DE2403331A1 - Schaltungsanordnung zum erzeugen eines saegezahnfoermigen ablenkstromes durch eine horizontal-ablenkspule - Google Patents

Description

PHN.

WIJN/EVH. 12.1.197^

"Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes durch eine Horizontal-Ablenkspule"

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes durch eine Horizontal-Ablenkspule, mit einem Sägezahnnetzwerk, das eine Diode und die Spule enthält, welche Spule während der Hinlaufzeit des Stromes mit einer Hinlaufkapazität und während der Rücklaufzeit des Stromes mit einer Rücklaufkapazität zusammenarbeitet, wobei die Schaltungsanordnung weiter eine Speisespannungsquelle und Schaltmittel'enthält, die während der Rücklaufzeit gesperrt sind.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist in der USA-Patentschrift 3 kkk hZ6 beschrieben worden. Darin ist zur. Korrektur

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der Rasterverzeichnung in der horizontalen Richtung, die sogenannte Ost-West-Korrektur, des wiedergegebenen Bildes in einer Bildwiedergabeanordnung die Speisespannung die Summe einer Gleichspannung und einer vertikal-frequenten parabelfBrmigen Spannung» Die letztgenannte Spannung rührt vom Vertikal-Ablenkstromgenerator her, der einen Teil derselben Wiedergabeanordnung bildet. Dadurch erfährt der Horizontal-Ablenkstrom die -vertikal-frequent e Modulation, die für die genannte Korrektur erwünscht ist.

Ein Nachteil der bekannten Schaltungsanordnung ist, dass die während der Rücklaufzeit an einer zwischen den Schaltmitteln und der Speisespannungsquelle geschalteten Induktivität vorhandenen Rücklaufimpulse 'vertikal-frequent moduliert sind. Mit dieser Induktivität ist eine Wicklung gekoppelt, mit der die genannten Impulse aufwärtstransformiert und zur Erzeugung der Hochspannung für die Endanode der Bildwiedergaberöhre einem Gleichrichter zugeführt werden. Es tritt daher eine unerwünschte Modulation der Hochspannung auf. Dies gilt auch für Hilfsspannungen, die auf bekannte Weise durch andere mit der genannten Induktivität gekoppelte Wicklungen erzeugt werden können«

Ein weiterer Nachteil der bekannten Schaltungsanordnung ist» dass sie eine sehr gute Stabilisierungsschaltung für die Speisespannung erfordert, damit die Gleichspannungen sowie der vertikal-frequente Anteil derselben konstant bleiben und zwar trotz der unvermeidlichen Schwankungen der aus dem elektrischen Versorgungsnetz hergeleiteten Spannung, die der

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genannten Stabilisierungsschaltung zugeführt wird und trotz etwaiger Schwankungen der Belastungen der genannten Wicklungen.

Der erstgenannte Nachteil lässt sich durch bekannte Schaltungsanordnungen beheben, in denen zwei Generatoren verwendet werden, von denen einer wenigstens den "Ost-Westmodulierten Anteil des Signals liefert und die mittels einer Brückenschaltung gegenüber einander entkoppelt sind. Dabei ist ein Transformator notwendig und das Gleichgewicht muss mittels einer Brückenspule eingestellt werden, welches Gleichgewicht unter allen Umständen beibehalten werden muss. Die Erfindung bezweckt nun, eine verbesserte Schaltungsanordnung zu schaffen, in der die Speisespannung nicht stabilisiert und nicht vertikal-frequent moduliert zu sein braucht. Dazu weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass sie weiter mit mindestens einem zweiten Sägezahnnetzwerk versehen ist, das eine zweite Diode -und eine zweite Spule enthält, die mit einer zweiten Hinlauf» kapazität und einer zweiten Rücklaufkapazität zusammenarbeitet, wobei die Rücklaufzeit des Stromes durch die zweite Spule der des Ablenkstromes nahezu entspricht, dass die beiden Sägezahnnetzwerke derart miteinander verbunden sind, dass die beiden Dioden miteinander und in derselben Leitungsrichtung reihengeschaltet sind, wobei die Reihenschaltung aus den beiden Dioden den Schaltungsmitteln parallelgeschaltet ist und dass die Spannung an einer Hinlaufkapazität durch ein Steuerelement steuerbar ist.

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Es dürfte einleuchten, dass die erfindungsgemässe Massnahme sich nicht auf die Ost-West-Korrektur zu beschränken braucht, sondern auch beispielsweise zur Stabilisierung gegen Speisespannungsschwankungen oder zum Erzeugen eines Korrekturdifferenzstromes und im allgemeinen zur Erhaltung eines Verhaltens der Spannung an der mit der Horizontal-Ablenkspule zusammenarbeitenden Hinlaufkapazität und daher des Ablenkstromes, der vom Verhalten der Speisespannung abweicht, anwendbar ist.

Ausführungsbeispi«le der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Bildwiedergabeanordnung mit der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 bis 7 andere Ausführungsbeispiele von erfindungsgemässen Schaltungsanordnungen.

Die Bildwiedergabeanordnung nach Fig. 1 enthält eine Hochfrequenzabstimmeinheit 1 zum Anschluss an eine Antenne 2, einen Zwischenfrequenzverstärker 3 ι einen Demodulator h und einen Videoverstärker mit einem Farbdekoder 5» der einer Farbwiedergaberöhre 6 die Farbsignale liefert. Diese Röhre enthält eine Endanode 7 und ist mit einer Spule Ly für die Horizontal-(Zeilen)-Ablenkung und mit einer Spule L* für die

Vertikal-(Bild)-Ablenkung versehen.

Mit einem Amplitudensieb 8 werden aus dem Ausgangssignal des Demodulators k Horizontal-Synchronimpulse abgetrennt und einem Horizontal-Oszillator 9 zugeführt, sowie

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Vertikal-Synchronimpulse, die einem Vertikal-Oszillator 10 zugeführt werden. Der Oszillator 10 steuert eine Vertikal-Endstufe 11, die den Ablenkstrom für die Spule L* liefert. Der Horizontal-Oszillator 9 steuert eine Treiberstufe D die Schaltimpulse für einen gesteuerten Schalter, beispielsweise einen Schalttransistor T , einer noch zu beschreibenden Horizontal-Ablenkausgangsschaltung liefert.

In Reihe mit der Horizontal-Ablenkspule Ly liegt ein Hinlaufkondensator C. und parallel zu der auf diese Weise gebildeten Reihenschaltung liegen eine Diode D mit der angegebenen Leitungsrichtung und ein Rücklaufkondensator C-Der Kondensator C kann der Spule Ly auch parallelgeschaltet sein. Die genannten vier Elemente stellen nur die Prinzipschaltung mit den Hauptelementen des Ablenkteils dar. Dieser Teil kann beispielsweise auf bekannte Weise mit einem oder mehreren Transformatoren zur gegenseitigen Koppelung der Elemente, mit Anordnungen zur Zentrierung und Linearitätskorrektur u.dgl. versehen sein.

Ein Ende oder ein Abgriff einer Primärwicklung L.. eines Transformators T ist mit dem Kollektor des npn-Transistors T und mit dem Verbindungspunkt A der Elemente D, C und Ly verbunden. Am anderen Ende der Wicklung L₁ liegt die positive Klemme einer Gleichspannungsquelle B, deren negative Klemme an Masse liegt.

Die nicht mit der Ablenkspule Ly verbundenen Enden der Elemente D, C und C. sind mit dem Verbindungspunkt einer

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Diode D^f, eines Kondensators C^f und einer Spule L¹ verbunden. In Reihe mit der Spule L¹ liegt ein Kondensator C¹., und .

die freien Enden der Elemente D',, C und C. liegen an Masse.

ι r t °

Die Leiturigsrichtung der Diode D¹ ist dieselbe wie die der Diode D, d.h., die Anode der Diode D* liegt an Masse. Die

Elemente D*. L¹. C¹ und C« bilden ein Netzwerk, dessen * ^w τ ν *

Aufbau dem von den Elementen D, L_Y, C , C. gebildeten Netzwerk enspricht, jedoch gegebenenfalls auf einem anderen Impedanzpegel.

Parallel zum Kondensator C. liegt eine Modulations-τι

quelle M- . Diese Modulationsquelle enthält einen Transistor T · dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt der Spule L¹ und des Kondensators C*. verbunden ist, sowie eine die Basiselektrode von T * steuerende Treiberstufe D *, die an die Vertikal—Endstufe 11 angeschlossen ist. Die Treiberstufe D · erzeugt aus den Signalen der Vertikal-Endstufe ein vertikal-frequentes sich parabelfSrmig änderndes Modulationssteuersignal, das zur Ost-West-Rasterkorrektur des Horizontal-Ablenkstromes dient. Dieses Signal ändert sich ■ zwar vertikal-frequent, kann aber während einer Horizontal-Periode als konstant betrachtet werden. Weil die zu korrigierende Rasterverzeichnung meistens kissenf3rmig ist, muss bekanntlich die eingeführte Modulation derartig sein, dass die Amplitude des Horizontal-Ablenkstromes sich mit einer parabelfSrmigen Umhüllenden ändert, wobei die Spitze der Parabel in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit auftritt und

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mit der maximalen Amplitude zusammenfällt«

Auf dem Kern des Transformators T sind andere Wicklungen angebracht, an denen Spannungen vorhanden sind, die als Speisespannungen für andere Teile der Bildwdedergabeanordnung dienen. Eine dieser Wicklungen, Wicklung Lp, ist in Pig. 1 ! dargestellt und erzeugt mit Hilfe eines Hochspannungsgleichrichters D- an einer Glättungskapazität C₁ die Hochspannung für die Endanode 7 der Bildwiedergaberöhre 6. Die auf diese Weise erhaltenen Hilfsspeisespannungen sowie die Hochspannung dürfen nicht dieselbe vertikal-frequente Modulation erfahren .wie der Horizontal-Ablenkstronie

Nach dem Anfang der Hinlaufzeit sind die Dioden D und D¹ leitend. Die Spannung am Kondensator C^ beziehungsweise C¹. wird an die Spule L_y beziehungsweise L¹ angelegt_s wodurch durch die beiden Spulen ein sSgezahnförmiger Strom fliesst₀ Der Strom ±y. durch die Spule L„ ist der Horizontal-Ablenkstroai. Vor der Mitte der Hinlaufzeit bekommt die Basis des Transistors Tr ein Steuersignal zugeführt, wodurch dieser Transistor leitend wird. Etwa in der Mitte der Hinlaufzeit kehren die beiden Strbme ihre Richtung um» Wenn der Strom i„ stärker ist als der Strom i durch die Spule L*, fliesst der Strom iy. durch den Transistor T_r, während durch die Diode D¹ die Differenz i_y - i* fliesst. Die Diode D liegt der Reihenschaltung aus dem Transistor Tr im Sättigungszustand und der Diode D¹ parallel und ist daher, obschon nicht leitend, praktisch spannungslos. Im umgekehrten Fall, wobei der Strom i¹ stärker

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1st als der Strom i—, fliesst der Strom i¹ durch den Transistor Tr und die Differenz i¹ - 1γ durch die Diode D und die Diode D* ist strom- sowie spannungslos.

Am Ende der Hinlaufzeit wird der Transistor Tr und dadurch auch die Diode, die sich im leitenden Zustand befand, gesperrt. Am Kondensator C beziehungsweise C entsteht eine nahezu sinusförmige Rücklaufspannung. Im Zeitpunkt, in dem diese Spannungen wieder Null werden, geraten die Dioden D und D¹ gleichzeitig wieder in den leitenden Zustand» dies ist der Anfang einer neuen Hinlaufzeit. Eine Bedingung dabei ist, dass die von den Dioden D und D¹ und den Elementen Cr, Ly, Ct beziehungsweise C , L¹, C¹. bestimmten Rücklaufzeiten nahezu gleich sind, was der Fall ist, wenn die Resonanzfrequenzen der einzelnen Netzwerke einander entsprechen, wobei die Rücklaufzeit dann eine bekannte Funktion der Resonanzfrequenz ist.

Dadurch, dass der Transistor Tr¹ dem Kondensator C' parallelgeschaltet ist, ist gleichsam eine vertikal-frequent ändernde Belastung an der an-diesem Kondensator vorhandenen Spannung v¹ vorgesehen. Wenn die Kapazität dieses Kondensators derart gewählt worden ist, dass seine Impedanz für die Vertikal-Frequenz nicht vernachlässigbar klein ist gegenüber der Ausgangsimpedanz der Quelle M-, wird die Spannung v¹ und auch.die Spannung ν am Kondensator C. vertikal-frequent ändern insofern dieselbe Wahl für den Kondensator C. gemacht worden 1st. Die Summe der Mittelwerte der Spannungen ν und v' entspricht ja der Spannung V_, der Quelle B, da an den Induktivitäten

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L₁ Ιγ und L^f keine Gleichspannung bestehen bleiben kann.

Die Amplitude des Stromes i_v erfährt dieselbe Aenderung wie die Spannung v. Das Steuersignal des Transistors Tr¹ muss derart sein, dass die Spannung ν und dadurch die vertikalfrequente Umhüllende des Stromes Iy. die obengenannte gewünschte Form hat.

Die Spannung ν entspricht nahezu dem Mittelwert der am Kondensator C vorhandenen Spannung und ist der Rücklaufspannung daran proportional. Ebenfalls entspricht die Spannung v¹ nahezu dem Mittelwert der am Kondensator C^1- vorhandenen

Spannung und ist die Rücklaufspannung daran proportional. Nach der Erfindung sind, wie erwähnt, die Rücklaufzeiten der Netzwerke D, C_r, Ly, C_t und D¹, C'_r, L¹, C'_t nahezu gleich. Die beiden Rücklaufspannungen sind <iaher gleichförmig und die beiden Proportionalitätskonstanten sind gleich. Die Spannung V am Punkt A entspricht der Summe der an den Kondensatoren C und C vorhandenen Spannungen und der Spitzenwert der Spannung v. steht gegenüber dem Mittelwert, d.h. gegenüber der Spannung V„ der Quelle B, in demselben Verhältnis wie die Rücklaufspannungen an den Kondensatoren C und C¹ gegenüber den Spannungen ν und v¹. Wenn die Spannung V_ konstant ist, ist der Spitzenwert der Spannung v. auch konstant. Daraus folgt, dass die Amplitude der an der Wicklung L₁ vorhandenen Spannung auch konstant ist, was bedeutet, dass die Hochspannung an der Elektrode 7 sowie die Hilfsspeisespannungen keine vertikal-frequente Modulation erfahren.

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trotz der Modulation des Ablenkstromes !_.,

Die Schwankung der Spannung v' ist der der Spannung, ν entgegengesetzt, so dass die Spannung v¹ in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit minimal sein muss.

Dasselbe Resultat wie obenstehend lässt sich auch dadurch erreichen, dass die Modulationsquelle nicht dem Kondensator C. sondern dem Kondensator C. parallelgeschaltet wird, wobei die Polarität des Steuersignals des Transistors Tr* gegenüber dem Steuersignal in Fig. 1 umgekehrt sein muss. Sine andere Abwandlung ist die, bei der der Transistor Tr¹ nicht als sich ändernde Belastung, sondern als Strom- oder Spannungsquelle angeordnet wird. Dieser letztere Fall tut sich dar, wenn der Transistor Tr¹ beispielsweise als Emitterfolger geschaltet ist.

In der Praxis wird das Verhältnis zwischen den Induktivitätswerten der Spulen Ly und L¹ dem Verhältnis der daran erwünschten mittleren Hinlaufspannungen nahezu entsprechend gewählt werden. Wenn beispielsweise die Gesamthinlaufspannung v+v¹ etwa I50V ist, kann bei einem mittleren Gleichspannungsanteil der Spannung v¹ von etwa 3QV der Induktivitätswert der Spule L¹ einem Viertel von der der Spule L_v entsprechen. Ein. praktisches Beispiel ist etwa 270/uH und 1,2 mH. Durch Einstellung des Gleichspannungsanteils der Spannung v¹ wird die Breite des wiedergegebenen Bildes eingestellt, während die Amplitude des vertikal-frequenten Anteils für ein nicht verzeichnetes Bild eingestellt wird.

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Oben.steh.end wurde vorausgesetzt, dass die Spag VL, konstant ist. Das bedeutet, dass diese Spannung gegen Schwankungen des elektrischen Versorgungsnetzes, gegen etwaige Aenderungen der jeweiligen Belastungen am Transformator T und gegen vom Netz herrührende Brummspannungen stabilisiert sein muss· Eine derartige und kostspielige Stabilisierung ist bei der Ausbildung nach Fig. 2 nicht erforderlich. In Fig. sind nur die nun wichtigen Elemente dargestellt. Die Schaltungsanordnung enthalt dieselben Netzwerke D, C_r, L_y, C^ und D¹, C»_r, L¹, Cj. und die Modulationsquelle M₁ wie Fig. 1. Der Verbindungspunkt A des Kollektors des Transistors Tr mit dem erstgenannten Netzwerk ist über eine Drosselspule L,, an die Quelle B angeschlossen. Sie enthält weiter ein drittes ähnliches Netzwerk D*, C" , L^w, C¹¹. , das zwischen den zwei erstgenannten Netzwerken und Masse in Reihe geschaltet ist, und das auf dieselbe Weise wie die Quelle M- an das zweit© Metzwerk esbae Stabilisierungsschaltung S angeschlossen ist und das dieselbe Rücklaufzeit hat wie die zwei erstgenannten Netzwerke. Die Stabilisierungsschaltung S hat eine Klemme 12, der eine Information in bezug entweder auf die Schwankungen der Spannung v+v*, oder die des Spitzenwertes der an der Reihenschaltung aus den Netzwerken D, C_x,, L_v, C^ und D', C¹ , L¹, C¹. vorhandenen Spannung v. zugeführt wird. Sie enthält eine Bezugsspannungsquelle, an der die genannte Information verglichen wird, wodurch eine derartige Schwankung der am Kondensator Cⁿ. vorhandenen Spannung v^w erhalten wird, dass die Spannung v. konstant gehalten wird, ohne dass die Spannung am Kollektor dea

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Transistors Tr konstant ist. Parallel zur Reihenschaltung aus den Netzwerken D, C , Ly, Cj. und D¹, C , L¹, C. ist die Primärwicklung L- des Transformators T über einen Trennkondensator angeordnet. Die Hochspannung sowie die HilfsspeiseSpannungen sind auf diese Weise unabhängig von den Schwankungen der Spannung V^,. Wie in Fig. 1 der Fall ist, haben sie auch keine vertikal-frequente Modulation, während der Strom ±y. die gewünschte Modulation erfährt. Es dürfte einleuchten, dass die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 auch ohne Netzwerk D¹, C , L¹, C¹. verwendbar ist, beispielsweise in einer Schwarz-Weiss-Bildwiedergabeanordnung, wobei keine Ost-West-Modulation angewandt wird. Xn diesem Fall wird die Spannung ν konstant gehalten, so dass die Rücklaufspannung zum Erzeugen der Hochspannung geeignet ist,

Fig. 3 zeigt eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung, in der, wie es in der nach Fig. 2 der Fall ist, die Spannung V nicht stabilisiert zu sein braucht. Dabei wird eine Schaltungsanordnung verwendet, die in "IEEE Transactions on Broadcast and Television Receivers", August 1972, BTR-18 Nr. 3, Seite 177-182 beschrieben ist und die Kombination aus einer Horizontal-Ablenk- und einer geschalteten Speisespannungsstabilisierungsschaltung ist. Dabei liegt zwischen dem Punkt A und dem Transistor Tr eine Diode D₂ in Reihe mit derselben Leitungsrichtung wie der Kollektorstrom des Transistors, während die bereits genannte Primärwicklung L- des Transformators T zwischen der Quelle B

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und dem Verbindungspunkt des Transistors Tr und der Diode D₂ liegt« Die Reihenschaltung aus einer Diode D„ und einer Sekundärwicklung Lj, des Transformators T liegt zwischen dem Punkt A und Masse, wobei die Kathode der Diode D~ mit dem Punkt A verbunden ist. Der Wickelsinn der gezeichneten Wicklungen des Transformators T ist in der Figur durch Polaritätspunkte angegeben. Die Treiberschaltung Dr enthält eine Vergleichsstufe und einen Modulator, wodurch die Leitungszeit des Transistors Tr regelbar ist.

Der Spitzenwert der Spannung v. kann in der Ausbildung nach Fig. 3 konstant gehalten werden, trotz Schwankungen der Spannung V— und trotz der vertikal-frequenten Modulation der Spannungen ν und v¹, wenn die Spannung am Verbindungspunkt der Spule L_Y und des Kondensators C. über ein Tiefpassfilter F der Vergleichsstufe der Treiberschaltung Dr zugeführt wird. Dies ist in der Figur gestrichelt dargestellt. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters ist· ja der Mittelwert der Spannung v+v* . Eine Bedingung dabei ist, dass das Filter F keinen horizontal-frequenten Anteil, wohl aber einen gegebenenfalls vorhandenen vertikal-frequenten Anteil durchlässt. Auf dieselbe Art und Weise kann die Spannung v. dem Filter F · zugeführt werden« In Fig. 3 erfolgt die Regelung dadurch," dass die Spannung an einer Sekundärwicklung L- des Transformators T durch einen Spitzengleichrichter Dr, C₂ gleichgerichtet wird, wobei die auf diese Weise erhaltene Gleichspannung der Treiberschaltung Dr zur Regelung der Leitungszeit des

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Transistors Tr zugeführt wird. Die Amplitude der Spannung an der Wicklung L^ und daher die der Spannung v., die der erstgenannten proportional ist, wird durch die Regelung der genannten Leitungszeit konstant gehalten. Auf dieselbe Weise kann auch die Spannung v. selbst einem Spitzengleichrichter zugeführt werden.

Es sei bemerkt, dass es in den Ausbildungen der Pig. 2 bzw. 3 möglich ist, durch Steuerung der Schaltungsanordnung S bzw. Dr der Spannung v. jede gewünschte Aenderung·zu erteilen. Der Erfindungsgedanke ist auch in der Ausbildung nach Fig. 4a anwendbar, in der der (nicht dargestellte) Teil links vom Punkt A auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1 oder Fig. 3 ausgebildet werden kann. In Fig. 4a ist die Horizontal-Ablenkspule L_v in zwei gleiche Spulenhälften L_Y1 und Ly₂ aufgeteilt, die in zwei fast identische Netzwerke d^ , C .. , Ly , C. .. und dpi C ο» kyp ^t2 ^auf£^erlommen sind. Diese Netzwerke sind mit dem Netzwerk D^ , C'_r, L« , C'_t für die· Ost-West-Korrektur in Reihe geschaltet, wobei parallel zum Kondensator C'_t die Modulationsquelle M₁ angeordnet ist. Eine Modulationsquelle M₂ kann dem Kondensator C^₂ parallelgeschaltet werden und zwar zum Herbeiführen einer derartigen Aenderung der Spannung an diesem Kondensator, dass ein Korrekturdifferenzstrom i„ in der einen SpulenhSlfte beispeilsweise Ly₁, zum Ablenkstrom i— addiert wird und in der anderen Spulenhälfte vom Ablenkstrom ±_Ύ subtrahiert wird. Dadurch erzeugen bekanntlich die Spulenhälften Ly₁ und Ly₂ ein Korrektürvierpölfeld, das

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Ablenkfehler ausschaltet. Ein derartiges Vierpolfeld ist beispielsweise in der USA-Patentschrift 3 440 483 beschrieben worden, wobei die augenblickliche Stärke des Stromes i„ dem Produkt der augenblicklichen Stärken der beiden Ablenkströme proportional ist und wodurch anisotrop astigmatische Ablenkfehler ausgeschaltet werden. Der Spitzenwert der Spannung v. an der Reihenschaltung aus den drei Netzwerken wird konstant gehalten, wie in bezug auf die Fig. 1,2 oder 3 beschrieben worden ist.

Die Ausbildung nach Fig. ha. weist den Nachteil auf, dass ein Gleichstromanteil des Korrekturstromes ±_v durch die Spulenhälfte Ly₂, nicht aber durch die Spulenhälfte L_yi fliesst, was Fehler herbeiführen kann. Die Ausbildung nach Fig. hh weist diesen Nachteil nicht auf» hier wird die Modulationsquelle Μ« über eine Drosselspule L^ an den Verbindungspunkt · der Dioden d* und d„ angeschlossen, wobei die Spule L^ horizontal-frequente, nicht aber vertikal-frequente Signale sperrt. Die Ausgangsspannung der Quelle M« ist vertikalfrequent sägezahnförmig. Der Kondensator C-₂ liegt zwischen der Spule L^ und dem Verbindungspunkt der Spulenhälften Ly₁ und Ly₂, so dass dieser Kondensator nun einen Teil der beiden Netzwerke bildet. Am Verbindungspunkt der Dioden d* und d₂ entsteht eine vertikal-frequent modulierte horizontalfrequente impulsförmige Spannung. Die Umhüllende der Rücklaufspannung an der einen Diode, beispielsweise d₂, ist ein abnehmender Sägezahn und die der Rücklaufspannung an der

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anderen Diode, beispielsweise d.. , ein zunehmender Sägezahn. Die Summe dieser Spannungen, die in der Figur dargestellt sind, ist ja konstant. Die durch diese Spannungen durch die Spulen Ly₁ und Ly₂ verursachten Ströme sind dem Integral der horizontal-frequenten Spannungen an den Spulen proportional und daher sägezahnförmig. Diese Ströme sind also die gewünschten Ströme i_. + i^ bzw. i_Y - i_K. Es dürfte einleuchten, dass andere bekannte Korrekturdifferenzströme auf ahnliche Weise erzeugbar sind*

In Pig. 5 ist eine Abwandlung dargestellt, wobei die Schaltungsanordnung nach der Erfindung einen Strom erzeugt zur Korrektur in der vertikalen Richtung, die sogenannte Nord-Süd-Korrektur, des wiedergegebenen Bildes. Das Ablenknetzwerk D, C_r, L_v, C_t ist mit dem Netzwerk D«, C^f _r> L^f, C»_t für die Ost-West-Korrektur und mit einem dritten ähnlichen Netzwerk D", C" , L^M-, C. in Reihe geschaltet. Parallel zum Kondensator Cⁿ _t liegt die Modulationsquelle M_ mit einem, vertikal-frequenten sägezahnförmigen Signal und parallel zur Reihenschaltung aus den Kondensatoren C. und C. liegt die Modulationsquelle M₁ mit einem vertikal-frequenten parabelförmigen Signal, Weil die Summe der Spannungen an den Kondensatoren C., C*. und Cⁿ. konstant ist (sder konstante .Gleichspannungsanteil der Spannung v.) und weil sich die Summe der Spannungen an den Kondensatoren C. und C". parabelförmig ändert, ändert sich auch die Spannung am Kondensator C. parabelförmig und ist in dieser Spannung kein

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sägezahnfSrmiger Anteil vorhanden. Daher ist im Horizontal— Ablenkstrom kein vertikal-frequenter sägezahnförmiger Anteil vorhanden.

An einer mit der Wicklung L"- gekoppelten Wicklung Lⁿ ₂ ist eine horizontal—frequente impulsf8rmige Spannung vorhanden, die eine vertikal-frequente sägezahnfSrmige Umhüllende hat. Von dieser Spannung wird eine horizontal-frequente irapulsf iJrmige Spannung mit konstanter Amplitude subtrahiert, die von einer Wicklung L- des Transformators T geliefert wird. Diese Wellenformen sind in Fig. 5 dargestellt. Die Wicklung L"₂ ist mit einer Spule Lg und der Vertikal-Ablenkspule L* reihengeschaltet_f welche Spule an den Vertikal-Ablenkstromgenerator 11 angeschlossen ist. Zwischen .dem Verbindungspunkt der Spulen Lg und L' und Masse liegt ein Kondensator C«, während die Anschlussklemme der Spule L*_v am Generator 11 mittels eines Saugkreises 13 an Masse liegt und zwar für horizontal-frequente Signale und während der Verbindungspunkt der Wicklung L¹¹« ¹¹¹¹Cl eier Spule Lg über die Wicklungen L"₂ und L- für vertikal-frequente Signale an Masse liegt. Die zwischen dem Verbindungspunkt der Wicklung Lⁿ_ und der Spule Lg vorhandene Spannung ist horizontal-frequent impulsförmig mit einer vertikal-frequenten sägezahnförmigen Umhüllenden, die in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit Null wird.

Am Kondensator C„ entsteht auf bekannte Weise eine horizontal-frequente sinusförmige Spannung mit einer vertikalfrequenten sägezahnfSrmigen Umhüllenden, welche Spannung

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durch die Vertikal-Ablenkspule Ly einen kosinusförmigen Strom verursacht, der dem Vertikal—Ablenkstrom überlagert ist und der nahezu die erforderliche Parabelform hat. Dieser Strom ist daher der Nord-Süd-Korrekturstrom.

Im obenstehenden ist an den Kondensator C, bzw. C*.
keine Anforderung gestellt es sei denn, dass die Impedanz
desselben für die Vertikal-Frequenz nicht zu klein sein darf. In der Praxis wird der Kondensator C^ für die.sogenannte
S—Korrektur verwendet. Es ist, beispielsweise aus "Philips
Application Information Nr. 268i All Transistor 110° Colour Television" bekannt, dass die Linearität der Horizontal-Ablenkung verbessert werden kann, wenn die S-Korrektur mehr Ost-West-moduliert wird als der Ablenkstrom selbst, was mit der Ausbildung nach Pig. 6 verwirklichbar ist. In dieser
Figur bildet der Kondensator C. einen Teil der beiden
Netzwerke D, C₃₇, Ιγ, C^ und D», C* , L¹, C* , während die
Modulationsquelle M- über eine Spule Lq an den Verbindungs— punkt der Dioden D und D¹ angeschlossen ist. Das Verhältnis der Kapazitäten der Kondensatoren C, und"C'il' wird,
durch die gewünschte Modulation der S-Korrektur gegeben,
welche Modulation ihrerseits durch die geometrischen Eigenschaften der Bildwiedergaberöhre bestimmt wird. Die Ausbildung nach Fig. 1 ist nun nicht möglich: der Verbindungspunkt des Kondensators C. und der Spule L¹ liegt ja während der Horizontal-Hinlaufzeit an Masse. Dies ist nicht der
Fall in Fig. 6 und zwar durch das Vorhandensein des Konden-

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sat or s C. · Auf ähnliche Weise wie in der Ausbildung nach Pig* 4b fliesst in Pig. 6 kein Gleichstrom durch die Spule L¹.

In den beschriebenen Ausführungsformen ist die Induktivität, diö zwischen dem Punkt A und der positiven Klemme der Quelle B vorhanden und daher den Netzwerken parallelgeschaltet ist, nicht berücksichtigt worden. Dies ist berechtigt, solange diese Induktivität für die Horizontal-Prequenz eine grosse Impedanz hat. Liegt jedoch an der Induktivität, beispielsweise an der Drosselspule L» in Fig. 2, eine nicht vernachlässigbare Streukapazität, zu der derjenige Teil der Schaltungsanordnung, der sich um den Schalter, beispielsweise den Transistor Tr oder einen Thyristor, befindet, sowie die Hochspannungsgleichrichterschaltung, beiträgt, so ist die genannte Parallelimpedanz nicht mehr als unendlich gross zu betrachten. Die Folge ist, dass die Resonanzfrequenzen der einzelnen Netzwerke nicht mehr einander entsprechen und daher ebensowenig die Rücklaufzeiten derselben. Es dürfte einleuchten, dass die Rticklaufzeiten dennoch einander entsprechen werden, wenn die Resonanzfrequenz des durch die genannte Induktivität und die daran vorhandene Kapazität gebildeten Kreises der der Netzwerke entspricht.

Es kann jedoch passieren, dass die z.B. durch Schaltungs- und Bauelemente-Streukapazitäten bedingte Istkapazität Cp so gross ist, dass die erwähnte Resonanzfrequenz zu niedrig ist. Während der Rücklaufzeit sind in Fig. 1 die Kapazität Cp sowie die gesamte primäre Induktivität L des

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Transformators T den Reihenschaltungen C , C und L , L^f parallelgeschaltet (die Kapazitäten der Kondensatoren C^. und C*. sind zum Ausüben eines wesentlichen Einflusses zu gross). Die Kondensatoren C und C bilden auf-diese Weise einen kapazitiven Spannungsteiler, so dass der obenstehend beschriebene Kreis auf bekannte Weise durch einen Kreis mit einem induktiven Spannungsteiler ersetzt werden kann. Dies ist in Pigi 7 dargestellt. Zwischen dem Punkt A und Masse liegt ein Kondensator Cj, und zwischen einem Abgriff der Wicklung L- und dem Verbindungspunkt der Dioden D und D¹ liegt ein Kondensator C-, während die Kondensatoren C und C fortgefallen sind. Die Kapazitäten der Kondensatoren Cl und C- und die Stelle des Abgriffes können auf einfache Weise an Hand der Kapazität C und der Kapazitäten der Kondensatoren C und C bestimmt werden. Es sei bemerkt, dass die Kondensatoren Cj, und Ck im wesentlichen die Aufgabe der Rücklaufkapazitäten der beiden Netzwerke übernehmen.

In der Ausbildung nach Fig. 7 ist ausserdem die Reihenschaltung L , C. nicht mit dem Verbindungspunkt der Elemente Cj. und L' sondern mit einem Abgriff der Spule L¹ verbunden und zwar aus dem nachfolgenden Grund. In der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit ist die Ost-West-Modulation am tiefsten. Ist ausserdem, wie obenstehend, die S-Korrektur mehr moduliert als der Ablenkstrom, so ist es ohne diese Massnahme möglich, dass der Strom durch die Diode D¹ dann negativ wird, mit anderen Worten, die Diode D¹ würde zu leiten aufhören.Wird nun die genannte Massnahme angewandt,

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so fixesst durch diese Diode ein Strom, der die Stimme des Stromes in der ursprünglichen Ausbildung und eines dem Strom i proportionalen Stromes ist, und daher eine grössere Stärke hat. Die Stelle des Abgriffes kann derart gewählt werden, dass gewährleistet wird, dass die Diode D' unter allen Umständen während der ersten Hälfte der Horizontal-Hinlaufzeit leitend bleibt. Eine derartige Massnahme ist auch bei den Ausbildungen der Fig. kh und 6 möglich, wobei die Rücklaufkapazitäten wie in Fig. 7 oder auf eine andere Art und Weise (beispielsweise mittels eines parallel zur Spule L geschalteten Kondensators und eines zwischen dem Abgriff der Spule L¹ und Masse geschalteten Kondensators) durchgeführt werden können.

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Claims (12)

PHN.6732W ~ 22 - ' 12.1.7^. PATENTANSPRÜCHE

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnfSrmigen Ablenkstromes durch eine Horizontal-Ablenkspule, mit einem Sägezahnnetzwerk, das eine Diode und eine Spule enthält, welche Spule während der Hinlaufzeit des Stromes mit einer Hinlaufkapazität und während der Rücklaufzeit des Stromes mit einer Rücklaufkapazität zusammenarbeitet, wobei die Schaltungsanordnung weiter eine Speisespannungsquelle und Schaltmittel 'enthält, die während der Rücklaufzeit gesperrt sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung weiter mit mindestens einem zweiten Sägezahnnetzwerk versehen ist, das eine zweite Diode und eine zweite Spule enthält, die mit einer zweiten Hinlaufkapazität und einer zweiten RUcklaufkapazität zusammenarbeitet, wobei die Rücklaufzeit des Stromes durch die zweite Spule der des Ablenkstromes nahezu entspricht, dass die beiden Sägezahnnetzwerke derart miteinander verbunden sind, dass die beiden Dioden miteinander und in derselben Leitungsrichtung reihengeschaltet sind, wobei die Reihenschaltung aus den beiden Dioden den Schaltungsmitteln parallelgeschaltet sind und dass die Spannung an einer Hinlaufkapazität durch ein Steuerelement steuerbar ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung ein oder mehrere weitere Sägezahnnetzwerke enthält, die mit je einer weiteren Diode und einer weiteren Spule, die mit einer weiteren

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Hinlaufkapazität und einer weiteren Rücklaufkapazität zusammenarbeitet, wobei die Rücklaufzeit des Stromes durch die weitere Spule der des Ablenkstromes nahezu entspricht, versehen sind, wobei alle Sägezahnnetzwerke derart miteinander verbunden sind, dass die Dioden der Netzwerke in Reihe miteinander und in derselben Leitungsrichtung stehen und die Reihenschaltung aus den Dioden den Schaltungsmitteln parallelgeschaltet ist"und wobei die Spannungen in allen Hinlaufkapazitäten mit Ausnahme nur einer Spannung steuerbar sind.

3, Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsmittel die Reihenschaltung aus einer Diode und einem Transistor enthalten, wobei diese Diode dieselbe Leitungsrichtung hat wie der Kollektorstrom des Transistors und wobei der Verbindungspunkt der Diode und des Transistors an die Reihenschaltung aus einem induktiven Element und der Speisespannungsquelle angeschlossen ist, welches induktive Element über eine Diode mit den Sägezahnnetzwerken verbunden ist, und dass die Leitungszeit des Transistors steuerbar ist.

k't Schaltungsanordnung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, dass eine der während der Rücklaufzeit an der Reihenschaltung aus den Dioden der Sägezahnnetzwerke vorhandenen Spannung proportionale Spannung die Leitungszeit des Transistors steuert.

5· Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die während der

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Rücklauf zeit an einem Teil der Diode des Sägezahnnetzwerkes vorhandene Spannung nahezu konstant ist und dass eine Wicklung eines Hochspannungstransformators an diesen Teil angeschlossen ist»

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein erstes Steuerelement die Spannung an einer Hinlaufkapazität steuert und dass ein zweites Steuerelement die Summe der Spannungen an der genannten Hinlauf— kapazität und der Spannung an einer anderen Hinlaufkapazität steuert.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Hinlaufkapazität aus mehreren Kondensatoren besteht, von denen einer zugleich die Hinlaufkapazität ist, die mit der Spule eines anderen Sägezahnnetzwerkes zusammenarbeitet.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, dass die Spulen der beiden in diesem Anspruch genannten Sägezahnnetzwerke zwei fast identische Horizontal-Ablenkspulen sind.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das an eine Hinlaufkapazität angeschlossene Steuerelement eine Stabilisierungsschaltung zur Stabilisierung der während der Rücklaufzeit an den gesamten Dioden der übrigen Sägezahnnetzwerke vorhandenen Spannung ist.

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10« Bildwiedergabeanordnung mit einer Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche und einem Vertikal-Ablenkstromgenerator, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuerelement eine an den Vertikal-Ablenkstromgenerator angeschlossene Modulationsquelle ist«

11. Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 1O₁ dadurch gekennzeichnet, dass die gesteuerte Spannung vertikal-frequent parabelfSrmig ist.

12. Bildwiedergabeanordnung nach. Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die gesteuerte Spannung vertikal-frequent sSgezahnförmig ist. . """

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