JPS6376508A - 位相比較器 - Google Patents
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- JPS6376508A JPS6376508A JP61221181A JP22118186A JPS6376508A JP S6376508 A JPS6376508 A JP S6376508A JP 61221181 A JP61221181 A JP 61221181A JP 22118186 A JP22118186 A JP 22118186A JP S6376508 A JPS6376508 A JP S6376508A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/007—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations by analog multiplication of the oscillations or by performing a similar analog operation on the oscillations
- H03D13/008—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations by analog multiplication of the oscillations or by performing a similar analog operation on the oscillations using transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0082—Lowering the supply voltage and saving power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0009—Emitter or source coupled transistor pairs or long tail pairs
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0033—Current mirrors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、Ｐ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ ）回路等に用いられる低電圧に好適な位相比
較器に関するものである。
Ｌｏｏｐ ）回路等に用いられる低電圧に好適な位相比
較器に関するものである。
第５図は、一般的な位相比較器であり、二つの差動増幅
器の組み合わせによる平衡変調回路が示されており、そ
の構成は、トランジスタ差動対Ｑ３０、Ｑ３１と電流源
用トランジスタＱ３２、並びにトランジスタ差動対Ｑ３
３．Ｑ３４と電流源用トランジスタＱ３５とトランジス
タＱ３６．Ｑ３７から形成された定電流源回路２０及び
負荷抵抗Ｒ５，Ｒ６からなるものである。
器の組み合わせによる平衡変調回路が示されており、そ
の構成は、トランジスタ差動対Ｑ３０、Ｑ３１と電流源
用トランジスタＱ３２、並びにトランジスタ差動対Ｑ３
３．Ｑ３４と電流源用トランジスタＱ３５とトランジス
タＱ３６．Ｑ３７から形成された定電流源回路２０及び
負荷抵抗Ｒ５，Ｒ６からなるものである。
入力信号は、トランジスタＱ３２．Ｑ３５のへ一ス（入
力端子２５．２６）に加えられ、両トランジスタのバイ
アス電流の配分を制御する。二つのトランジスタ差動対
（Ｑ３０． Ｑ３１）、 （Ｑ３３．Ｑ３４）の各ベー
スは、端子２３．２４から電圧制御発振器（ＶＣＯ）等
の出力が印加され、トランジスタ差動対（Ｑ３０．Ｑ３
１）、（Ｑ３３゜Ｑ３４）が交互に作動して、出力端子
２１．２２から位相差に応じて出力される。出力端子２
１゜２２からの出力を平滑することにより、位相差が直
流出力として出力される。例えば、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）からの出力に対して、入力信号の位相差が０度の
時は正の直流出力が出力され、位相差が９０度の時は零
であり、位相差が１８０度の時は負の直流出力が出力さ
れる。
力端子２５．２６）に加えられ、両トランジスタのバイ
アス電流の配分を制御する。二つのトランジスタ差動対
（Ｑ３０． Ｑ３１）、 （Ｑ３３．Ｑ３４）の各ベー
スは、端子２３．２４から電圧制御発振器（ＶＣＯ）等
の出力が印加され、トランジスタ差動対（Ｑ３０．Ｑ３
１）、（Ｑ３３゜Ｑ３４）が交互に作動して、出力端子
２１．２２から位相差に応じて出力される。出力端子２
１゜２２からの出力を平滑することにより、位相差が直
流出力として出力される。例えば、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）からの出力に対して、入力信号の位相差が０度の
時は正の直流出力が出力され、位相差が９０度の時は零
であり、位相差が１８０度の時は負の直流出力が出力さ
れる。
近年、携帯用ラジオ受信機等では、低電圧で作動させる
ものが一般的であり、従って、１■以下の電源電圧で安
定した動作が保証されなければならない。しかしながら
、第５図に示した従来の位相比較器は、トランジスタ差
動対Ｑ３０．Ｑ３１゜Ｑ３３．Ｑ３４がその電流源用ト
ランジスタＱ３２、Ｑ３５を交互にスイッチングするこ
とによって、位相差を検出しているが、トランジスタロ
３０乃至Ｑ３６のベースに印加されるバイアス電圧は、
少なくともトランジスタＱ３０のベース・エミッタ間電
圧ｖ０とトランジスタＱ３２．Ｑ３６のコレクタ・エミ
ッタ間飽和電圧■、！（□。の総和（Ｖｍｉ＋ ２ Ｖ
ＣＥ（ｓ□、）以上の電圧が必要であり、即ち、ｖｏが
０．７■とし、ＶＣＥ（ｓａｔ）を０．２Ｖであるなら
ば、約１．１ｖとなり、１■以下の電圧源で作動させる
のは困難であった。
ものが一般的であり、従って、１■以下の電源電圧で安
定した動作が保証されなければならない。しかしながら
、第５図に示した従来の位相比較器は、トランジスタ差
動対Ｑ３０．Ｑ３１゜Ｑ３３．Ｑ３４がその電流源用ト
ランジスタＱ３２、Ｑ３５を交互にスイッチングするこ
とによって、位相差を検出しているが、トランジスタロ
３０乃至Ｑ３６のベースに印加されるバイアス電圧は、
少なくともトランジスタＱ３０のベース・エミッタ間電
圧ｖ０とトランジスタＱ３２．Ｑ３６のコレクタ・エミ
ッタ間飽和電圧■、！（□。の総和（Ｖｍｉ＋ ２ Ｖ
ＣＥ（ｓ□、）以上の電圧が必要であり、即ち、ｖｏが
０．７■とし、ＶＣＥ（ｓａｔ）を０．２Ｖであるなら
ば、約１．１ｖとなり、１■以下の電圧源で作動させる
のは困難であった。
本発明は、上述の如き問題点を解消する為になされたも
ので、その主な目的は、電源電圧■。、がＩＶ以下の低
電圧であっても作動する位相比較器を提供するものであ
る。 ・ 〔発明の概要〕 本発明の位相比較器は、差動増幅器と、その差動増幅器
の位相の反転した出力を夫々導出する電流ミラー回路か
らなる第１と第２の能動負荷回路と、夫々の能動負荷回
路からの出力を他の電流ミラー回路を介して重畳し、位
相の反転した方形波の信号に応じて交互に出力を得るも
のであって、その出力信号を平滑することによって入力
信号の位相のずれに応じた直流出力が得ちれるものであ
る。斯る位相比較器はカスコード接続されたトランジス
タとダイオードとの組み合わせにより構成されており、
１■以下の定電圧で作動するものである。
ので、その主な目的は、電源電圧■。、がＩＶ以下の低
電圧であっても作動する位相比較器を提供するものであ
る。 ・ 〔発明の概要〕 本発明の位相比較器は、差動増幅器と、その差動増幅器
の位相の反転した出力を夫々導出する電流ミラー回路か
らなる第１と第２の能動負荷回路と、夫々の能動負荷回
路からの出力を他の電流ミラー回路を介して重畳し、位
相の反転した方形波の信号に応じて交互に出力を得るも
のであって、その出力信号を平滑することによって入力
信号の位相のずれに応じた直流出力が得ちれるものであ
る。斯る位相比較器はカスコード接続されたトランジス
タとダイオードとの組み合わせにより構成されており、
１■以下の定電圧で作動するものである。
本発明の位相比較器について、第１図乃至第４図に基づ
き説明する。
き説明する。
第１図に於いて、１は入力信号が入力される入力端子、
２は出力端子、３は基準電圧が入力される入力端子、４
は基準電圧源、５は接地端子、６゜７は互いに位相の反
転した方形波の信号が入力される入力端子、８乃至１６
は電流ミラー回路である。
２は出力端子、３は基準電圧が入力される入力端子、４
は基準電圧源、５は接地端子、６゜７は互いに位相の反
転した方形波の信号が入力される入力端子、８乃至１６
は電流ミラー回路である。
差動増幅器は、トランジスタ差動対Ｑｌ、Ｑ２と夫々の
エミッタが抵抗Ｒ１に接続され、トランジスタロ３乃至
Ｑ６及びトランジスタＱ７乃至Ｑ１０から形成された電
流ミラー回路８，９からなる能動負荷回路によって形成
される。又、トランジスタＱ１のベースは、トランジス
タＱ８とＱ２２のコレクタに接続され負帰還回路を形成
している。又、トランジスタＱ５のコレクタは、ダイオ
ード接続されたトランジスタＱ２１のコレクタ・ベース
に接続され、トランジスタＱ２１．Ｑ２２は、電流ミラ
ー回路１２を形成している。
エミッタが抵抗Ｒ１に接続され、トランジスタロ３乃至
Ｑ６及びトランジスタＱ７乃至Ｑ１０から形成された電
流ミラー回路８，９からなる能動負荷回路によって形成
される。又、トランジスタＱ１のベースは、トランジス
タＱ８とＱ２２のコレクタに接続され負帰還回路を形成
している。又、トランジスタＱ５のコレクタは、ダイオ
ード接続されたトランジスタＱ２１のコレクタ・ベース
に接続され、トランジスタＱ２１．Ｑ２２は、電流ミラ
ー回路１２を形成している。
差動増幅器の能動負荷回路である電流ミラー回路８の出
力段は三個のトランジスタを具え、その内のトランジス
タＱ３．Ｑ４のコレクタは、電流ミラー回路１０．１１
のダイオード接続されたトランジスタＱ１５．Ｑ１８に
接続され、電流ミラー回路８からミラー電流が供給され
るようになされている。電流ミラー回路１０の出力段の
トランジスタＱ１６のコレクタは、電流ミラー回路１５
のダイオード接続されたトランジスタＱｌｌに接続され
る。電流ミラー回路１１の出力段のトランジスタＱ１９
のコレクタは、電流ミラー回路１５の出力段のトランジ
スタＱ１２のコレクタに接続される。
力段は三個のトランジスタを具え、その内のトランジス
タＱ３．Ｑ４のコレクタは、電流ミラー回路１０．１１
のダイオード接続されたトランジスタＱ１５．Ｑ１８に
接続され、電流ミラー回路８からミラー電流が供給され
るようになされている。電流ミラー回路１０の出力段の
トランジスタＱ１６のコレクタは、電流ミラー回路１５
のダイオード接続されたトランジスタＱｌｌに接続され
る。電流ミラー回路１１の出力段のトランジスタＱ１９
のコレクタは、電流ミラー回路１５の出力段のトランジ
スタＱ１２のコレクタに接続される。
一方、他方の能動負荷回路である電流ミラー回路９は、
出力段が三個のトランジスタＱ８．Ｑ９゜ＱＩＯで形成
され、その出力段のトランジスタＱ９、ＱＩＯのコレク
タは、電流ミラー回路１３゜１４のダイオード接続され
たトランジスタＱ２３゜Ｑ２６のベース・コレクタに接
続される。又、電流ミラー回路１３．１４の出力段のト
ランジスタＱ２４．Ｑ２７のコレクタは、電流ミラー回
路１６を形成するトランジスタＱ１３とダイオード接続
されたトランジスタＱ１４に夫々接続される。
出力段が三個のトランジスタＱ８．Ｑ９゜ＱＩＯで形成
され、その出力段のトランジスタＱ９、ＱＩＯのコレク
タは、電流ミラー回路１３゜１４のダイオード接続され
たトランジスタＱ２３゜Ｑ２６のベース・コレクタに接
続される。又、電流ミラー回路１３．１４の出力段のト
ランジスタＱ２４．Ｑ２７のコレクタは、電流ミラー回
路１６を形成するトランジスタＱ１３とダイオード接続
されたトランジスタＱ１４に夫々接続される。
そして、電流ミラー回路１５．１６の夫々の出力段のト
ランジスタＱ１２．Ｑ１３のコレクタは、出力端子２に
接続される。
ランジスタＱ１２．Ｑ１３のコレクタは、出力端子２に
接続される。
電流ミラー回路１０，１１，１３．１４は、それらを形
成するトランジスタのベースに夫々スイッチング用のト
ランジスタＱ１７．’Ｑ２０．Ｑ２５、Ｑ２８のコレク
タが接続され、トランジスタＱ１７．Ｑ２５のベースが
夫々抵抗Ｒ２，Ｒ４を介して入力端子７に接続され、ト
ランジスタＱ２０、Ｑ２８のベースが夫々抵抗Ｒ３，Ｒ
５を介して入力端子６に接続される。
成するトランジスタのベースに夫々スイッチング用のト
ランジスタＱ１７．’Ｑ２０．Ｑ２５、Ｑ２８のコレク
タが接続され、トランジスタＱ１７．Ｑ２５のベースが
夫々抵抗Ｒ２，Ｒ４を介して入力端子７に接続され、ト
ランジスタＱ２０、Ｑ２８のベースが夫々抵抗Ｒ３，Ｒ
５を介して入力端子６に接続される。
第１図の実施例の動作について、第２図の動作波形を示
す図に基づいて説明する。入力端子１には、第２図の（
ａ）に示す如き交流信号が入力され、入力端子６．７に
互いに反転した方形波のスイッチング信号が入力される
。第２図の（ｂ）は入力端子７に入力される信号の波形
を示している。
す図に基づいて説明する。入力端子１には、第２図の（
ａ）に示す如き交流信号が入力され、入力端子６．７に
互いに反転した方形波のスイッチング信号が入力される
。第２図の（ｂ）は入力端子７に入力される信号の波形
を示している。
入力端子７に「０」レベルの電圧の方形波の信号が入力
されると、スイッチング用のトランジスタＱ１７．Ｑ２
５はオフ状態となるので電流ミラー回路１０．１３は動
作状態となる。この時、入力端子６には、「１」レベル
の電圧が入力され、スイッチング用のトランジスタＱ２
０とＱ２８はオン状態となり、従って、電流ミラー回路
１１，１４は遮断状態となっている。この状態で入力端
子１を介し入力信号Ｉ８．４が差動増幅器に入力される
と、トランジスタＱ１にコレクタ電流（負荷電流）トシ
て（■。＋Ｉ ＩＮ／ ２ ）の電流が流れ、トランジ
スタＱ２のコレクタ電流（負荷電流）として（１０１１
Ｎ／２）の電流が流れる。スイッチング用のトランジス
タＱ２０が動作状態にあるので、電流ミラー回路１１は
遮断されており、トランジスタＱ４からのミラー電流は
トランジスタＱ１８には流れ込まないが、電流ミラー回
路１０．１２の夫々ダイオード接続されたトランジスタ
Ｑ１５とＱ２１のコレクタ・ベースに（ＩＱ＋ＩＩＮ／
２）のミラー電流が流れ込む。従って、電流ミラー回路
１０の出力段のトランジスタＱ１６は、電流ミラー回路
１５のダイオード接続されたトランジスタＱ１１のコレ
クタ・ベースから（Ｉｏ ＋ Ｉ ＩＮ／ ２ ）の電
流を引き込む。電流ミラー回路１５の出力段のトランジ
スタＱ１２のコレクタからは（Ｉｏ＋ Ｉ ＋ｓ／２）
のミラー電流が流れる。一方、電流ミラー回路１５のト
ランジスタＱ１２のコレクタは、電流ミラー回路１３の
トランジスタＱ２４のコレクタに接続されており、又、
電流ミラー回路１３のバイアス側のトランジスタＱ２３
のコレクタ・ベースは電流ミラー回路９の出力段のトラ
ンジスタＱ９のコレクタに接続されている。電流ミラー
回路１３のダイオード接続されたトランジスタＱ２３に
は、（■。−ＩＩＮ／２）のミラー電流が流れ込んでい
るので、トランジスタＱ２４のコレクタには、（Ｉｏ−
Ｉ ＩＮ／ ２ ）のミラー電流が流れ込む。
されると、スイッチング用のトランジスタＱ１７．Ｑ２
５はオフ状態となるので電流ミラー回路１０．１３は動
作状態となる。この時、入力端子６には、「１」レベル
の電圧が入力され、スイッチング用のトランジスタＱ２
０とＱ２８はオン状態となり、従って、電流ミラー回路
１１，１４は遮断状態となっている。この状態で入力端
子１を介し入力信号Ｉ８．４が差動増幅器に入力される
と、トランジスタＱ１にコレクタ電流（負荷電流）トシ
て（■。＋Ｉ ＩＮ／ ２ ）の電流が流れ、トランジ
スタＱ２のコレクタ電流（負荷電流）として（１０１１
Ｎ／２）の電流が流れる。スイッチング用のトランジス
タＱ２０が動作状態にあるので、電流ミラー回路１１は
遮断されており、トランジスタＱ４からのミラー電流は
トランジスタＱ１８には流れ込まないが、電流ミラー回
路１０．１２の夫々ダイオード接続されたトランジスタ
Ｑ１５とＱ２１のコレクタ・ベースに（ＩＱ＋ＩＩＮ／
２）のミラー電流が流れ込む。従って、電流ミラー回路
１０の出力段のトランジスタＱ１６は、電流ミラー回路
１５のダイオード接続されたトランジスタＱ１１のコレ
クタ・ベースから（Ｉｏ ＋ Ｉ ＩＮ／ ２ ）の電
流を引き込む。電流ミラー回路１５の出力段のトランジ
スタＱ１２のコレクタからは（Ｉｏ＋ Ｉ ＋ｓ／２）
のミラー電流が流れる。一方、電流ミラー回路１５のト
ランジスタＱ１２のコレクタは、電流ミラー回路１３の
トランジスタＱ２４のコレクタに接続されており、又、
電流ミラー回路１３のバイアス側のトランジスタＱ２３
のコレクタ・ベースは電流ミラー回路９の出力段のトラ
ンジスタＱ９のコレクタに接続されている。電流ミラー
回路１３のダイオード接続されたトランジスタＱ２３に
は、（■。−ＩＩＮ／２）のミラー電流が流れ込んでい
るので、トランジスタＱ２４のコレクタには、（Ｉｏ−
Ｉ ＩＮ／ ２ ）のミラー電流が流れ込む。
しかし、電流ミラー回路１５のトランジスタＱ１２のコ
レクタから（ｉｏ＋ Ｉ ＩＮ／ ２ ）のミラー電流
が流れ込むので、入力信号成分であるｒ＋Ｎが余剰電流
として第２図の（Ｃ）のように出力端子２に流れる。
レクタから（ｉｏ＋ Ｉ ＩＮ／ ２ ）のミラー電流
が流れ込むので、入力信号成分であるｒ＋Ｎが余剰電流
として第２図の（Ｃ）のように出力端子２に流れる。
次に、前の状態と反転したスイッチング信号が、入力端
子６．７に夫々ｒＯＪ ｒｌＪレベルの電圧が入力さ
れると、電流ミラー回路１１．１４は動作状態となり、
電流ミラー回路１０．１３は遮断状態となる。入力端子
１には、第２図の（ａ）の負の交流信号が入力されたと
すると、能動付加回路には図示と反対の電流が流れる。
子６．７に夫々ｒＯＪ ｒｌＪレベルの電圧が入力さ
れると、電流ミラー回路１１．１４は動作状態となり、
電流ミラー回路１０．１３は遮断状態となる。入力端子
１には、第２図の（ａ）の負の交流信号が入力されたと
すると、能動付加回路には図示と反対の電流が流れる。
即ち、差動増幅回路の負荷電流は、遮断された電流ミラ
ー回路１０．１３のトランジスタＱ１５．Ｑ２３のコレ
クタ・ベースには流れ込まないが、電流ミラー回路１１
．１４の夫々のダイオード接続されたトランジスタＱ１
８と０２６のベース・コレクタに（１ｏ ＩＩＮ／２
）、 （１０＋ＩＩＮ／２）のミラー電流が流れ込む
。従って、電流ミラー回路１４は、電流ミラー回路１６
のダイオード接続されたトランジスタＱ１４のコレクタ
・ベースから（■。＋ＩＩ）１／２）のミラー電流を引
き込む。電流ミラー回路１６の出力段のトランジスタＱ
１３のコレクタからは（ｔ、＋ Ｉ ＋＋＋／２）の電
流が流れる。一方、トランジスタＱ４のコレクタは、電
流ミラー回路１１のトランジスタＱ１８のベース・コレ
クタに接続されており、ダイオード接続さたトランジス
タＱ１８のコレツ・ベースに（■。−Ｉい／２）のミラ
ー電流が流れ込む。従って、トランジスタＱ１９のコレ
クタには、（１０−Ｉ ＩＮ／ ２ ）のミラー電流が
流れ込む。依って、電流ミラー回路１６から（１０−Ｉ
ＩＮ／ ２ ）のミラー電流を引き込むようになされ
る。しかし、電流ミラー回路１６のトランジスタＱ１３
のコレクタから（■。＋Ｉ ＩＮ／ ２ ）の電流が流
れ出るので、出力端子２から第２図の（Ｃ）に示すよう
に正の出力電流１１）１が流れる。
ー回路１０．１３のトランジスタＱ１５．Ｑ２３のコレ
クタ・ベースには流れ込まないが、電流ミラー回路１１
．１４の夫々のダイオード接続されたトランジスタＱ１
８と０２６のベース・コレクタに（１ｏ ＩＩＮ／２
）、 （１０＋ＩＩＮ／２）のミラー電流が流れ込む
。従って、電流ミラー回路１４は、電流ミラー回路１６
のダイオード接続されたトランジスタＱ１４のコレクタ
・ベースから（■。＋ＩＩ）１／２）のミラー電流を引
き込む。電流ミラー回路１６の出力段のトランジスタＱ
１３のコレクタからは（ｔ、＋ Ｉ ＋＋＋／２）の電
流が流れる。一方、トランジスタＱ４のコレクタは、電
流ミラー回路１１のトランジスタＱ１８のベース・コレ
クタに接続されており、ダイオード接続さたトランジス
タＱ１８のコレツ・ベースに（■。−Ｉい／２）のミラ
ー電流が流れ込む。従って、トランジスタＱ１９のコレ
クタには、（１０−Ｉ ＩＮ／ ２ ）のミラー電流が
流れ込む。依って、電流ミラー回路１６から（１０−Ｉ
ＩＮ／ ２ ）のミラー電流を引き込むようになされ
る。しかし、電流ミラー回路１６のトランジスタＱ１３
のコレクタから（■。＋Ｉ ＩＮ／ ２ ）の電流が流
れ出るので、出力端子２から第２図の（Ｃ）に示すよう
に正の出力電流１１）１が流れる。
上述の如く、本発明の位相比較器は、出力端子２が、電
流ミラー回路１５．１６の出力段のトランジスタＱ１２
．Ｑ１３のコレクタが共通接続されているので、入力端
子６．７からのスイッチング信号に基づいて電流ミラー
回路１５．１６が交互に作動して、夫々の出力電流が出
力端子２から重畳された出力として得られる。この出力
を平滑することによって、スイッチング信号に対して入
力信号の位相のずれに応じた直流出力を得ることが可能
である。更に詳細に説明すると、第２図乃至第４図に示
すように、第２図乃至第４図を通し、（ａ）は入力端子
１から入力される信号であり、（ｂ）は端子６に供給さ
れる方形波のスイッチング信号である。又、（ｃ）は出
力端子２からの出力を表し、（ｄ）は出力を平滑した直
流出力を表している。即ち、入力信号が、入力端子６，
７に供給される信号に対して位相差が０度であれば、第
２図の（ｄ）の如く正の直流出力が出力され、第３図の
ように位相差が９０度の時は第３図の（ｄ）の如く出力
が零であり、又、第４図のように位相差が１８０度の時
は、第４図の（ｄ）に示す如く負の直流出力が出力され
る。
流ミラー回路１５．１６の出力段のトランジスタＱ１２
．Ｑ１３のコレクタが共通接続されているので、入力端
子６．７からのスイッチング信号に基づいて電流ミラー
回路１５．１６が交互に作動して、夫々の出力電流が出
力端子２から重畳された出力として得られる。この出力
を平滑することによって、スイッチング信号に対して入
力信号の位相のずれに応じた直流出力を得ることが可能
である。更に詳細に説明すると、第２図乃至第４図に示
すように、第２図乃至第４図を通し、（ａ）は入力端子
１から入力される信号であり、（ｂ）は端子６に供給さ
れる方形波のスイッチング信号である。又、（ｃ）は出
力端子２からの出力を表し、（ｄ）は出力を平滑した直
流出力を表している。即ち、入力信号が、入力端子６，
７に供給される信号に対して位相差が０度であれば、第
２図の（ｄ）の如く正の直流出力が出力され、第３図の
ように位相差が９０度の時は第３図の（ｄ）の如く出力
が零であり、又、第４図のように位相差が１８０度の時
は、第４図の（ｄ）に示す如く負の直流出力が出力され
る。
又、斯る位相比較器は、ダイオード接続されたトランジ
スタとトランジスタがカスコード接続されて組み合わさ
れた構成となっており、ベース・エミッタ間電圧Ｖ０と
トランジスタのコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣ！＋
□。の総和（Ｖｓｔ＋Ｖ６．。、））即ち、約０．９Ｖ
で作動するもので、低電圧で極めて有効なものである。
スタとトランジスタがカスコード接続されて組み合わさ
れた構成となっており、ベース・エミッタ間電圧Ｖ０と
トランジスタのコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣ！＋
□。の総和（Ｖｓｔ＋Ｖ６．。、））即ち、約０．９Ｖ
で作動するもので、低電圧で極めて有効なものである。
本発明の位相比較器は、上述の如く電源電圧がＩＶ以下
であっても作動するものであり、ＰＬＬ回路等の位相比
較器として極めて有効なものである。
であっても作動するものであり、ＰＬＬ回路等の位相比
較器として極めて有効なものである。
第１図は、本発明の位相比較器゛の一実施例を示す図、
第２図乃至第４図は、位相比較器のの動作を説明する為
の図、第５図は、従来の位相回路を説明する為の図であ
る。 に入力端子、２：出力端子、３：基準電圧源が印加され
る入力端子、４：基準電圧源、５：接地端子、６．７：
入力端子、８乃至１６：電流ミラー回路、Ｑｌ乃至Ｑ２
８：Ｉ−ランリスタ。
第２図乃至第４図は、位相比較器のの動作を説明する為
の図、第５図は、従来の位相回路を説明する為の図であ
る。 に入力端子、２：出力端子、３：基準電圧源が印加され
る入力端子、４：基準電圧源、５：接地端子、６．７：
入力端子、８乃至１６：電流ミラー回路、Ｑｌ乃至Ｑ２
８：Ｉ−ランリスタ。
Claims (1)
- 入力信号と基準電圧が入力される第１と第２の入力端子
を具えた差動増幅器と、該差動増幅器から互いに位相の
反転した出力を導出する電流ミラー回路からなる第１と
第２の能動負荷回路と、該第１の能動負荷回路の第１と
第２の出力段のトランジスタと、該第２の能動負荷回路
の第３と第４の出力段のトランジスタと、前記第１乃至
第４の出力段のトランジスタのコレクタに接続される第
１乃至第４の電流ミラー回路と、該第１と該第３の電流
ミラー回路の出力段のトランジスタが接続された第５の
電流ミラー回路と、該第２と該第４の電流ミラー回路の
出力段のトランジスタが接続された第６の電流ミラー回
路と、該第５と該第６の電流ミラー回路の出力段のトラ
ンジスタのコレクタの共通接続点に接続された出力端子
と、該第１と第３並びに第２と第３の電流ミラー回路を
交互に作動させることによって、該出力端子からの位相
差に応じた出力を得ることを特徴とする位相比較器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61221181A JPS6376508A (ja) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | 位相比較器 |
| US07/097,612 US4808856A (en) | 1986-09-19 | 1987-09-16 | Low voltage phase comparator |
| KR1019870010361A KR900008026B1 (ko) | 1986-09-19 | 1987-09-18 | 위상 비교기 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61221181A JPS6376508A (ja) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | 位相比較器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6376508A true JPS6376508A (ja) | 1988-04-06 |
| JPH0253961B2 JPH0253961B2 (ja) | 1990-11-20 |
Family
ID=16762748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61221181A Granted JPS6376508A (ja) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | 位相比較器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4808856A (ja) |
| JP (1) | JPS6376508A (ja) |
| KR (1) | KR900008026B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017163546A (ja) * | 2016-03-11 | 2017-09-14 | 株式会社ソシオネクスト | タイミング差異の測定 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3927381A1 (de) * | 1989-08-19 | 1991-02-21 | Philips Patentverwaltung | Phasenvergleichsschaltung |
| US5103123A (en) * | 1990-09-17 | 1992-04-07 | Motorola, Inc. | Phase detector having all NPN transistors |
| US6595071B1 (en) | 2000-01-06 | 2003-07-22 | Transoma Medical, Inc. | Estimation of error angle in ultrasound flow measurement |
| US6539316B1 (en) | 2000-01-06 | 2003-03-25 | Data Sciences International, Inc. | Phase detector |
| US6435037B1 (en) | 2000-01-06 | 2002-08-20 | Data Sciences International, Inc. | Multiplexed phase detector |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3863080A (en) * | 1973-10-18 | 1975-01-28 | Rca Corp | Current output frequency and phase comparator |
| US4001603A (en) * | 1976-02-25 | 1977-01-04 | National Semiconductor Corporation | Emitter load switching circuit |
| JPS59218036A (ja) * | 1983-05-25 | 1984-12-08 | Sony Corp | 位相比較回路 |
-
1986
- 1986-09-19 JP JP61221181A patent/JPS6376508A/ja active Granted
-
1987
- 1987-09-16 US US07/097,612 patent/US4808856A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-09-18 KR KR1019870010361A patent/KR900008026B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017163546A (ja) * | 2016-03-11 | 2017-09-14 | 株式会社ソシオネクスト | タイミング差異の測定 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR880004648A (ko) | 1988-06-07 |
| US4808856A (en) | 1989-02-28 |
| KR900008026B1 (ko) | 1990-10-29 |
| JPH0253961B2 (ja) | 1990-11-20 |
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