DK145399B - Overlapningsreguleringskreds for lodret udgangstrin med to aktive udgangsorganer til drift af billedroer - Google Patents

Description

I W

(19) DANMARK \Η£

|jj| 02) FREMLÆGGELSESSKRIFT mi 145399 B

DIREKTORATET FOR PATENT- OG VAREMÆRKEVÆSENET

(21) Ansøgning nr. 46l /77 (51) IntCI.3 H O A N 3/16 (22) Indleveringsdag 3· feb. 1977 (24) Løbedag 3· feb. 1977 (41) Aim. tilgængelig 5· aug. 1977 (44) Fremlagt 8. nov. 1982 (86) International ansøgning nr. -(86) International indleveringsdag (85) Videreførelsesdag -(62) Stamansøgning nr. -

(30) Prioritet 4. feb. 1976, 4406/76, GB 16. dec. 1976, 4406/76, GB

* (71) Ansøger RCA CORPORATION, New York, US.

(72) Opfinder Peter Eduard Haferl, CH.

(74) Fuldmægtig Ingeniørfirmaet Budde, Schou & Co.

(54) Overlapningsreguleringskreds for lodret udgangstrin med to aktive udgangsorganer til drift af bil= ledrør.

Opfindelsen angår en overlapningsreguleringskreds af den i krav 1's indledning angivne art. En sådan overlapningsreguleringskreds har til opgave i forbindelse med lodrette afbøjningskredse for billedrør at regulere "crossover"-forvrængning. Lodret crossover-forvrængning viser sig på et fj emsynsbi liedrør som en

D

^ vandret hvid streg hen over midten af rasteret, og skyldes ikke- T> -linearitet i den lodrette afbøjnings savtandbølgeform. Crossover-

O

^ -forvrængning optræder i lodrette afbøjningskredse med to aktive 3" udgangsorganer, som er skiftevis ledende under det lodrette skan deringsinterval. Crossover-forvrængningen opstår i det område, £ hvor det andet aktive udgangsorgan overtager belastningen fra det første, i nærheden af nul afbøjningsstrøm. Afbøjningsanordninger 2 145399 med to aktive udgangsorganer omfatter sædvanlige klasse B—forstærkere, klasse D-forstærkere og koblerstyrede lodrette afbøjningsanordninger, idet et eksempel på sidstnævnte er omtalt i den sideløbende patentansøgning nr. 683/76 under benævnelsen lodret afbøjningskredsløb.

Den underliggende årsag til forvrængningen af afbøjningsstrømmen ved nulgennemgangen ("crossover") er forskellig i de tre nævnte systemer. I klasse B-systemet indtræder crossover-forvrængnin-gen som følge af ikke-lineær transkonduktans (kollektorstrøm som funktion af basis-emitterspænding) i udgangstransistorerne nær ved det arbejdspunkt, hvor kollektorstrømmen er nul. Crossover-forvræng-ningen i et klasse B-system kan i almindelighed formindskes til et acceptabelt niveau ved at sørge for en endelig minimumsstrøm (tomgangsstrøm) gennem transistorerne, sammen med negativ amplitudeafhængig tilbagekobling omkring forstærkeren. I de lodrette afbøjningssystemer, hvori der anvendes klasse D-forstærkere, hvori en firkantbølgespæn-ding med konstant amplitude og varierende impulsbredde tilføres den lodrette afbøjningsspole, er crossover-forvrængningen en følge af det endelige spændingsfald over de dioder, der indgår i udgangskoblerne. Crossover- forvrængning i klasse D-systemer kan formindskes ved hjælp af passende impedans-tranformationer eller ved hjælp af modsat rettet ledning i udgangstransistorerne, således som det er omtalt i USA-pa-tentskrift nr. 3.939.380.

I en koblerstyret lodret afbøjningskreds som omtalt i den ovennævnte sideløbende ansøgning nr. 683/76 er crossover-forvrængningen en følge af formen på de vandrette tilbageløbsimpulser fra fjernsynets vandrette afbøjningskredse. Den koblerstyrede lodrette afbøjningskreds tager sin energi direkte fra de vandrette tilbageløbsimpulser. Tilbageløbsimpulserne underkastes en portstyring, og de herved fremkomne strømimpulser, hvis amplitude og polaritet varierer i den lodrette afbøjningstakt, anvendes til at oplade en kondensator. En lodret afbøjningsspole er forbundet over kondensatoren, og dennes afladestrøm gennem spolen er den savtandformede lodrette afbøjningsstrøm.

Styringen af de to strømimpulser med modsat polaritet, hvorfra den savtandformede afbøjningsstrøm afledes, sker i den koblerstyrede lodrette afbøjningskreds ved hjælp af en thyristorkobler for hver polaritet af strømmen. Under den første del af det lodrette afbøjningsskanderingsinterval gøres en første thyristorkobler ledende på et tidspunkt, som forsinkes mere og mere i forhold til forkanterne 3 145399 på de vandrette tilbageløbsimpulser. Dette medfører, at der under den første halvdel af det lodrette skanderingsinterval føres strømimpulser med faldende størrelse i en første polaritet til savtand--kondensatoren. Under den anden halvdel af det lodrette skanderingsinterval bliver den første thyristor ikke gjort ledende, men den anden thyristor gøres ledende på et tidspunkt under tilbageløbsintervallet, som fremskydes mere og mere under resten af skanderingsintervallet. Dette medfører, at der føres strømimpulser med voksende størrelse til savtand-kondensatoren, og dermed voksende savtandformet afbøjningsstrøm.

Da den lodrette afbøjningsstrøm i den koblerstyrede lodrette afbøjningskreds afledes direkte fra den vandrette tilbageløbsimpuls ved en tidsafhængig portstyringsfunktion, vil tidsafhængige variationer i amplituden for den vandrette tilbageløbsimpuls medføre . ikke-linearitet i den afledede strøm. Navnlig i nærheden af midten af den lodrette skandering, når den første kobler gøres ledende nær ved afslutningen af det vandrette tilbageløbsinterval for derved at give en strømimpuls af kort varighed svarende til en lav gennemsnitlig afbøjningsstrøm, vil den lille værdi af den sinusformede vandrette tilbageløbsimpuls nær ved afslutningen af det vandrette tilbageløbsinterval medføre en portstyret strømimpuls af uforholdsmæssig lille værdi. På denne måde kan den lodrette afbøjningsstrøm gå for hurtigt ned på nul nær ved midten af det lodrette skanderingsinterval, hvad der medfører en crossover-forvrængning , der fremtræder som en lysende hvid streg på rasteret.

Crossover-forvrængning i en koblerstyret lodret afbøjningskreds kan ikke kompenseres ved hjælp af amplitudeafhængig negativ tilbagekobling, da bagkanten på den vandrette tilbageløbsimpuls ikke indeholder tilstrækkelig energi til at levere den fornødne gennemsnitseffekt. For at overvinde dette problem, føres i den tidligere teknik det tidspunkt i forhold til det vandrette tilbageløbsinterval, når den første og den anden kobler gøres ledende nær ved midten af det lodrette skanderingsinterval, frem til et punkt, hvor den vandrette tilbageløbsimpuls indeholder en betragtelig energimængde.

Dette medfører en overlapning eller samtidighed ved midten af den lodrette skandering, idet den anden kobler gøres ledende under vandrette tilbageløbsintervaller inden midten af det lodrette skanderingsinterval og inden den første kobler ophører med at være ledende 145399 4 på et tidspunkt efter midten af det lodrette skanderingsinterval.

Denne overlappende driftsform giver den koblerstyrede lodrette afbøjningskreds en forøget evne til at afgive effekt nær ved midten af den lodrette skandering. Den overlappende drift af koblerne tjener til at kompensere for den vandrette tilbageløbsimpuls' ikke-ideelle bølgeform på en sådan måde, at der sker lineære strømændringer gennem midterområdet i den lodrette skandering.

Dersom overlapningen mellem de ledende tidsrum for den første og den anden kobler er større end hvad der kræves for at reducere crossover-forvrængningen til en ubetydelig værdi, opstår der for store effekt-tab, eller også kan den vandrette afbøjningskreds gå i stå, fordi overlapningen i de ledende tidsrum medfører en stor cirkulerende strøm gennem den lodrette afbøjningskreds, og frembyder over for den vandrette afbøjningskreds hvad der svarer til en kortsluttet belastning. Den ovennævnte sideløbende ansøgning omhandler en manuel justering af overlapningen af de lodrette styrekobleres ledende tidsrum med henblik på opnåelse af en optimal overlapning eller samtidighed og opnåelse af en lineær afbøjning uden for store effekt-tab.

Imidlertid kan én bestemt indstilling af overlapningsju-steringsorganeme, som på ét tidspunkt giver en optimal overlapning eller samtidighedsgrad, på et senere.tidspunkt medføre en utilstrækkelig eller for stor overlapning, f.eks. på grund af ældning af komponenter og ændringer i driftsspændingen og temperaturen. Det er opfindelsens formål at afhjælpe disse ulemper ved den kendte teknik, og dette formål opnås ved en overlapningsreguleringskreds af den indledningsvis antydede art, som ifølge opfindelsen er ejendommelig ved den i krav 1's kendetegnende del angivne udformning.

Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere under henvisning til tegningen, idet fig. 1 er et blandet blok- og koblingsdiagram af en del af en fjernsynsmodtager, der omfatter en koblerstyret lodret afbøjningskreds ifølge den ovennævnte sideløbende ansøgning, idet figuren viser anbringelsen af de forbindelsesorganer, der er nødvendige for at udstyre afbøjningskredsen med en overlapningsreguleringskreds ifølge opfindelsen, fig. 2a-2h viser de spændings- og strømbølgeformer, der fremkommer på forskellige steder i den i fig. 1 viste kreds i nærheden af midten af et lodret skanderingsinterval,

c 1A539S

5 fig. 3 viser et udførelseseksempel på reguleringsoverlapningskredsen ifølge opfindelsen i form af an summerings- og signalbehandlingskreds 300, og fig. 4, 5 og 6 viser nogle af spændingsbølgeformerne ifølge fig. 1 og 2 over et helt lodret skanderingsinterval, tillige med de spændings- og strøm-bølgeformer, der frembringes af den i fig. 3' viste summerings- og signalbehandlingskreds under forskellige driftsbetingelser.

Fig. 1 viser en koblerstyret lodret afbøjningskreds, som kan indgå i en fjernsynsmodtager. Vandrette synkroniseringsimpulser 5 fra en ikke vist synkroniseringsudskiller indføres gennem en indgangsklemme 6 i en vandret afbøjningsgenerator 7. Den vandrette afbøjningsgenerator 7 kan være af en hvilken som helst egnet t^pe, der kan levere vandret afbøjningsstrøm til en vandret afbøjningsspole 11, der er anbragt ved et katodestrålerør 10, og som desuden kan levere impulser med vandret afbøjningstakt til forskellige funktioner i en fjernsynsmodtager. En primærvikling 8a i en vandret udgangs transformator 8 modtager energi fra generatoren 7.

På sekundærsiden af transformatoren 8 er der serieforbundet en lodret styrekobler 13 i form af en thyristor eller anden styret halvlederensretter, en sekundærvikling 8b til afgivelse af vandrette tilbageløbsimpulser 30', en induktans 14, en induktans '' 16, en anden sekundærvikling 8c til afgivelse af vandrette tilbageløbsimpulser, samt en anden styrekobler 17 i form af en thyristor. Fig. 2a viser de vandrette tilbageløbsspændingsimpulser , 30, der optræder i de forskellige sekundærviklinger i transformatoren 8. De spændinger der er vist i fig. 1, og som svarer til spændinger der er vist i fig. 2, er betegnet med det samme henvisningsnummer, men med et mærke (') i fig. 1. Katoden i thyris-toren 17 er jordforbundet. Induktansen 14 er gennem thyristoreh 13 forbundet med induktansen 16, og begge er gennem en kondensator 15 forbundet med jord, og også gennem en lodret afbøjningsspole 18 og en strømfølende tilbagekoblingsmodstand 19 til jord.

Som vist øverst til venstre i fig. 1, indføres synkroniseringsimpulser 21 med lodret afbøjningstakt, som aftages fra den ikke viste synkroniseringssignaludskiller, gennem en indgangsklemme 22 i en lodret savtandgenerator 20. Den lodrette savtandgenerator 20 frembringer ved sin udgang en periodisk savtakspænding med lodret afbøjningstakt, vist som bølgeformen 45, synkront med de lodrette synkroniseringsimpulser 21.

145399 6

Savtandspændingen med lodret afbøjningstakt fra udgangen af den lodrette savtandgenerator 20 føres gennem en modstand 46 til den ikke-inverterende indgang i en forstærker 47. Denne ikke--inverterende indgang i forstærkeren 47 modtager også gennem en modstand 62 en referencejævnspænding VR, som dannes i en spændingsdeler bestående af modstande 63 og 64 mellem arbejdsspændingsfor-syningen B+ og jord. Forstærkningsfaktoren i forstærkeren 47 er fastlagt ved negativ tilbagekobling fra forstærkerens udgang til dens inverterende indgang gennem en modstand 59.

Udgangen i forstærkeren 47 er forbundet med den inverterende indgang i en inverterende forstærker 66 gennem en modstand 67. Forstærkningsfaktoren for forstærkeren 66 holdes på værdien én ved hjælp af en negativ tilbagekoblingsmodstand 68 mellem udgangen i forstærkeren 66 og dennes inverterende indgang. Referencejævnspændingen VR tilføres endvidere til den ikke-inverterende indgang i forstærkeren 66 gennem en modstand 65. Den inverterende forstærker 66 udgør sammen med forstærkeren 47 en fasedelingsdrivfor-stærker 48 for effektstyretrinene i den koblerstyrede lodrette afbøjningskreds .

Udgangssignalet fra forstærkeren 47 tilføres en første indgang i en rastertop-impulsbreddemodulator 73, hvis udgangssignaler primært anvendes i rasterets øverste del. Udgangssignalet fra den inverterende forstærker 66 tilføres en første indgang i en rasterbund- impulsbreddemodulator 81, hvis udgangssignaler primært anvendes i rasterets nederste del. Impulsbreddemodulatorerne 73 og.81 har andre indgange, der modtager impulser i vandret takt, og de frembringer portåbningsimpulser for styrekoblerne ved at sammenligne amplituderne af de ved deres første og andre indgange tilførte signaler. Disse portåbningsimpulser er vist ved 31' henholdsvis 32', og tilføres portelektroderne i thyristorerne 13 henholdsvis.17 gennem emitterfølgere, der som helhed er betegnet med 87 henholdsvis 94.

Nær ved midten af fig. 1 er der vist en rampe-på-impuls--generator 100. En transistor 105 i indgangen til generatoren 100 modtager forspænding på sin basiselektrode ved hjælp af en modstand 104, så at forspændingen normalt holder transistoren 105 mættet. Transistoren 105 gøres periodisk ikke-ledende af de vandrette tilbageløbsimpulser, der induceres i transformatorens sekundærvikling 8d og tilføres basiselektroden i transistoren 105 7 145399 af en inverterende forstærker 103 og en af modstande 101 og 102 bestående spændingsdeler. Kollektor-emitterstrækningen i transistoren 105 er forbundet med basis-emitterstrækningen i en transistor 107. Når transistoren 105 er mættet, gøres transistoren 107 ikke--ledende på grund af manglende basis-emitter-forspænding. Emitter-elektroden i transistoren 107 er jordet, og kollektoren er forbundet med arbejdsspændingsforsyningen gennem en belastningsmodstand 108. Transistoren 107 er forbundet i en Miller-integrator-opstilling, der omfatter en kondensator 109 og en modstand 111, som i den nævnte rækkefølge er forbundet i serie mellem denne transistors kollektor- og basis-elektroder. Basiselektroden i transistoren 107 er også forbundet med arbejdsspændingsforsyningen gennem en modstand 106.

Når transistoren 105 er mættet, flyder i hovedsagen al den gennem modstanden 106 flydende strøm direkte til jord gennem kollektor-emitterstrækningen i transistoren 105. Da transistoren 107 herved gøres ikke-ledende, stiger dens kollektorspænding til en spænding, der er bestemt af en spændingsdeler, der omfatter belastningsmodstanden 108 og seriekombinationen af en modstand 130 og en variabel modstand 131 mellem kollektorelektroden i transistoren 107 og jord. Kollektorspændingen i transistoren 107 tilføres de andre indgange i impulsbreddemodulatorerne 73 og 81 ved hjælp af en emitterfølgertransistor 112 med tilhørende emittermodstand 113.

Når transistoren 107 er ikke-ledende, oplades kondensatoren 109 til spændingen ved kollektorelektroden i transistoren 107 gennem en diode 110 mellem jord og forbindelsen mellem kondensatoren 109 og modstanden 111. I det øjeblik transistoren 105 gøres ikke-ledende, vil strømmen gennem modstanden 106 være til- . bøjelig til at gøre transistoren 107 ledende. Når transistoren 107 er ledende, falder dens kollektorspænding, så at der gennem kondensatoren 109 overføres en negativ spænding, der blokerer dioden 110 og bevirker, at i hovedsagen al den strøm gennem modstanden 106, som ikke er nødvendig for at holde transistoren 107 ledende, flyder gennem modstanden 111. Herved aflades kondensatoren 109 og der opstår et fald i savtandspændingen ved kollektorelektroden i transistoren 107 under det vandrette tilbageløbsinterval Det yderligere spændingsfald, der kan tilskrives strømgenneragang i modstanden 111, bevirker at den savtandforraede kollektorspænding overlejres på en impulsspænding 114'.

US399

Ved afslutningen af det vandrette tilbageløbsinterval vil de af sekundærviklingen 8d frembragte inverterede vandrette tilbageløbsimpulser ikke længere give "bagvendt" forspænding til basis-emitterstrækningen i transistoren 105, og denne bliver igen mættet. Kollektorspændingen i transistoren 107 går tilbage til den værdi, der er fastlagt af den af modstandene 108, 130 og 131 bestående spændingsdeler.

Strømmen gennem modstanden 106 er i alt væsentligt konstant under det vandrette tilbageløbsinterval. Den af modstanden 111 frembragte forskydning i impulsspændingen er derfor i hovedsagen konstant, da den strøm, der fra modstanden 106 flyder til basis-elektroden i transistoren 107/er ubetydelig. Hældningen af den på impulsen overlejrede rampespænding bestemmes af afladningsstrømmen gennem kondensatoren 109, som er identisk med den gennem modstanden 111 flydende, konstante strøm. Det spændingsområde, der dækkes af rampe-delen af impulsspændingen 114' fra rampe-på-impuls-generator-en 100, kan derfor reguleres ved at indstille den variable modstand 131. Fig. 2b viser impulsspændingen 114 fra udgangen i rampe--på-impuls-generatoren 100 til de to impulsbreddemodulatorer 73 og 81. I fig. 2 er forskellene mellem de på hinanden følgende vandrette intervaller fremhævet for at lette forklaringen.

Fig. 2b viser også savtandspændingen 69, som tilføres den første indgang i modulatoren 73, og den inverterede savtandspænding, som tilføres den første indgang i modulatoren 81. Fig. 2b viser forholdene mellem savtandspændingerne 69 og 70, impulsspændingen 114 og referencespændingen VR, idet den positive retning er opad i figuren. De i fig. 2b viste indbyrdes beliggenheder af rampe-på--impuls-spændingen 114, savtandspændingerne 69 og 70, og referencespændingen VR gælder for den betingelse, at de lodrette styrekobler--thyristorer udviser korrekt eller optimal overlapning eller samtidig ledende tilstand. Samtidighedstidsrummet er det tidsrum -omkring midtertidspunktet T2 i det lodrette skanderingsinterval, hvorunder hver rampe-på-impuls 114 skærer begge savtandspændinger 69 og 70.

Den i fig. 1 viste impulsbreddemodulator 73 består af en differentialforstærker, der omfatter transistorer 72 og 74. Emitter-elektroderne i transistorerne 72 og 74 er gennem en modstand 75 forbundet med arbejdsspændingen. Savtandspændingen 69' tilføres basiselektroden i transistoren 72, og impulsspændingen 114' til- 145399 9 føres basiselektroden i transistoren 74. Modulatoren 73 afgiver et udgangssignal fra kollektorelektroden i transistoren 74, når dennes basisspænding er mere negativ end basisspændingen i transistoren 72. Af fig. 2c vil det kunne ses, at de spændingsimpulser 31, der repræsenterer udgangssignalet fra transistoren 74 i modula-toren 73, optræder under de tidsrum, når impulserne 114 er mere negative end savtandspændingen 69.

På lignende måde består impulsbreddemodulatoren 81 af en differentialforstærker, der omfatter transistorer 80 og 82 og en fælles emitter-modstand 83. Modulatoren 81 frembringer et udgangssignal fra kollektorelektroden i transistoren 82 under de tidsrum, når momentanværdien af den i fig. 2b viste impulsspænding 114 er mere negativ end den inverterede savtandspænding 70, som tilføres basiselektroden i transistoren 80. Af fig. 2d kan det ved sammenligning med fig. 2b ses, at udgangsspændingsimpulsen 32 indtræder ved kollektorelektroden i transistoren 82 under de tidsrum, når impulserne 114 er mere negative end den inverterede savtandspænding 70.

Fig. 2e viser strømmen gennem den lodrette styrekobler i form af en thyristor 13 og den serieforbundne induktans 14. Under det vandrette tilbageløbsinterval optræder den vandrette tilbageløbsspænding 30 over anoden og katoden i thyristoren 13 i en retning svarende til fremadrettet strøm gennem thyristoren, Thyristoren 13 leder imidlertid ikke, før dens portelektrode modtager en portåbningsimpuls, således som vist ved 31 i fig. 2c. I det samme øjeblik bliver thyristoren 13 ledende, og den af sekundærviklingen 8b frembragte vandrette tilbageløbsspænding påtrykkes over den af induktansen 14 og kondensatoren 15 bestående seriekreds.

I induktansen 14 flyder strømimpulser 33 som reaktion på den tilførte spænding, og oplader kondensatoren 15 med en første polaritet .

Som det kan ses ved betragtning af de i fig. 2e viste strømimpulser 33, stiger strømmen gennem induktansen 14 ikke straks til sin maksimale værdi. Desuden fortsætter strøm at flyde gennem den seriekombination, der består af thyristoren 13, sekundærviklingen 8b, induktansen 14 og kondensatoren 15, efter afslutningen af portåbningsimpulsen 31 for styrekobleren, på grund af den i det magnetiske felt i induktansen 14 oplagrede energi og thyristorens ' 145399 10 karakteristik. Induktansen 14 afgiver al sin energi til kondensatoren 15 på resonant måde under og umiddelbart efter hver vandret tilbageløbsimpuls. Når den resonanskreds, der består af induktansen 14 og kondensatoren 15, søger at vende strømmen gennem thyristoren 13, bliver denne ikke-ledende og forhindrer yderligere strømgennemgang. Thyristoren 13 forbliver ikke-ledende, indtil den efterfølgende vandrette tilbageløbsimpuls ankommer samtidigt med en portåbningsimpuls.

På lignende måde vil de i fig. 2f viste strømimpulser 34 flyde gennem thyristoren 17, sekundærviklingen 8c og induktansen 16, og oplade kondensatoren 15 i den modsatte polaritet. Kondensatoren 15 aflades med afbøjningsstrømmen gennem den lodrette afbøjningsspole 18. Den spænding, som ved denne op- og afladning fremkommer over kondensatoren 15, er vist som bølgeformen 27 i fig. 2g. Den lodrette afbøjningsspole 18 integrerer spændingen over kondensatoren 15 på en sådan måde, at der fremkommer en i hovedsagen lineær savtandformet afbøjningsstrøm, der er vist som bølgeformen 86 i fig. 2h.

Afbøjningsstrømmen 86, der flyder gennem afbøjningsspolen 18 i afhængighed af spændingen over kondensatoren 15, flyder til jord gennem en strømfølemodstand 19, idet spændingen over denne svarer direkte til afbøjningsstrømmen med en målestoksfaktor, der afhænger af modstandsværdien af følemodstanden 19. Som følge heraf kan bølgeformen 86 i fig. 2h også tages som udtryk for spændingen over modstanden 19. Denne spænding føres gennem en modstand 49 i tilbagekobling til den inverterende indgang i fasedelingsdrivfor-stærkeren 48, og har en sådan polaritet, at den subtraheres fra den savtandspænding 45, som tilføres den ikke-inverterende indgang i drivforstærkeren 48 . Således repræsenterer udgangs-savtandspændingerne 69' og 70' fra drivforstærkeren 48 en forstærket fejlspænding i en amplitudestyrende negativ tilbagekoblingssløjfe.

Af fig. 2c vil det kunne indses, at portåbningsimpuls-érhe 31 for styrekoblerne optræder både før og efter midtertidspunktet T2 svarende til midten af den lodrette skandering. På lignende måde optræder nogle portåbningsimpulser 32 på tidspunkter før midtertidspunktet T2 for den lodrette skandering. Som nævnt gøres dette med henblik på at styrekobleren kan modtage et portåbningssignal på sådanne tidspunkter i det vandrette tilbageløbsinterval, hvor der kan udtages tilstrækkelig energi til at opret- 11 145399 holde den fornødne lodrette afbøjningskraft, og medfører at styrekoblerne leder i det mindste delvis på samme tid. Når begge styrekoblere er ledende, opstår der en cirkulationsstrøm gennem kobler--thyristorerne og induktanserne 14 og 16, så at der optræder en belastning med lav impedans over for sekundærviklingerne 8b og 8c.

Fagfolk på dette område vil kunne indse, at overlapningsreguleringsmodstanden 131, som regulerer spændingsområdet for rampe--på-impuls-spændingen 114, vil regulere skæringspunktet mellem savtand-fejlspændingerne 69 og 70 med lodret afbøjningstakt. Dette bevirker i sin tur en styring af varigheden af portåbningsimpulserne 31 og 32 til styrekoblerne og dermed varigheden af de tidsrum, hvorunder thyristorerne 13 og 17 er ledende. Det vil kunne indses, at den samtidigheds- eller overlapningsstyring, der er forklaret under henvisning til fig. 1, kan betragtes som en styring med åben sløjfe. En bestemt indstilling af overlapningsreguleringsmodstanden 131, som på ét tidspunkt medfører den optimale samtidighed, kan på et andet tidspunkt medføre en for lav eller en for høj samtidig-hedsgrad, på grund af ældning af komponenter og ændringer i arbejds-spændingen og temperaturen.

Nærværende opfindelse er realiseret i en samtidigheds-regulering med negativ tilbagekobling i lukket sløjfe, ved at der i stedet for den i fig. 1 viste blok 120, der indeholder modstandene 64 og 131, indsættes den i fig. 3 viste summerings- og signalbehandlingskreds, der som helhed er betegnet med 300. Denne i fig. 3 viste summerings- og signalbehandlingskreds 300 har til opgave at frembringe et fejlsignal svarende til den faktiske samtidigheds-tilstand i forhold til en ønsket samtidighedstilstand. Klemmerne A-F og VR på summerings- og signalbehandlingskredsen 300 er indrettet til at forbindes med de hertil svarende klemmer i fig. 1.

Ved betragtning af fig. 1, 2 og 3 vil det kunne ses, at klemmen F fører den tilbagekoblingsspænding 86, der optræder over strømfølemodstanden 19, til den ene ende af en modstand 316 i summerings- og signalbehandlingskredsen 300. På lignende måde forbinder klemmen D den inverterede styre-drivspænding 70 fra driv-forstærkeren 48 til den ene ende af en modstand 315. De modsatte ender af modstandene 315 og 316 er forbundet med hinanden, og danner udgangen i en summeringskreds 314.

145399

Fig. 5a viser en tilbagekoblingsspænding 86 som tilført klemmen F, og fig. 5b viser styrespændingen 70 som tilført klemmen D under ét lodret driftsinterval under en optimal samtidig-hedstilstand. Den gennemsnitlige værdi af tilbagekoblingsspændingen 86 er nul over et lodret interval, og gennemsnitsværdien af styrespændingen 70 er lig med referencespændingen VR. Spændingsudsvinget i den savtandformede tilbagekoblingsspænding 86 er lig med udsvinget af den savtandformede del af styrespændingen 70. Dette opnås ved udvælgelse af en passende værdi for strømkildemodstanden 106 og strømfølemodstanden 19, som kan være tilpasset efter impedansen i den vandrette afbøjningsspole. Værdien af modstanden 106 bestemmer amplituden af den vandrette rampe-på-impuls-spænding 114, og dermed amplituderne af spændingerne 69 og 70.

Dersom modstandene 315 og 316 har den samme modstandsværdi, vil gennemsnitsværdien af sum-sDændingen ved forbindelsen mellem modstandene 315 og 316 være nøjagtigt halvdelen af referencespændingen Va, dvs . V / 2.

Som vist i fig. 5c, vil de modsat rettede savtanddele af tilbagekoblingsspændingerne 86 og styrespændingen 70 ved udgangen fra summeringskredsen 314 ophæve hinanden, eller summeres, til en spænding 412, der er lig med halvdelen af referencespændingen VR, under det lodrette skanderingsinterval.

Det øvrige af summerings- og signalbehandlingskredsen 300, der omfatter en differentialforstærker 309, strømvekslere 307 og 308 under styring af en differentialforstærker 326, sammen med en strømspejlforstærker 310 (jfr. artiklen "Looking into current mirrors" i "Wireless World", oktober 1979), tilfører en strøm der er afledet af spændingen ved udgangen af summeringskredsen 314, til en integrationskondensator 324 i en polaritet, som skiftes midt i det lodrette skanderingsinterval og igen ved dettes afslutning. Kondensatoren 324 integrerer den omkoblede strøm til dannelse af en samtidigheds-fejlspænding på klemmen E, som varierer omkring en referenceværdi som funktion af sam-tidighedstilstanden. Klemmen E er gennem en modstand 322 forbundet med klemmen VR, og hvilespændingen på klemmen E vil være lig med den til klemmen VR tilførte referencespænding VR.

13 145399

Under den første halvdel af det lodrette skanderingsinterval sammenlignes udgangssignalet fra summeringskredsen 314 i en emitterkoblet differentialforstærker 309 med en referencespænding, der er lig med halvdelen af den til klemmen VR i fig. 1 tilførte referencespænding VR. Differentialforstærkeren 309 består af to transistorer 329 og 33Ό, hvis emitterelektroder er forbundet med hinanden og med en arbejdsspændingsforsyning B+ ved klemmen B gennem en modstand 319, idet deres basiselektroder er forbundet med udgangen i summeringskredsen 314 henholdsvis til et udtag mellem spændingsdelermodstandene 64' og 64", som er lige store og tilsammen lige store som modstanden 64 i fig. 1. Når samtidighedstil-standen er optimal, er udgangsspændingen fra summeringskredsen 314 lig med den halve referencespænding, nemlig VR/2, og kollekpor-strømmen i transistoren 329 er lig med kollektorstrømmen i transistoren 330.

Fig. 4 viser de i fig. 5 viste bølgeformer under utilstrækkelig overlapning. Under sådanne betingelser udviser den amplitudetilbagekoblingsspænding 486, der tilføres modstanden 316, som vist i fig. 4a en ikke-lineær del 487, der skyldes utilstrækkelig afbøjningsstrøm nær ved midten af skanderingen. Dette medfører i sin tur en amplitudefejl - eller styrespænding 470 - jfr. fig. 4b -hvis værdi over det lodrette skanderingsinterval er større end svarende til optimal samtidighed, og som yderligere er ikke-lineær nær ved midten af skanderingen på grund af den virkning der opstår ved at den amplituderegulerende tilbagekoblingssløjfe korrigerer for utilstrækkelig afbøjningsstrøm. Den ikke-lineære del 487 repræsenterer "crossover"-forvrængning, der kommer til udtryk som et ophold i den lodrette skandering, der som tidligere nævnt medfører en lysende vandret streg ved midten af skanderingen.

Under den første halvdel af det lodrette skanderingsinterval og under utilstrækkelig overlapning vil den sum-spænding, som fra summeringskredsen 314 tilføres differentialforstærkeren 309, være negativ i forhold til hvileværdien af VR/2, som vist ved spændingsbølgeformen 410 i fig. 4c. Som følge heraf vil transistoren 329 være mere ledende end transistoren 330, Under den anden halvdel af det lodrette skanderingsinterval vil sum-spændingen være mere positiv end referencespændingen VR/2, og transistoren 330 vil være mere ledende end transistoren 329,

Fig. 6a viser tilbagekoblingsspændingen 686 fra strømføle-modstanden 19 til klemmen 5 under for stor overlapning. Spændingen - 14 145399 686 er lineær gennem midten af skanderingsintervallet, og har en større værdi end svarende til optimal overlapning, på grund af det forøgede afbøjningsdrivsignal, der er tilgængeligt fra de lodrette styrekbblere, dvs. thyristorerne 13 og 17. Værdien af hertil svar-ende i fig. 6b viste amplitude-eller styrespænding 670 formindskes i sammenligning med hvad der gælder ved optimal overlapning, og er således et udtryk for at amplitudetilbagekoblingen kompenserer for det forøgede afbøjningsdrivsignal. Ved for stor overlapning er under den første halvdel af den lodrette skandering den i fig. 6c viste sum-spænding 414 mere positiv end den halve referencespænding V„/2, og holder transistoren 329 mindre ledende end transistoren 330. Omvendt er under den anden halvdel af det lodrette skanderingsinterval sum-spændingen 414 negativ i forhold til den halve referencespænding, og transistoren 329 mere ledende end transistoren 330.

Kollektorstrømmen i transistoren 329 føres til indgangspunktet 358 i strømveksleren 307, og kollektorstrømmen i transistoren 330 føres til indgangspunktet 350 i strømveksleren 308. Strømvekslerne 307 og 308 gengiver de strømme, som føres til deres indgangspunkter, på udgangsledninger 360 eller 362 henholdsvis 348 eller 349, under styring af differentialforstærkeren 326.

Differentialforstærkeren 326 består af emitterkoblede transistorer 327 og 328 og en modstand 318, der forbinder deres emitterelektroder med arbejdsspændingen ved klemmen B. Basiselektroden i transistoren 328 er forbundet med klemmen VR og holdes på referencespændingen VR. Differentialforstærkeren 326 antager den ene af to tilstande under styring af savtandspændingen 45 med lodret afbøjningstakt, som tilføres klemmen A fra den i fig. 1 viste lodrette oscillator og savtandgenerator 20, Under den første halvdel af det lodrette skanderingsinterval er savtandspændingen 45 positiv i forhold til referencespændingen VR og holder transistoren 327 ikke-ledende og transistoren 328 ledende. Under den anden halvdel af det lodrette skanderingsinterval er savtandspændingen mere negativ end referencespændingen V^, og transistoren 327 holdes ledende og transistoren 328 ikke-ledende.

Strømveksleren 308 omfatter to transistorer 339 og 342, hvis basiselektroder er forbundet med indgangspunktet 350. Transistorerne 339 og 342 har diodeforbundne transistorer 340 henholdsvis 341, som er forbundet i parallel med og polariseret i samme retning som deres basis-emitter-strækninger. Emitterforbindelsespunktet 354 for transistorerne 339 og 340 er gennem de serieforbundne dioder 346 15 145399 og 347 forbundet med jord ved den fælles klemme C, og de med hinanden forbundne emitterelektroder i transistorerne 341 og 342 et forbundet med klemmen C gennem kollektor-emitter-strækningen i transistoren 343, hvis basiselektrode udgør skiftestyreindgangen 352 for strømveksleren 308. Kollektorelektroden i transistoren 327 er forbundet med skiftestyreindgangen 352.

Under den første halvdel af det lodrette skanderingsinterval er transistoren 327 ikke-ledende, og transistoren 343 er derfor ledende. En strøm, der tilføres indgangspunktet 350 i strømveksleren 308 fra kollektorelektroden i transistoren 330, vil hæve spændingen ved indgangspunktot 350 til 3 x Vbe forspænde dioderne 340, 346 og 347 på sin vej til jord, og vil på kendt måde gengive indgangspunktstrømmen i kollektorelektroden i transistoren 339, som er forbundet med udgangsledningen 349 i strømveksleren 308. Under den anden halvdel af det lodrette skanderingsinterval leder transistoren 327, hvorved den mætter transistoren 343 og tilvejebringer en foretrukken strømvej til jord gennem dioden 341 for den til indgangspunktet 350 tilførte strøm, og gengiver derved indgangsstrømmen i udgangsledningen 348 ved kollektorelektroden i transistoren 342. Når transistoren 343 er mættet, er spændingen ved indgangspunktet 350 omtrent 1 x Vbe/ så at dioderne 340, 346 og 347 holdes ikke-ledende på grund af utilstrækkelig fremadrettet forspænding.

På tilsvarende måde er kollektorelektroden i transistoren 328 forbundet med skiftestyreindgangen for strømveksleren 307. Når transistoren 328 er ledende under den første halvdel af det lodrette skanderingsinterval, vil den strøm, der tilføres indgangspunktet 358 i strømveksleren 307, blive gengivet på udgangsledningen 360, og under den anden halvdel af det lodrette skanderingsinterval vil strømmen blive gengivet på udgangsledningen 362. Det bør bemærkes, at emitterforbindelsespunktet 356 ved den ikke-jordede ende af seriedio-derækken 344 og 345 i strømveksleren 307 kan forbindes med emitterforbindelsespunktet 354 i strømveksleren 308, og i så fald kan dioderækken 344 og 345 udelades. Ved denne alternative anordning holdes de kombinerede emitterforbindelsespunkter 354 og 365 ved 2 x V^, og omskiftningen foregår på den beskrevne måde. Når dioden 340 er ledende mens transistoren 343 er ledende, skyldes dette snarere at basis--emitter-strækningen har modsat forspænding, end at den fremadrettede forspænding er utrilstrækkelig.

16 145390 S'trømvekslernes udgangs ledninger 348 og 360 er direkte forbundet med udgangsklemmen E, og udgangsledningerne 349 og 362 er forbundet med udgangsklemmen E gennem strømspejlforstærkeren 310. Strøm, der tilføres samlingen mellem kollektorelektroden i transistoren 331 og basiselektroden i transistoren 333 i strømspejlforstærkeren 310, formindsker basisspændingen i transistoren 333, indtil ledning fra kollektor til emitter i transistoren 333 gennem den diodekoblede transistor 332, der er forbundet over basis-emitter-strækningen i transistoren 331, bringer strømmen i transistoren 331 til at være lig med den tilførte strøm.

Under den første halvdel af det lodrette skanderingsinterval gengives kollektorstrømmen i transistoren 330 af strøm-veksleren 308, og igen af strømspejlforstærkeren 310 på ledningen 366. Kollektorstrømmen i transistoren 329 gengives af strømveksleren 307 på ledningen 360. Under optimale samtidighedsbe-tingelser og når ko1lektorstrømmene i transistorerne 329 og 330 er lige store, vil den strøm i ledningen 366, der søger at forøge ladningen i integrationskondensatoren 324 og spændingen ved udgangsklemmen E, svare nøjagtigt til udladningen gennem ledningen 360, således som det fremgår af sum-strømbølgeformen 422 i fig. 5d. Som følge heraf forbliver spændingen på integrationskondensatoren 324 og ved udgangsklemmen E på den nominelle værdi V„, som vist ved spændingen 432 i fig. 5e. Når overlapningen er utilstrækkelig, leder transistoren 329 kraftigere end transistoren 330, og som følge heraf overstiger afladestrømmen på ledningen 360 ladestrømmen nå ledningen 366, som vist ved 420 i fig. 4d, og den i fig. 4e viste integrerede fejl- eller styrespænding 430 ved klemmen E bliver mere negativ. Omvendt, når der er for stor overlapning, leder transistoren 330 kraftigere end transistoren 329, og den i fig. 6d viste nettoladestrøm 424 medfører en stigning i fejl- eller styrespændingen ved klemmen E, som vist ved 343 i fig. 6e.

Under den anden halvdel af det lodrette skanderingsinterval gengives kollektorstrømmen i transistoren 330 af strømveksleren 308 på udgangsledningen 348, og repræsenterer en afladestrøm for integrationskondensatoren 324. Kollektorstrømmen i transistoren 329 gengives af strømveksleren 307 og strømspejlforstærkeren 310, og oplader kondensatoren 324. Som før er oplade- og aflade- 17 145399 strømmene i kondensatoren 324 lige store under optimal overlapning, og fejl- eller styrespændingen forbliver ved værdien VR.

Når overlapningen er utilstrækkelig, overstiges den fra transistoren 329 kommende opladestrøm af den der kommer fra transistoren 330, så at fejl- eller styrespændingen holdes negativ. Når der er for stor overlapning, dominerer opladestrømmen fra transistoren 329, og fejl- eller styrespændingen stiger. Som følge heraf er fejl- eller styrespændingen positiv eller negativ i forhold til en referencespænding, når overlapningen er for stor henholdsvis utilstrækkelig.

Fejl- eller styrespændingen føres fra klemmen E i summerings- og signalbehandlingskredsen 300 til den i fig. i viste modstand 130, og slutter derved den negative tilbagekoblings-sløjfe for overlapningsreguleringen. En vandring af fejl- og styrespændingen i positiv retning fra den nominelle værdi vil medføre den samme virkning som en forøgelse i modstandsværdien af overlapningsreguleringsmodstanden 131, og en negativt rettet vandring fra den nominelle værdi efterligner en formindskelse i modstanden 131's modstandsværdi. Ændringerne er polrettet på en sådan måde, at når tilbagekoblingssløjfen er sluttet, vil afvigelser i den faktiske overlapning fra den til den nominelle fejlspænding svarende samtidighed være tilbøjelige til at blive formindsket.

Modstanden 130 vælges med en sådan modstandsværdi i en tilstand af åben tilbagekoblingssløjfe, at den optimale overlapning indtræder når fejl- eller styrespændingen er lig med referencespændingen V . Dette bidrager til at undgå fejl i tilbage-koblingen, såsom at sløjfen "hænger sig op".

Som vist i fig. 1, er klemmen P forbundet med forbindelsespunktet mellem modstanden 130 og kollektorelektroden i transistoren 107. Klemmen P er indrettet til at forbindes med et udtag på en ikke vist spændingsdeler mellem arbejdsspændingskilden og jord. Ved at vælge passende impedanser og spændinger for spæn-dingsdeleren bliver det muligt at tilføre rampe-på-impuls-genera-toren 100 en strøm, der medfører en lille ændring af virkningen af spændingen ved klemmen E på overlapningen. Dette giver i sin tur et vist herredømme over sideværts eller øst-vest pudedannelse, idet en forøget overlapning bevirker en større belastning af 18 145399 den vandrette afbøjningskreds og en formindskelse af det vandrette afbøjningsudsving.

Fagfolk på dette område vil kunne udøve opfindelsen på andre måder end hvad der her er vist og forklaret. Det bemærkes især, at opfindelsen kan udøves med en koblerstyret lodret afbøjningskreds af lignende art som vist i fig. 1, hvori tilbagekoblingssløjfen til regulering af amplituden er åbnet ved at afbryde tilbagekoblingen fra modstanden 19 til fasedelingsdrivforstærkeren 48, f.eks. ved at fjerne modstanden 49. I en sådan anordning er udgangssignalet fra drivforstærkeren 48 en lineær gengivelse af savtandspændingen 45, og den koblerstyrede lodrette afbøjningskreds udviser en åben sløjfe, hvad amplitudereguleringen angår.

I den i fig’. 3 viste summerings- og signalbehandlingskreds 300 og i de i fig. 1 viste tilbagekoblingsforbindelsesorganer har følgende komponentværdier vist sig at kunne anvendes med den ønskede virkning:

Modstande ohm 322 2200 64', 64", 315, 316 4700 319 6800 .318 10.000 130 22.000

Kondensatorer pF

324 47 volt arbejdsspændingsforsyning +24

Claims (6)

19 U5399 Patentkrav.

1. Overlapningsreguleringskreds for et lodret udgangstrin med to aktive udgangsorganer til at drive et fjernsynsbil-ledrør, af den art der omfatter a) en signalkilde (20?20,48) til af afgive et periodisk savtandsignal (45) med en til den lodrette afbøjningstakt svarende frekvens, samt b) lodrette afbøjningsorganer (8,13,17,48,73,81,100) til i afhængighed af savtandsignalet (45) at tilføre successivt mindre og mindre dele af energien i et vandret afbøjningsdrivsignal under et første interval i det lodrette afbøjningstidsrum gennem det ene udgangsorgan og successivt større og større dele af energien i det vandrette afbøjningsdrivsignal gennem det andet udgangsorgan under et andet interval i det lodrette afbøjningstidsrum til en lodret afbøjningsspole (18) for at frembringe en savtandstrøm med en til den lodrette afbøjningstakt svarende frekvens gennem spolen, idet overlapningen består i at de to aktive udgangsorganer er.ledende samtidigt, kendetegnet ved, c) signalbehandlingsorganer (307,308,309,310,315,316,326) til i afhængighed af varigheden af den del af det første interval af den lodrette afbøjningsperiode, der er samtidig med det andet interval af. den lodrette afbøjningsperiode, at frembringe ved en udgangsklemme et første fejlsignal med information om overlapningens størrelse i forhold til en forud indstillet værdi, samt - d) fejlsignaloverføringsorganer (324,E) til at overføre det første fejlsignal til de lodrette afbøjningsorganer for derved at formindske forskellen mellem den faktiske og den forud indstillede overlapning.

2. Reguleringskreds ifølge krav 1, kendetegnet ved, at signalbehandlingsorganerne er indrettet til at frembringe det første fejlsignal ved sammenligning af et første signal, der er proportionalt med savtandstrømmen med lodret afbøjningsfrekvens, med savtandsignalet med lodret afbøjningsfrekvens.

3. Reguleringskreds ifølge krav 2, kendetegnet ved 20 145399 a) at det nævnte første signal frembringes af strømføleorganer (19), der er forbundet med den lodrette afbøjningsspole (18) for derved at frembringe et tilbagekoblingssignal fra spolen, idet b) signalkilden for det periodiske savtandsiganl med lodret afbøjningsfrekvens (20;20,48) omfatter en fejlforstærker (48), hvis første indgang er indrettet til at modtage indgangssignaler (45) med lodret afbøjningsfrekvens, og hvis anden indgang er indrettet til at modtage tilbagekoblingssignalet fra spolen og til i afhængighed heraf at frembringe savtandsignalet med lodret afbøjningsfrekvens som en styrende amplitudefejlspænding i en amplituderegulerende tilbagekoblingssløjfe.

4. Reguleringskreds ifølge krav 3, kendetegnet ved, at strømføleorganerne (19+) indeholder en modstand (19), der er forbundet i serie med afbøjningsspolen (18).

5. Reguleringskreds ifølge krav 1-3, kendetegnet ved, at summerings- og signalbehandlingsorganerne (307, 308,309,310,315,316,326) omfatter a) summeringsorganer (315,316), hvis første indgang er forbundet med den lodrette afbøjningsspole (18) og hvis anden indgang er forbundet med signalkilden (20) for periodiske savtandsignaler med lodret afbøjningsfrekvens, og som i afhængighed af savtandstrømmen med den lodrefte afbøjningsfrekvens og de nævnte savtandsignaler med lodret afbøjningsfrekvens herfra frembringer et sum-signal, b) frembringelses- og vekslingsorganer (307,308,309,310,326) for styrestrøm, hvilke organer er forbundet med summeringsorganerne (315,316) og med signalkilden (20) og indrettet til at frembringe det første fejlsignal i afhængighed af sum-signalet og til at tilføre det første fejlsignal til udgangsklemmen i en polaritet, der veksler under det lodrette afbøjningstidsrum, idet c) fejlsignaloverføringsorganerne (324,E) yderligere omfatter integrationsorganer (324) til at integrere det vekslede første fejlsignal til dannelse af en styrespænding og til at tilføre det integrerede første fejlsignal til de lodrette afbøjningsorganer. 21 145399

6. Reguleringskreds ifølge krav 5, kendetegnet ved, a) at sununeringsorganerne omfatter en første (315) og en anden (316) modstand, som er forbundet i serie mellem signalkilden (20) for periodisk savtandsignal med lodret afbøjningsfrekvens og den lodrette afbøjningsspole (18), som danner sum-signalet ved forbindelsespunktet mellem den første og den anden modstand, ..... b) at organerne til frembringelse og veksling af styrestrømmen omfatter en differentialforstærker (309) med en indgang, der er forbundet med det nævnte forbindelsespunkt mellem den første og den anden modstand, idet differentialforstærkeren er indrettet til i afhængighed af sum-signalet at frembringe en første og en anden styrestrøm ved en første henholdsvis anden udgang, c) en første strømveksler (307), hvis strømindgangsklemme (358) er forbundet med differentialforstærkerens (309) første udgang, og som gengiver den første styrestrøm i den ene af en første (360) og en anden (362) udgangsklemme for gengiven strøm og omfatter en koblerstyret indgang, og en anden strømveksler (308), hvis strømindgangsklemme (350) er forbundet med differentialforstærkerens (309) anden udgang, og som gengiver den anden styrestrøm i den ene af en første (349) og en anden (348) udgangsklemme for gengiven strøm og omfatter en koblerstyret indgang, d) organer til at overføre den første (360) gengivne udgangsstrøm fra den første strømveksler (307) sammen med den anden gengivne udgangsstrøm (348) fra den anden strømveksler (308) til udgangsklemmen (E) i summerings- og signalbehandlingsorganerne, og til at overføre den første gengivne udgangsstrøm (349) fra den anden strømveksler (308) sammen med den anden gengivne udgangsstrøm (362) fra den første strømveksler (307) og med omvendt polaritet til udgangsklemmen (E) i summerings- og signalbehandlingsorganerne, samt e) skiftestyreorganer (326), der er forbundet med signalkilden (20) for periodiske signaler (45) med lodret afbøjningsfrekvens og med skiftestyreindgangene i den første (307) og den anden (308) strømveksler, og indrettet til i afhængighed af de periodiske strømme med lodret afbøjningsfrekvens at veksle udgangene