Ta müssen beispielsweise durch npn-Transistoren ersetzt werden.

Hierzu .1 Bhitt Z

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes mit einem Hin lauf und einem Rücklauf durch eine Spule für die Vertikal-Ablenkung in einer Bildwiedergaberöhre, mit Mitteln zum Zuführen von Steuersignalen zu einem Ausgangsverstärker, wobei die Ablenkspule, die in zwei während der Hinlaufzeit in Reihe geschalteten Spulenhälften aufgeteilt ist, an eine Ausgangsklemme des Verstärkers angeschlossen ist und wobei die über den Spulenhälften herrschende Spannung während der Rücklaufzeit erhöht wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Schal- is tungsanordnung weiter Schaltelemente enthält, um während der Rücklaufzeit die SpulenhiMften je zwischen die Klemmen einer Gleichspannungsquelle anzuschließen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem nicht an die Ausgangsklemme des Ausgangsverstärkers angeschlossenen zweiten Ende der ersten Spulenhälfte und einem ersten Ende der zweiten Spulenhälfte ein erster während der Hinlaufzeit leitender Schalter liegt, daß zwischen dem zweiten Ende der ersten Spulenhälfte und einer ersten Klemme der Gleichspannungsquelle ein zweiter in der Rücklaufzeit leitender Schalter liegt und daß zwischen dem ersten Ende der zweiten Spulenhälfte und der zweiten Klemme der Gleichspannungsquelle ein dritter, in der Rücklaufzeit leitender Schalter liegt, wobei in der Rücklaufzeit das erste Ende der ersten Spulenhälfte mit der zweiten Klemme der Gleichspannungsquelle und das zweite Ende der zweiten Spulenhälfte mit der ersten Klemme der Gleichspannungsquelle verbunden sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, wobei der Ausgangsverstärker zwei Verstärkerelemente enthält, die in Reihe verbunden sind und wobei der auf diese Weise gebildete Verbindungspunkt die Ausgangsklemme bildet, an die das erste Ende der ersten Spulenhälfte anschließbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung in der Rücklaufzeit zwischen einer Spulenhälfte und einer Klemme der Gleichspannungsquelle ein Verstärkerelement enthält.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, wobei die Schaltungselemente Transistoren sind, dadurch gekennzeichnet, daß Steuermittel vorhanden sind, so zum in der Rücklaufzeit bis in den Sättigungszustand Aussteuern eines Transistors und daß eine Diode dem Transistor antiparallel geschaltet ist. ,

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, wobei die Transistoren über einen Steuertransistor ein Steuersignal zugeführt bekommen, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektorbelastung des Steuertransistors eine Quelle nahezu konstanten Stromes ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter in zwei Richtungen \eitend sein können.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter je eine Antiparallelschaltung eines Transistors und einer Diode enthalten, wobei Steuermittel vorhanden sind, zum b5 bis in den Sättigungszustand Aussteueren des Transistors.

8. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, mit einer Gegenkopplungsschaltung mit einem Differenzverstärker, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Widerstände in Reihe zwischen dem ersten Ende der ersten Spulenhälfte und dem zweiten Ende der zweiten Spulenhälfte liegen, wobei der Verbindungspunkt dieser Widerstände mit einem Eingang einer Vergleichsstufe zum Vergleichen der Spannung am genannten Punkt mit einer konstanten Spannung verbunden ist, und daß ein Ausgang der Vergleichsstufe den Differenzverstärker beeinflußt

9. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichspannungsquelle die Speisespannungsquelle des Ausgangsverstärkers ist

10. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens die Verstärkerelemente, die Schalter, die Steuermittel, die Gegenkopplungsschaltung und die Vergleichsstufe in einem Halbleiterkörper integriert sind.