NO770325L - Anordning til styring av overlapning i et fjernsynskineskop. - Google Patents

Description

Anordning til styring av overlapning

i et fjernsynskineskop.

Foreliggende oppfinnelse angår vertikale avbøynings-kretser for kineskoper, og særlig anordninger til kontroll med kryssforvrengningen. Vertikal kryssforvrengning viser seg på et fjernsynskineskop eller billedrør som en horisontal hvit stripe tvers over midten av rasteret. Kryssforvrengning skyldes ulinearitet i sagtannbølgeformen for den vertikale avbøyning. Kryssforvrengning viser seg særlig merkbart i vertikale avbøyningsmidler med to aktive utgangsanordninger som leder avvekslende under det vertikale sveipeintervall. Kryssforvrengningen oppstår i det område der den annen aktive • utgangsanordning overtar belastningen fra den første aktive utgangsanordning nær null avbøyningsstrøm. Avbøyningsmidlene som har to aktive utgangsanordninger, innbefatter vanlig klasse 2B forsterkere, klasse 2D forsterkere og omkoplende vertikaleaavbøyningsanordninger. Et eksempel pa dette finnes i britisk ansøkning nr. 07161/75.

Den underliggende årsak til forvrengning av avbøynings-strømmen ved krysning er forskjellige i de tre ssystemer som er nevnt ovenfor. I klasse 2B-systemet opptrer kryssforvrengningen på grunn av den ulinære transduktans (basis-emitter-spenning/kollektorens strømoverførende funksjon)for utgangs-trasistorene når arbeidspunktet for kollektorstrømmer nærmere seg null. Kryssforvrengning i klasse B-systemet kan i alminne-lighet reduseres til et akseptabelt nivå ved å sørge for en bestemt minimumsstrøm (tomgangsstrøm) gjennom utgangstransis-torene sammen med degenerativ amplitude avhengig av tilbakekopling rundt forsterkeren. Ved vertikal avbøyning i klasse D-systemet der firkantbølgeformede spenningspulser med konstant amplitude og varierende tjenestesyklus påtrykkes den vertikale avbøyningsvikling skyldes kryssforvrengningen det bestemte spenningsfall over diodene som utgjør en del av utgangsvenderne. Kryssforvrengningen i klasse D-systemer kan reduseres ved passende impedanstransformasjon eller reversert ledning for ut-gangsvendertransistorene som beskrevet i U.S. patent 3.939.380.

I et vertikalt avbøyningssystem som arbeider etter venderprinsippet, som beskrevet i den tidligere nevnte an-søkning, skyldes kryssf orvrengningen formen på tilbak.eløps-pulsene i det horisontale avbøyningssystem. Det vertikale av-bøyningssystem etter venderprinsippet tar sin energi direkte fra de horisontale tilbakeløpspulser. Tilbakeløpspulsene blir portstyrt og strømpulser som avledes fra disse og har amplitude og polaritet som varierer med den vertikale hastighet, be-nyttes til å lade en kapasitans. En vertikal avbøyningsvikling er koplet over kapasitansen, og kapasitansens utladningsstrøm gjennom avbøyningsviklingen er den sagtannformede vertikale avbøyningsstrøm.

Styring av de to motsatt polede strømpulser hvorav

den sagtannformede avbøyningsstrøm er avledet, fra det vertikale avbøyningssystem etter venderprinsippet, foregår ved hjelp av en tyristorvender for hver strømpolaritet. Under den første del av sveipeintervallet for den vertikale avbøyning blir en første tyristorvender portstyrt til ledning på et tidspunkt som blir stadig økende forsinket i forhold til de forreste flanker av de horisontale tilbakeløpspulser. Under den første halvdel av det vertikale sveipeinteryall fører dette til påtrykning av strømpulser med avtagende verdi og en første polaritet på sagtannkapasitansen. Under den annen halvdel av det vertikale sveipeintervall portstyres ikke den første -tyri-stor, men den annen tyristorport styres slik at den leder ved et tidspunkt under tilbakeløpsintervallet som blir progressivt fremskutt i løpet av resten av sveipeintervallet, og dette fører til at strømpulser med økende verdi påtrykkes sagtannkapasitansen, og resultatet er den sagtannformede avbøynings-strøm.

Da den vertikale avbøyningsstrøm i den vertikale av-bøyningskrets som arbeider etter venderprinsippet er avledet ved tidsavhengig portstyring direkte fra den horisontale tilbakeløpspuls, vil tidsavhengige variasjoner i amplituden for den horisontale tilbakeløpspuls skape ulinearitet i den avledede strøm. Særlig nær midten av den vertikale sveiping, når den første vender portstyres slik at den leder, nær enden av det horisontale tilbakeløpsintervall for å danne en kort-varig strømpuls som representerer en lav gjennomsnitlig av-bøyningsstrøm, vil den lille verdi av den sinusformede horisontale tilbakeløpsspenningspuls nær enden av tilbakeløps-intervallet, føre til en portstyrt strømpuls med en upropor-sjonelt liten verdi. Av denne grunn kan den vertikale avbøy-ningsstrøm nær midten av det vertikale sveipeintervall bli null for tidlig og føre til at kryssforvrengningen viser seg som en klar, hvit linje i rasteret.

Kryssforvrengningen i en vertikal avbøyningskrets etter venderprinsippet kan ikke utliknes ved amplitudeavhengig degenerativ tilbakekopling fordi de bakre flanker av de horisontale tilbakeløpspulser inneholder utilstrekkelig energi til at-de kan gi den gjennomsnitlige effekt det er behov for. For å overvinne dette problem blir tidspunktet i det horisontale tilbakeløpsintervall da de første og andre vendere portstyres slik at de blir ledende, nær midten av det vertikale sveipeintervall i tidligere kjente løsninger, beveget til et punkt der den horisontale tilbakeløpspuls inneholder ubetydelig energi. Dette resulterer i en "overlappende" drift rundt midten av frem-løpet da den annen vender portstyres til ledning under de horisontale tilbakeløpsintervaller før midten av det vertikale sveipeintervall og den første vender slutter å lede på et tidspunkt som ligger etter midten av det vertikale sveipeintervall. Denne overlappende drift øker den energi som står til rådighet i en vertikal avbøyningskrets etter venderprinsippet nær midten av den vertikale sveiping. Denne overlappende drift av venderne tjener til å utlikne ikke-ideell bølgeform av den horisontale tilbakeløpsspenningspuls slik at man får lineær strømdrift over midtpartiet av den vertikale sveiping.

Overlapping av ledeperiodene for de første og andre vendere ut over den verdi som er nødvendig for å gjøre kryssforvrengningen ubetydelig, fører til for høyt kraftforbruk og kan resultere i at den horisontale avbøyningskrets slutter å virke fordi den overlappende ledning skaper en stor sirkulerende strøm gjennom den vertikale avbøyningskrets og utgjør en kortsluttet ekvivalentbelastning på den horisontale avbøynings-krets. JJ.ustering av overlapningene mellom ledetidene for de vertikale styrevendere slik at man oppnår opptimal samtidighet, blir i den tidligere nevnte ansøkning manuelt stilt inn på forhånd for lineær avbøyning uten for stort energiforbruk.

En styrekrets for den overlappende ledning i utgangs-trinnene for vertikal avbøyning etter venderprinsippet innbefatter i henhold til en utførelsesform for oppfinnelsen, et horisontalt avbøyningssystem, en sagtanngenerator for den vertikale frekvens og en vertikal avbøyningsvikling. De vertikale avbøyningsmidler som er koplet til det horisontale av-bøyningssystem, sagtanngeneratoren og den vertikale avbøynings-vikling overfører suksessivt mindre deler av energien i driv-signalét for den horisontale avbøyning til den vertikale av-bøyningsvikling under den første del av den vertikale avbøy-ningsperiode og suksessivt større deler av energien av det drivende horisontale avbøyningssignal under den annen del av den vertikale avbøyningsperiode. Den på forhånd bestemte samtidighet eller tidsoverlapning. mellom de første og andre perioder er nødvendig for den beste drift av systemet. Den anordning til styring av overlapningen innbefatter summerende og signalbehandlende anordninger som frembringer et. feilsignal til angivelse av samtidigheten mellom de første og andre deler av den vertikale avbøyningsperiode,og koplingsmidler som kopler feilsignalét til den første anordning, og som arbeider med degenerativ tilbakekopling for å redusere forskjellen mellom samtidigheten og den på forhånd bestemte samtidighet.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvis-ning til tegningene der: Fig. 1 viser en del av en fjernsynsmottaker delvis i blokkform og delvis som koplingsskjema, der det anvendes et vertikalt avbøyningssystem etter venderprinsippet i henhold til den tidligere nevnte patentansøkning, og figuren viser plaseringen av de forbindelser man må ha for tilføyelse av en styrekrets for den ledende overlapning i henhold til oppfinnelsen,

fig. 2a-2h viser bølgeformer for spenning og strøm

i forskjellige punkter i kretsen på fig. 1 nær midtpartiet av et vertikalt sveipeintervall,

fig. 3 viser en utførelsesform for styrekretsen for den overlappende ledning utført med en krets for summering og signalbehandling og

fig. 4, 5 og 6 viser noen av spenningsbølgeformene

på fig. 1 og 2 over' et helt vertikalt sveiseintervall sammen med bølgeformer for spenning og strøm frembrakt i kretsen for summering og signalbehandling på fig. 3 under forskjellige arbeidsbetingelser for kretsen.

Fig. 1 viser en vertikal avbøyningskrets etter venderprinsippet beregnet til bruk i en fjernsynsmottaker. Horisontale synkpulser 5 fra eh ikke vist synkseparator.er koplet til en inngangsklemme 6 for en horisontal avbøyningsgenerator 7. Den horisontale avbøyningsgenerator 7 -kan være av en hvilken som helst type for tilførsel av horisontal avbøyningsstrøm til den horisontale avbøyningsvikling 11 montert ved et katode-strålerør 10, og generatoren skal også avgi pulser med horisontal hastighet for forskjellige funksjoner inne i en fjernsynsmottaker. En primærvikling 8a i en horisontal utgangstransfor-mator 8 får energi fra generatoren 7.

På sekundærsiden av transformatoren 8 er det seriekoplet en vertikal vendertyristor til styring eller SCR 13, mens en sekundærvikling 8b avgir horisontale tilbakeløpspulser vist som 30', en induktans 14, en induktans 16, en ytterligere sekundærvikling 8c som gir horisontale tilbakeløpspulser og en ytterligere vertikal styrende vendertyristor 17. På fig. 2a kan man se en gjengivelse av de horisontale tilbakeløpsspennings-pulser 30 som opptrer ved de forskjellige s.ekundærviklinger i transformatoren 8. Spenningene som er gjengitt på fig. 1, tilsvarer spenningene på fig. 2 og har de samme henvisningstall, men er merket. Katoden i tyristoren 17 er koplet til jord. Induktansen 14 er koplet gjennom tyristoren 13 til induktansen 16, og begge er koplet gjennom en kapasitans 15 til jord og også gjennom en vertikal avbøyningsvikling 18 og en strøm-prøvende tilbakekoplingsmotstand 19 til jord.

Øverst til venstre på fig. 1 er synkroniseringspulser med vertikal avbøyningshastighet gjengitt som pulsen 21, og den er avledet fra den ikke viste synksignalseparator og er koplet til en inngangsklemme 22 for en vertikal sagtanngenerator 20. Den vertikale sagtanngenerator 20 frembringer ved sin utgang en gjentatt sagtannspenning med vertikal hastighet, vist som bølgeformen 45 i synkronisme med de vertikale synkroniseringspulser 21.

Sagtannspenningen ved den vertikale frekvens, fra utgangen av den vertikale sagtanngenerator 20,påtrykkes gjennom en motstand 46 til den ikke omvendende inngang for en forsterker 47. Til den ikke omvendende inngang for forsterkeren 47 føres det også, gjennom en motstand.62, en referanselike-spenning VRsom fåes fra en spenningsdeler bestående av mot-stander 63 og 64 koplet fra arbeidsspenningskilden B+ til jord. Forsterkningsgraden i forsterkeren 47 skapes ved negativ tilbakekopling fra forsterkerens utgang til dens omvendende inngang ved hjelp av en motstand 59.

Utgangen fra forsterkeren 4 7 er koplet til den omvendende inngang for en omvendende forsterker 6 6 gjennom en motstand 67. Forsterkningsgraden for forsterkeren 66 holdes på

én ved hjelp av en degenerativ tilbakekoplingsmotstand 68 som er koplet fra utgangen for forsterkeren 6 6 til den omvendende inngang. Referansespenningen VRpåtrykkes også den ikke omvendende inngang for forsterkeren 66 ved hjelp av en motstand 65. Den omvendende forsterker 66 sammen med forsterkeren 4 7 utgjør en fasedelende drivforsterker 48 for de kraftstyrende trinn i et vertikalt avbøyningssystem som arbeider etter venderprinsippet .

Utgangen fra forsterkeren 47 påtrykkes først inn-gangen for en modulator 73 som bestemmer pulsbredden ved toppen av sveipingen. Utgangen fra den omvendende forsterker 6 6 påtrykkes en første inngang i en modulator 81 som bestemmer pulsbredden ved bunnen av sveipingen. Pulsbreddemodulatorene 73

og 81 har innganger som tilføres pulser med horisontal hastighet og avgir pulser til portstyring av venderne ved amplitude-sammenlikning av signalene som påtrykkes ved deres første og andre innganger. Portstyrepulsene for venderne, frembrakt av

pulsbreddemodulatorene 73 og 81 representeres av. spenningene 31' og 32' og påtrykkes portene for de styrte vendertyristorer 13 og 17 gjennom emitterfølgere som er generelt betegnet som 87 og 94.

Nær midten av fig. 1 finnes det en rampe-på-puls generator 100. En transistor 105 ved en inngang for generatoren 100 har forspenning påtrykket sin basis fra en motstand 104. Forspenningen holder transistoren 105 normalt rettet. Transistoren 105 blir periodisk gjort ikke-ledende av horisontale tilbakeløpspulser som induseres i transformatorens sekundærvikling, 8d og som føres tilbbasis i transistoren 105 av den omvendende forsterker 103 og en spenningsdeler bestående av motstandene 101 og 102. Transistoren har sin ledebane mellom kollektor og emitter koplet over basis-emitter-punktet for en transistor 107. Når transistoren 105 er mettet, blir transistoren 107 ikke-ledende på grunn av manglende basis-emitter-forspenning. Emitteren i transistoren 107 er koplet til jord og kollektoren er koplet til arbeidsspenningskilden ved hjelp av en belastningsmotstand 108. Transistoren 107 er koplet i en Miller tilbakekoplingsanordning innbefattende en kapasitans 109 og en motstand 111 som er seriekoplet i den nevnte orden mellom kollektor og basis. Basis i transistoren 107 er også koplet til arbeidsspenningskilden ved hjelp av en motstand 106.

Når transistoren 105 er mettet, vil så godt som all strøm som flyter i motstanden 106 flyte direkte til jord gjennom kollektor til emitterbanen for transistoren 105. Da transistoren 107 derved gjøres ikke-ledende vil dens kollektor-spenningsstige til en spenning som er fastlagt av en spenningsdeler , innbefattende belastningsmotstanden 108 og seriekombinasjonen av en motstand 130 og en variabel motstand 131 som er koplet mellom kollektoren i transistoren 107 og jord. Kollektorspenningen for transistoren 107 er koplet til de andre innganger for pulsbreddemodulatorene 73 og 81 ved hjelp av en emitterfølgende transistor 112 og tilhørende emittermotstand 113.

Når transistoren 107 er ikke-ledende, lades kapasitansen 109 til den spenning som hersker ved kollektoren i transistoren 107, gjennom en diode 110 koplet mellom jord og

koplingspunktet mellom kapasitansen 109 og motstanden 111.

I det øyeblikk transistoren 105 gjøres ikke-ledende vil strøm-men som flyter i motstanden 106 søke å bringe transistoren 107 til å'lede. Når transistoren 107 leder, reduseres kollek-torpotensialet for transistoren 107 og kopler en negativ spenning gjennom kapasitansen 109 som derved sperrer dioden 110

og bevirker at stort sett all strøm som flyter i motstanden 106 og som ikke er nødvendig for å holde transistoren 107 ledende, flyter videre til motstanden 111. Dette utlader kapasitansen 109 og -fører til et fall i sagtannspenningen ved kollektoren for transistoren 107 under det horisontale tilbakeløps-intervall. Dette ekstra spenningsfall som skyldes at strøm flyter gjennom motstanden 111 bevirker at.sagtannformens kollek-torspenning blir overlagret på en pulsspenning som representerer bølgeformen 114'.

Ved enden av det horisontale tilbakeløpsintervall

vil de omvendte horisontale tilbakeløpspulser som frembringes av transistorens sekundærvikling 8d ikke lenger motsatt forspenne basis-emitter i transistoren 105, og transistoren 105 blir igjen mettet. Kollektorspenningen for transistoren 107

går tilbake til den verdi som er fastlagt av spenningsdé&ere bestående av motstandene 108, 130 og 131.

Strømmen gjennom motstanden 106 er stort sett konstant under det horisontale tilbakeløpsintervall. Den forskyvning av pulsspenningen som frembringes fra motstanden 111 vil derfor også være stort sett konstant fordi strømmen som flyter fra motstanden 106 til basis i transistoren 107 er ubetydelig. Steilheten på rampespenningen som er overlagret på pulsen fastlegges av utladningsstrømmen gjennom kapasitansen 109 som sr den samme konstantesstrøm som flyter i motstanden 111. Den spenning som rampedelen av rampe-på-pulsutgangen 114' fra generatoren 100 bestemmer området av kan derfor reguleres ved justering av motstanden 131. Fig. 2b viser spenningspulser 114 som er koplet fra utgangen for rampe-på-pulsgeneratoren 100

til de to pulsbreddemodulatorer 73 og 81. På fig. 2 er forskjellen mellom på hverandre følgende horisontale intervaller fremhevet for å lette forklaringen.

Fig. 2b viser også sagtannspenningen 69 som påtrykkes den første inngang for modulatoren 73 og omvendt sagtannen 70

som påtrykkes den første inngang for modulatoren 81. På fig.

2b er forholdet mellom sagtannspenningene 6 9 og 70, pulsen 114 og referansespenningen V_. vist med deres innbyrdes stillinger med økende positive spenninger mot toppen av figuren. De rela-tive spenninger eller stillinger av rampe-på-puls 114, sagtannspenningene 69 og 70 og referansespenningen som vist på

fig. 2b, gjelder tilstanden da det er riktig eller optimal overlapning eller samtidig ledning gjennom de vertikale styrende vendertyristorer. Perioden med samtidighet er den periode til om sentrumstiden T2for det vertikale sveipeintervall i løpet av hvilket hver rampe-på-puls 114 skjærer begge sag-tannspenninger 6 9 og 70.

På fig. 1 består pulsbreddemodulatoren 73 av en differensialforsterker med transistorer 72 og 74. En motstand 75 kopler emitterne i transistorene 72 og 74 til arbeidspoten-sialet. Sagtannbølgeformen 69' påtrykkes basis i transistoren

72 og pulsbølgeformen 114' påtrykkes basis i transistoren 74. Modulatoren 73 frembringer en utgang fra kollektoren i transistoren 74 når basisspenningen for transistoren 74 er mer negativ enn basisspenningen for transistoren 72. Som vist på fig. 2c vil spenningspulser 31 som representerer utgangen fra transistoren 74 i modulatoren 73, opptre på de tider da pulsene 114

er mer negative enn sagtannspenningen 69.

På samme måte består pulsbreddemodulatoren 81 av en differensialforsterker med transistorer 80 og 82 og en felles emittermotstand 83. Modulatoren 81 frembringer en utgang fra kollektoren i transistoren 82 på de tider da den øyeblikke-lige pulsspenning som representeres av pulsen 114 på fig. 2b,

er mer negativ enn den omvendte sagtannspenning 7 0 som påtrykkes basis i transistoren 80. Som vist på fig. 2d vil det ved sammen-likning med fig. 2b vise seg at spenningspulsutgangen 32 ved kollektoren i transistoren 82 opptrer under de perioder da pulsene 114 er mer negative enn den omvendte sagtannspenning 70.

På fig. 2e er det vist strømmen i den vertikale vendertyristor 13 og den seriekoplede induktans 14. Under det horisontale tilbakeløpsintervall opptrer en anode-til-kacbbde-spenning 30 over tyristoren 13 om med polaritet for ledning av strøm forover gjennom tyristoren. Imidlertid vil tyristoren 13 ikke lede før en styrende portpuls, såsom 31 på fig. 2c, påtrykkes dens portelektrode. I det øyeblikk leder tyristoren 13, og den horisontale tilbakeløpsspenningspuls som frembringes av sekundærviklingen 8b, påtrykkes over seriekretsen som består av induktansen 14 og kapasitansen 15. Strømpulser 33 flyter i induktansen 14 som resultat av den påtrykte spenning for å lade kapasitansen 15 med en første polaritet.

Som det vil fremgå ved betraktning av strømpulsene 33 på fig. 2e vil strømmen gjennom induktansen 14 ikke øke øyeblikkelig til maksimal verdi. Dessuten fortsetter strøm å flyte gjennom seriekombinasjonen av tyristoren 13, sekundærviklingen 8b, induktansen 14 og kapasitansen 15 etter opphør av den styrende portpuls 31 på grunn av den energi som er lagret i det magnetiske felt i induktansen 14, og på grunn av egen-skapene som tyristoren har. Induktansen 14 utlader all sin energi i kapasitansen 15 ved svingning i resonans under og øyeblikkelig etter hver horisontal tilbakeløpspuls. Når reso-nanskretsen som består av induktansen 14 og kapasitansen 155 forsøker å reversere strømmen gjennom tyristoren 13, blir tyristoren 13 ikke-ledende og hindrer videre strøm. Tyristoren 13 forblir ikke-ledende inntil den påfølgende horisontale til-bakeløpspuls påtrykkes sammen med en styrende portpuls.

På samme måte vil strømpulser som representeres av

34 på fig. 2f flyte gjennom tyristoren 17, sekundærviklingen

8c og induktansen 16 for å lade kapasitansen 15 med motsatt polaritet. Kapasitansen 15 utlades av avbøyningsstrømmen gjennom induktansen 18. Spenningen som opptrer over kapasitansen 15 som et resultat av denne ladning og utladning, er vist som bølgeformen 27 på fig. 2g. Den vertikale avbøyningsvikling 18 integrerer spenningen på kapasitansen 15 for å danne en stort sett lineær sagtannet avbøyningsstrøm som er representert som bølgeformen 86 på fig. 2h.

Avbøyningsstrømmens86 som flyter i avbøyningsvik-lingen 18 på grunn av den spenning som opptrer over kapasitansen 15, fortsetter til jord gjennom en strømfølende motstand 19. Spenningen som opptrer over motstanden 19, tilsvarer direkte avbøyningsstrømmen multiplisert med en faktor som av-henger av størrelsen av motstanden 19. Følgen av dette er at bølgeformen 86 på fig. 2h også kan representere spenningen over motstanden 19. Spenningen over motstanden 19 mates tilbake ved hjelp av en motstand 4 9 til den omvendende inngang for drivforsterkeren 48 og har en polaritet som er slik at den subtraheres fra den sagtannspenning 4 5 som påtrykkes den ikke-omvendende inngang for drivforsterkeren 48. På denne måte vil utgangsspenningene 69' og 70' fra drivforsterkeren 48 representerer, forsterkede feilspenninger i en amplitudestyrende degenerativ tilbakekoplingssløyfe.

På fig. 2c vil man videre se at den styrende portpuls 31 opptrer både før og etter tidspunktet T«i sentrum av den

vertikale sveiping. på samme måte opptrer noen vendende port-pulser 32 på tidspunkter som ligger foran tidspunktet T2i sentrum av den vertikale sveiping. Som nevnt gjøres dette for at styrevenderen kan portstyres på tidspunkter av det horisontale tilbakeløpsintervall fda tilstrekkelig energi kan tas ut for å opprettholde den nødvendige vertikale avbøyningsenergi

og resultere i samtidighet eller samtidig venderledning. Samtidig venderledning fører til sirkulasjon av strøm gjennom vendertyristorene, induktansene 14 og 16 og utgjør en lavimpe-dansbelastning på sekundærviklingene 8b og 8c.

Fagmannen vil se at overlapningspotensiometeret 131 som styrer spenningen over hvilken rampe-på-pulsen 114 har sitt område, vil bestemme skjæringen med sagtannfeilspenningene 6 9 og 70 som har vertikal hastighet. Dette på sin side regulerer varigheten av styreportpulsene 31 og 3 2 og ledningen av tyri-storene 13 og 17. Samtidighetsreguleringen, som er beskrevet i forbindelse med fig. 1, vil være en åpen sløyferegulering. En bestemt innstilling av den overlapningsregulerende motstand 131 som på et visst tidspunkt fører til maksimal samtidighet, kan som et resultat av at komponentene blir eldre, forandre arbeidspenningen og temperatur kan på et annet tidspunkt resultere i utilstrekkelig eller for stor samtidighet.

Foreliggende oppfinnelse er innbefattet i en lukket sløyfe for negativ tilbakekopling når det gjelder samtidighetsreguleringen der det i stedet for blokken 120 på fig. 1, inneholdende motstandene 64 og 131,anvendes en summerende og signalbehandlende krets som er betegnet som 300 og som skal beskrives nedenfor. Funksjonen av den summerende og sigrjal- behandlende krets 300 på fig. 3 er å frembringe feilsigrial som angir tilstanden av samtidigheten i forhold til énnønsket samtidighet. Klemmer A-F og VR for den summerende og signalbehandlende krets 300 er beregnet på å bli koplet til tilsvarende klemmer på fig. 1.

På fig. 1, 2 og 3 skal man merke seg at klemmen F

kopler tilbakekoplingsspenningen 86 som frembringes over den strømfølende motstand 19, til enden av en motstand 316 i den summerende oggsignalbehandlende krets 300. På samme måte kopler klemmen D den omvendte amplitudefeil-drivspenning 70 fra drivforsterkeren 48 til en ende av en motstand 315. De andre ender av motstandene 315 og 316 er koplet sammen og danner utgangen for en summeringskrets 314.

Fig. 5a viser en tilbakekoplingsspenning 86 slik den påtrykkes klemmen F, og fig. 5b viser amplitudefeilspenningen 70 slik den påtrykkes klemmen D under det vertikale drifts-intervall og der man har maksimal samtidighet. Den gjennomsnitlige verdi for tilbakekoplingsspenningen 86 er null over et vertikalt intervall og den gjennomsnitlige verdi av amplitudefeilspenningen 70 er lik referansespenningen VR. Spennings-svingningen for den sagtannede tilbakekoplingsspenning 86 er lik den man har for den sagtannede del av amplitudefeilspenningen 70. Dette oppnås ved riktig valg av verdi for strømkilde-motstanden 106 og den strømfølgende motstand 19 som kan til-passes impedansen for den vertikale avbøyningsvikling. Verdien av motstanden 106 bestemmer amplituden på den horisontale rampe 114 og dessuten amplitudene for feilspenningene 69 og 70.

Med motstandsverdien for motstandene 315 og 316 stilt likt vil den gjennomsnitlige verdi av summen av spenningen ved koplingspunktet for motstandene 315 og 316 være nøyaktig halvparten av referansespenningen VReller VR/2.

Som vist på fig. 5c vil de motsatt rettede sagtann-deler av tilbakekoplingsspenningen 86 og amplitudefeilspenningen 70, ved utgangen av summeringskretsen 314, utlikne eller summere seg sammen med en spenning 412 som er lik halvparten av referansespenningen VRunder det vertikale sveipeintervall.

Resten av den summerende og signalbehandlende krets

300, innbefattende differensialforsterkeren 309, strømalterna-torene 307 og 308, under styring fra en differensialforsterker3326

sammen med et strømspeil 310, påtrykker en strøm som avledes fra spenningen ved utgangen for summeringskretsen 314 på den integrérende kapasitans 324 med en polaritet som vendes om ved sentrum og igjen ved enden av det vertikale sveipeintervall. Kapasitansen 324 integrerer den vendte strøm og frembringer en samtidighets-feilspenning ved klemmen E, hvilken spenning varierer rundt referanseverdien som en funksjon av samtidigheten. Klemmen E er koplet til klemmen VRmed en motstand 322 og hvilespenningen ved klemmen E vil være lik referansespenningen VR.

Under den første halvdel av det vertikale sveipeintervall blir utgangen fra summeringskretsen 314 ved hjelp av en emitterkoplet differensialforsterker 3 09,sammenliknet med en referansespenning som er lik halvparten av referansespenningen V_./påtrykket klemmen VR fra fig. 1. Dif f erensialf orsterkeren 309 består av transistorer 329 og 330 med sine emittere koplet sammen og til en tilførselsspenning B+ ved klemmen B med en motstand 319, og transistorenes basis er koplet til utgangen fra summeringskretsen 314 og til et uttak mellom spennings-delermotstanden 64' og 64". Spenningsdelermotstandene 64' og

■64" er av lik verdi og deres sum er lik motstanden av motstanden 64 på fig. 1. Når man har betingelser for maksimal samtidighet vil spenningen fra summeringskretsen 314 være lik halvparten av referansespenningen VR/2, og kollektorstrømmen i transistoræie 329 vil være lik strømmen i transistoren 330 .

Fig. 4 viser bølgeformene på fig. 5 når man har utilstrekkelig samtidighet. Under disse forhold vil amplitude-tilbakekoplingsspenningen 48,6 som er koplet til motstanden 316, som vist på fig. 4a, ha en ikke-lineær bølgeformdel 487 som skyldes utilstrekkelig avbøyningsstrøm nær sentrum av svefeingen. Dette fører på sin side til en amplitudefeilspenning som er vist som bølgeformen 470 på fig. 10b, og denne har høyere verdi over det vertikale sveipeintervall enn den det er behov for for maksimal samtidighet, og den er dessuten ulineær ved midten av sveipingen på grunn av virkningen av den amplitude-regulerende tilbakekoplingssløyfe når det gjelder å korrigere for utilstrekkelig avbøyningsstrøm. Det ikke-lineære bølgeform-parti 487 representerer kryssforvrengning som viser seg som en pause i den vertikale sveiping og som derved danner en lys- ende horisontal linje i midten av bildet som nevnt tidligere.

Under den første halvdel av det vertikale sveipeintervall da betingelsene for utilstrekkelig samtidighet er tilstede,vil sumspenningen som påtrykkes differensialforsterkeren 309 fra summeringskretsen 314 være negativ i forhold til hvileverdien på V /2 som vist med spenningsbølgeformen 410

på fig. 4c. Følgen av dette er at transistoren 329 vil være mer ledende, enn transistoren 330. Under den annen halvdel av det vertikale sveipeintervall vil sumspenningen være mer positiv enn ref eransespenningen V_./2, og transistoren 330 vil være mer ledende enn transistoren 329.

Fig. 6a viser som spenningsbølgeform 686 den tilbakekoplingsspenning som kommer fra motstanden 13 til klemmen S under forhold da man har for stor samtidighet. Bølgeformen 686 er lineær over midtpartiet av sveipeintervallet og har større verdi enn det det er behov for for maksimal samtidighet på grunn av den økte avbøyningsdrift som står til rådighet fra de vertikale venderstyrende tyristorer 13 og 17. Den tilsvarende amplitudefeilspenning som representeres av bølgeformen 670 på fig. 6b er redusert i verdi sammenliknet med verdien for optimal samtidighet og viser virkningen av amplitudetilbakekoplingen når det gjelder å utlikne for den økte drift. Under den første halvdel av det vertikale sveipeintervall når man har for stor samtidighet,vil sumspenningen,som representeres av bølgeformen 414 på fig. 6c,være mer positiv enn den halve referansespenning V_/2, og transistoren 329 holdes mindre ledende enn transistoren 330. Omvendt vil under den annen halvdel av det vertikale sveipeintervall spenningen 414 være negativ i forhold til den halve referansespenning, og transistoren 329 vil lede mer enn transistoren 330.

Kollektorstrømmen i transistoren 329 påtrykkes inngangspunktet 358 for en strømalternator 307 og kollektorstrøm-men i transistoren 330 påtrykkes et inngangspunkt 350 for en strømalternator 308. Strømalternatorene 307 og 308 gjengir den strøm som påtrykkes deres inngangsporter ved utgangslederne 360 eller 362 og 348 eller 349 under styring fra differensialforsterkeren 326.

Differensialforsterkeren 326 består av emitterkoplede transistorer 327 og 328 og en motstand 318 kopler deres emittere til tilførselsspenningen ved klemmen B. Basis i transistoren 328 er koplet til klemmen VR og holdes på referansespenningen VR. Differensialforsterkeren 326 antar en av to tilstander under styring fra sagtannspenningen 45 som har vertikal hastighet og som påtrykkes klemmen A fra den vertikale oscillator og sagtanngenerator 20 på fig. 1. Under den første halvdel av det vertikale sveipeintervall er sagtannspenningen 45 positiv i forhold til referansespenningen V og holder transistoren 327 ikke-ledende og transistoren 328 ledende. Under den annen halvdel av det vertikale sveipeintervall er sagtannspenningen mer negativ enn referansespenningen V R, og transistoren 327 holdes ledende mens transistorene 328 holdes ute av drift.

Strømalternatoren 308 innbefatter transistorer3339gog 342 som har sine basis koplet til inngangspunktet 350. Transistorene 339 og 342 har diodekoplede transistorer 340 og 341 koplet i parallellemed og polet i samme retning som deres basis-emitterpunkter. Punktet 354 for emitterne i transistorene 339 og 340 er koplet til jord ved en felles klemme C gjennom serie-koplingen av diodene 346 og 347 og de tilknyttede emittere i transistorene 341 og 342 er koplet til klemmen C gjennom kollektor-til-emitterbanen for den transistor 343 hvis basis former venderinngangen 352 til strømalternatoren 308. Kollektoren i transistoren 327 er koplet til venderinngangen 352.

Under den første halvdel av det vertikale sveipeintervall er transistoren 327 ikke-ledende og transistoren 343 derfor ledende. En strøm som påtrykker inngangspunktet 350

for strømalternatoren 308 fra kollektoren i transistoren 330 vil heve spenningen ved inngangspunktet 350 til 3rVnr, og vil forspenne diodene 340, 346 og 347 forover når strømmen flyter til jord, og vil på kjent måte gjengi inngangspunktstrømmen ved kollektoren for transistoren 339 som er koplet til utgangslederen 349 fra alternatoren 308. Under den annen halvdel av det vertikale sveipeintervall leder transistoren 327 slik at transistoren 343 mettes og danner en forétrukken bane til jord gjennom dioden 341 for strøm som påtrykkes inngangspunktet 35009gjengir derved inngangsstrømmen på utgangslederen 348 ved kollektoren for transistoren 342. Med transistoren 343 mettet, vil spenningen ved inngangspunktet 350 være omtrent en V„, slik at diodene 340, 346 og 347 holdes ikke ledende på grunn av

utilstrekkelig forspenning forover.

På samme måte er kollektoren i transistoren 328 koplet til venderinngangen for strømalternatoren 307. Når transistoren 328 leder under den første halvdel av det vertikale sveipeintervall, vil strømmen som påtrykkes inngangspunktet 358 for strømalternatoren 307 bli gjengitt på utgangslederen 360 og under, den annen halvdel av det vertikale sveipeintervall vil strømmen bli gjengitt på utgangslederen 362. Det skal påpekes at punktet 356 ved den ikke-jordkoplede ende av serierekken med diodene 344 og 345 i strømalternatoren 307 kan koples til punktet 354 for strømalternatoren 308, og i dette tilfellet kan dioderekken 344 og 345 utelates. Ved denne alternative utførelse holdes de kombinerte punkter 354

og 356 på to V__ og vending foregår som beskrevet. Ikke-ledning

Br*

av dioden 340 når transistoren 343 er ledende, foregår ved reversert forspenning på basis-emitterpunktet heller enn ved utilstrekkelig forspenning.

Utgangslederne 348 og 360 for strømalternatorene er koplet direkte til klemmen E og utgangslederne 349 og 362 er koplet til utgangsklemmen E gjennom et strømspeil 310. Strøm som påtrykkes kollektoren i transistoren 331 og den tilknyttede basis i transistoren 333 i strømspeilet 310 reduserer basisspenningen for transistoren 333 inntil kollektor-emitter-ledningen for transistoren 333 gjennom den diodekoplede transistor 332 som står over basis-emitterpunktet for transistoren 331fc)bringer strømmen i transistoren 331 til å bli lik den på-trykkede strøm.

Under drift vil, i løpet av den første halvdel av det vertikale sveipeintervall kollektorstrømmen for transistoren 330 bli gjengitt av strømalternatoren 308 og igjen av strømspeilet 310 på lederen 366. Kollektorstrømmen for transistoren 329 blir gjengitt av strømalternatoren 307 på lederen 360. Under forhold da man har maksimal samtidighet, det vil si når kollektorstrømmene i transistorene 329 og 33 0 er like,

vil strømmen i lederen 366 søke å øke ladningen i kapasitansen 324 og spenningen ved utgangsklemmen E vil være nøyaktig lik utladning på lederen 360 som vist, med den summerte strømbølge-form 4 22 på fig. 5d. Som en følge av dette vil spenningen på kapasitansen 324 og ved klemmen E holde seg på den nominelle

verdi V som vist ved 432 på fig. 5e. Med utilstrekkelig samtidighet leder transistoren 329 mer enn transistoren 360 med det resultat at utladningsstrømmen på lederen 360 overskrider ladestrømmen på lederen 366, som vist ved 420 på fig. 4d, og den integrerte samtidighetsfeilspenning 430 på fig. 4e ved klemmen E blir mer negativ. Det omvendte vil være tilfellet for for stor samtidighet idet transistoren 330 da leder mer enn transistoren 329 og netto ladestrøm 424 på fig. 6d fører til en økning i samtidighetsfeilspenningen ved klemmen E, som vist ved 434 på fig. 6e.

Under den annen halvdel av det vertikale sveipeintervall blir kollektorstrømmen for transistoren 330 gjengitt av st strømalternatoren 308 ved utgangslederen 348. og representerer en utladningsstrøm for kapasitansen 324. Kollektorstrømmen for transistoren 329 blir gjengitt av strømalternatoren 307 og strømspeilet 310 og lader kapasitansen 324. Som tidligere er ladnings-.og utladningsstrømmene for kapasitansen 324 like under forhold da man har maksimal samtidighet og samtidighetsfeilspenningen holder seg på V . Ved utilstrekkelig samtidighet blir ladestrømmen som har sitt utspring i transistoren 329 overgått av utladningsstrømmen som kommer fra transistoren 330, og dette holder samtidighetsf.eilspenningen negativ. Under forhold da man har for stor samtidighet bvil ladestrømmen fra transistoren 329 dominere og feilspenningen øker. Resultatet av dette er at samtidighetsfeilspenningen blir positiv eller negativ i forhold til den referansespenning alt etter om samtidigheten er for stor eller utilstrekkelig.

Samtidighetsfeilspenningen påtrykkes fra klemmen E

i den summerende og signalbehandlende krets 300 på fig. 3, på motstanden 130 på fig. 1 for å slutte den degenerative sam-tidighetsstyrende tilbakekoplingssløyfe. En positiv svingning av samtidighetsfeilspenningen fra den nominelle verdi vil ha samme virkning som en økning i motstanden av det overlapnings-styrende potensiometer 131 og en negativ svingning fra den nominelle verdi har samme virkning som en reduksjon i motstanden for potensiometeret 131. Denne poling er slik at når tilbakekop-lingssløyf en er sluttet, vil avvikelser mellom samtidigheten og samtidigheten ved den nominelle feilspenning søke å bli redusert.

Motstanden 130 er valgt med en slik verdi i den åpen tilbakekoplingssløyfe at man maksimal samtidighet opptrer når samtidighetsfeilspenningen ligger på referanseverdien V . Dette hjelper til med å unngå at tilbakekoplingssystemet svikter, f.eks. ved "låsing".

På fig. 1 er klemmen P koplet til punktet mellom motstanden 130 og kollektoren i transistoren 107. Klemmen P er beregnet på å bli,,.,tilsluttet et uttak på en ohmsk spenningsdeler (ikke vist) som er koplet mellom arbeidsspenningskilden og jord. Valg av passende spenningsdelerimpedans og spenning muliggjør innføring av en strøm i generatoren 100 som i en viss utstrekning modifiserer den virkning- spenningen ved klemmen E har på samtidigheten. Dette gir på sin side en viss kontroll med sideforvrengning eller øst-vest puteforvrengning, hvorved øket samtidighet belaster den horisontale avbøynings-krets sterkere og reduserer verdien av den horisontale av-bøyning.

Andre utførelser og anordninger i henhold til oppfinnelsen vil gi seg selv for fagfolk. Særlig skal man merke seg at oppfinnelsen kan utføres med et vertikalt avbøynings-system som arbeider etter venderprinsippet svarende til det som er vist på fig. 1, der den amplitudestyrende tilbakekop-lingssløyfe brytes ved å kople tilbakekoplingen fri fra motstanden 19 og drivforsterkeren 48, f.eks. ved å fjerne motstanden 49. I et slikt tilfelle vil utgangen fra drivforsterkeren 48 være en lineær gjengivelse av spenningssagtannen 45

og den etter venderprinsippet arbeidende vertikale avbøynings-krets vil ha åpen sløyfe når det gjelder amplitudestyringen.

I den summerende og signalbehandlende krets 300 på fig. 3 og med tilbakekopling som vist på fig. 1, viste de følg-ende komponenter og de følgende verdier å være effektive:

Claims (5)

1. Anordning til styring av overlapning, med tilbakekopling for drivinnretningen for et fjernsynskineskpp,oom-fattende en horisontal avbøyningskrets (7) til frembringelse av et gjentatt horisontalt avbøyningsdrivsignal, en vertikal avbøyningsvikling (18) anbrakt rundt kineskopet for avbøyning av en elektronstråle i dette vertikalt når strøm flyter i viklingen, en kilde (20; 20,48) til et gjentatt vertikalt frekvent sagtannsignal (45), vertikale avbøyningsanordninger (8,13,17,48,73,81,100) som påvirkes av det nevnte vertikalfrekvente sagtannsignal for påtrykning av suksessivt mindre deler av energien i det horisontale avbøyningsdrivsignal under et første intervall av den vertikale avbøyningsperiode " og suksessivt større deler av energien i det horisontale av-bøyningsdrivsignal under et andre intervall av den vertikale avbøyningsperiode på den vertikale avbøyningsvikling (18) til frembringelse av en vertikal-frekvent sagtannstrøm gjennom denne, idet en på forhånd bestemt samtidighet for det første og andre intervall holdes på et maksimum, karakterisert ved summerende og signalbehandlende anordninger (307, 308, 309, 310, 315, 316, 326) som påvirkes av den nevnte vertikalfrekvente sagtannstrøm og av det nevnte vertikale frekvenssagtannsignal for ved en utgangsklemme å frembringe et første feilsignal som angir samtidigheten mellom det første og andre intervall og feilsignalkoplende anordninger (324, E) for kopling av det første feilsignal til den vertikale avbøy- / ningsanordning for å redusere forskjellen mellom samtidigheten og den nevnte, på forhånd bestemte samtidighet.

2. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at den omfatter strømfølende anordninger (19) koplet til den vertikale avbøyningsvikling (18) til frembringelse av et tilbakekoplingssignal fra dette, og ved at kilden for gjentatt vertikal-frekvent sagtannsignal (20; 20, 48) omfatter en feilforsterker (48) med en første inngang for å motta vertikalfrekvente inngangssignaler (45) og en andre inngang koplet til tilbakekoplingssignalet og påvirkbar av dette til frembringelse av det nevnte vertikalfrekvente sagtannsignal som en amplitudefeilspenning i en amplitudestyrende tilbakekoplingssløyfe.

3. Anordning som angitt i krav 2, karakterisert ved at den strømfølgende anordning (19) omfatter motstandsanordninger (19) som er seriekoplet med den vertikale avbøyningsvikling (18).

4. Anordning som angitt i krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved at den summerende og signalbehandlende anordning (307, 308, 309, 310, 315, 316, 326) omfatter summerende anordninger (315, 316) med en første inngang koplet til den vertikale avbøyningsvikling (18),og en andre inngang koplet til den nevnte kilde (20) til gjentatte vertikalfrekvente sagtannsignaler,og påvirket av den vertikale frekvens-sagtannstrøm og av de vertikalfrekvente sagtannsignaler til frembringelse av et summert signal av disse, anordninger (307, 308, 309, 310, 326) til frembringelse og veksling av styre-strømmen koplet til summeringsanordningen (315, 316) og til kilden (20) for gjentatt vertikalfrekvente sagtannsignaler til frembringelse av et første feilsignal som resultat av det summerte signal og for påtrykning av det første feilsignal på utgangsklemmen, med en polaritet som veksles under den vertikale avbøyningsperiode, og ved at koplingsanordningene (324, E) for feilsignalet omfatter integrerende anordninger (324) til integrering av det vekslede første feilsignal til en styre-spenning og for påtrykning av det integrerte første feilsignal på den vertikale avbøyningsanordning.

5. Anordning som angitt i krav 4, karakterisert ved at summeringsanordningen omfatter første (315) og andre (316) motstandsanordninger som er seriekoplet mellom kilden til gjentatte vertikalfrekvente sagtannsignaler (20) og den vertikale avbøyningsvikling (18) for dannelse av det summerte signal ved koplingspunktet mellom den første og andre motstandsanordning, hvilken anordning til frembringelse og veksling av styrestrømmen omfatter differensialforsterker-anordninger (309) med en inngang koplet til punktet mellom den første og andre motstandsanordning, og innrettet til å bli påvirket av det summerte signal til frembringelse av første og andre styrestrømmer ved første og andre utganger, en første strømvekslende anordning (307) med en strøminngangs (358)-klemme koplet til den første utgang for differensialforsterkeren (309) og beregnet på gjengivelse av den første styrestrøm ved den ene av en første (360) eller andre (362) strømutgangsklemme, og med en venderstyringsinngang, en andre strømvekslende anordning (308) med en strøminngangsklemme (350) koplet til det nevnte annen utgang fra differensialforsterkeren (309) og beregnet på å gjengi den annen styrestrøm . ved den ene av en første (349) og andre (348). strømutgang, og med en venderstyrende inngang, anordninger for kopling av den første (360) gjengitte strømutgang fra den første strømveksler (307) til en andre strømutgang (348) for gjengitt strøm i den annen strømalternator (308) sammen opptil utgangsklemmen (E) for den summerende og signalfrembringende anordning, og for kopling, ay den først gjengitte strømutgang (349) for den annen strømalternator (307) med den annen gjengitte strømutgang (362) for den første strømalternator og med reversert polaritet til utgangsklemmen (E) for den summerende og signalbehandlende anordning, og styrte venderanordninger (326) koplet til kilden (20) for gjentatt vertikalfrekvente signaler (45) og til venderstyrende innganger for den første (307) og andre (308) strømalternator, og innrettet til å bli påvirket av de gjentatte vertikalfrekvente strømmer for vending av utgangen fra strømalternatorene til påtrykning av forskjellen mellom de nevnte første og andre .styrestrømmer på utgangsklemmen (E) for den summerende og signalbehandlende anordning for å danne det nevnte første feilsignal, og ved at integreringsanordningene (324) omfatter kapasitansanordninger.