DK145440B - Transistoriseret lodret afboejningskredsloeb - Google Patents

Description

i 145440 o

Opfindelsen angår et transistoriseret lodret afbøjningskredsløb af den i kravets indledning angivne art.

I US-patentskrift nr. 2.964.673 er der beskrevet en fordelagtig form for et transistoriseret, lodret afbøjnings-5 kredsløb, der anvender et klasse B, komplementært symmetrisk modtaktudgangstrin med en modkoblingsvej indeholdende en kapa-citans anbragt mellem udgangskredsløbet og indgangen til et drivtrin for at etablere en funktion af;Miller-integrator-typen. Den komplementære symmetriske opbygning tillader udeladelse 10 af den sædvanlige lodrette udgangstransformator, der tjener til at impedanstilpasse udgangstrinet til det lodrette afbøjningsågs viklinger.

I afbøjningskredsløbet anvendes, ligesom i det i US-patentskrift nr. 2.964.673 beskrevne, et komplementært-15 symmetrisk udgangstrin i forbindelse mediet Miller-integra-tørtilbagekoblingskredsløb, hvor koblingen af udgangstrinet til de lodrette ågviklinger sker over en koblingskondensator i stedet for en udgangstransformator. Udeladelsen af transformatoren tillader visse pris- og pladsbesparelser og undgår 20 bølgeformforvrængningsproblemer i forbindelse med de sædvanlige udgangstransformatorer. Endvidere er udeladelsen af transformatoren af særlig fordel ved en påtænkt anvendelse af opfindelsen, nemlig som lodret afbøjningskredsløb til et farve-billedrør med en afbøjningsvinkel på 110° i en kompakt,.lav 25 farvefjernsynsmodtagerkabinetopbygning, hvor. størstedelen af modtagerkredsløbet er anbragt på et med en åbning forsynet lodret chassis, gennem hvilken billedrørets hals strækker sig. Problemet med udgangstransformatorspredningsfelter, der skærer de tæt op til stødende farvebilledrørstråleveje, undgås ved 30 anvendelsen af det komplementært symmetriske udgangstrin.

I det kendte kredsløb styres de to udgangstransistorer af en drivtransistor, som i sin tur udstyres af en for-driv-transistor. Afbøjningsstrømmen flyder fra udgangstrinets udgang gennem de lodrette afbøjningsspoler og en tilbagekoblings-35 modstand til chassisjord. Fra forbindelsespunktet mellem afbøjningsspolerne og tilbagekoblingsmodstanden strækker der sig en integrationskreds med en integrationskondensator, Som udnytter Miller-effekten, til for-drivtransistorens indgang. Desuden er for-drivtransistorens indgang forbundet med en afladnings-

O

2 M5460 transistor, som under tilbageløbsintervallet er ledende og aflader Miller-kondensatoren. Ved begyndelsen af fremløbsintervallet spærres afladningstransistoren, så at kondensatoren ’ kan oplades. Svarende til den spænding, som opbygges på konden-5 satoren, styres for-drivtransistoren i stigende grad ind i den ledende tilstand, hvorved den savtandformede lodrette afbøjnings-spænding opstår ved dens udgang. Por-drivtransistorens indkoblingstidspunkt bestemmes af det begyndende forløb af Miller-kondensatorens opladning, som igen afhænger af lade-10 spændingen og af størrelsen af lademodstanden, som blandt andet omfatter billedhøjdeindstillingsmodstanden. Forskelle i for-drivtransistorens indkoblingstidspunkter fører imidlertid til forskelle i billedhøjden, så at denne bliver afhængig af driftsspændingsvariationer.

15 Det er opfindelsens formål at anvise udformningen af et afbøjningskredsløb af den indledningsvis nævnte art, hvormed det er muligt at undgå afhængighed af driftsspændingen ved at sikre et nøjagtigt indkoblingstidspunkt for for-drivtransistoren, uafhængigt af begyndelsesforløbet for Miller-kondensatorens 20 ladespænding.

Dette formål opnås ved den i kravets kendetegnende del angivne udformning. Herved opnås, at efter spærringen af afladningstransistoren vil, som følge af Miller-kondensatorens begyndende ladestrøm, den ene af de to dioder straks blive 25 ompolet i gennemløbsretningen, så at dens gennemløbsspænding også straks står til rådighed ved basen i for-drivtransistoren, som derved begynder at lede. Den antiparallelt forbundne diode sikrer på sin side en lavohmig afladningskreds for Miller-kon-densatoren, når koblertransistoren er ledende under tilbage-30 løbsintervallet.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken der med henblik på en generel beskrivelse af det viste afbøjningskredsløb er vist en lodret afbøjningsbølgeforstærker med (a) et indgangstrin 35 omfattende en NPN-transistor 20 anbragt i en emitterfølger-opstilling, (b) et drivtrin, der anvender en NPN-transistor 30 i en emitterjordet opstilling med baseindgang, og som reagerer på emitterfølgertransistoren 20's udgang, og (c) et klasse B, push-pull, komplementært symmetrisk udgangstrin,

O

3

USUO

der anvender en NPN-transistor 40 og .en PNP-transistor;50 med baserne drevet parallelt af drivtrfnsistoren 30's kollek-torudgang og med sammenføjede emittere, der tilvejebringer en udgangsbølgeform ved en udgangsterminal 0.

5 Det lodrette ågs respektive halvdele 80A og 80S

forsynes med afbøjningsstrøm fra udgangsterminalen 0 over en vej, der indeholder en koblingselektrolytkondensator £3 i serie med et lodret konvergenskredsløb 70, der i tegningen er repræsenteret ved en blok anbragt mellem terminalerne 10 C og C. Det lodrette konvergenskredsløbs detaljer, de* ikke omfattes af opfindelsen, er kun vist delvis med henblik på forenkling af tegningen. Afbøjningsstrømvejen er ført til chasisjord over et lW>parallelnetvaerk, der indeholder en strømfølemodstand 57.

15 En modkoblingsvej, der indeholder en kondensator 61, ligger i en sløjfe rundt om afbøjningsbølgeforstærkeren, idet den strækker sig mellem en tilbagekoblingsterminal F ved den ikke jordede ende af strømfølemodstanden 57 i forstærkerudgangskredsløbet og basen i indgangstransistoren 20.

20 Skiftevis opladning af kondensatoren 61 fra et jævn strømsforsyningspunkt B over en ladevej indeholdende modstandene 10 og 11, og afladning af den over en periodisk ledende afladningstransistor 100, resulterer i frembringelse af en savtandbølge i overensstemmelse med Miller-integratorprincipperne.

25 Tilbagekobling af tilbageløbsimpulser til basen i afladningstransistoren 100 fra terminalen C i udgangskredsløbet skabes over en vej, der indeholder en modstand 101, og etablerer på velkendt måde mellem afladningstransistoren og udgangstrinet en form for astabil multivibratorvirkning, der gør det lodrette 3Q afbøjningskredsløb selvsvingende ved en frekvens, der er lidt lavere end fjernsynsbilledfrekvensen. Nøjagtig synkronisering af svingningerne ved den rette frekvens opnås under styring af lodrette synkroniseringsimpulser, der uddrages fra en synkroniseringsbølgeform, som leveres ved terminalen S.

35 Med henblik på den fulde forståelse af de forbedringer i funktionen af et afbøjningskredsløb af den netop beskrevne art, som opnås ifølge opfindelsen, skal det viste kredsløb nu betragtes i nærmere detaljer.

Opladningen af kondensatoren 61 til fremkaldelse af

O

4 U5U0 fremløbsdelen af indgangssavtandbølgeformen påvirkes over en ladningsvej, der indeholder en variabel modstand 10, der tjener til indstilling af billedhøjden, en fast modstand 11, der bestemmer den maksimale billedhøjde, en i lederetningen 5 forspændt diode 63 og strømfølemodstanden 57.

Tilstedeværelsen af dioden 63 i ladevejen sikrer pålideligt hurtig tænding af for-drivtransistoren 20, når afladningstransistoren 100 skærer af. Under afladningstransistoren 100's ledning fikseres spændingen ved transistoren 20's base 10 effektivt til jord. Efter afskæring af transistoren 100 begynder ladestrømmen at flyde, og forspænder hurtigt dioden 63 i lederetningen. Dette bevirker en springvis stigning i spændingen ved basen på transistoren 20 forholdsvis nær ved - bestemt ved valget af diodetype - det for transistoren 15 20's ledning nødvendige Vj^-potential. I fravær af dioden 63 og den springvise stigning den frembringer, ville en forsinket tænding være resultatet afhængig af kondensatorens ladekarakteristik. En sådan langsom opvoksen til det krævede V^-potential er ikke blot uønsket på grund af den resulterende 20 forlængelse af tilbageløbstiden, men er også uønsket, fordi ladetidskonstanten er variabel i overensstemmelse med billedhøjde-indstillingen, og en uønsket variabilitet af tilbageløbstiden ville blive resultatet. Selv om en springvis stigning også kunne tilvejebringes ved anvendelse af en modstand med tilpas 25 lille værdi i tilbagekoblingsvejen, ville den springvise stigning være forholdsvis upålidelig, eftersom dens størrelse ville variere med billedhøjdeindstillingen, mens den springvise stigning, der bevirkes af dioden 63, i modsætning hertil er forholdsvis konstant og uafhængig af billedhøjdeindstil-30 lingen. Imidlertid kan en modstand med lille værdi, dersom man ønsker at supplere den faste diodespænding, anbringes i tilbagekoblingsvejen foruden dioden 63.

På grund af tænddioden 63's ensrettende egenskaber opstår der ved dens tilstedeværelse et problem med hensyn 35 til afladning af kondensatoren 61 under transistoren 100's ledning. Dette problem løses ved parallelt over dioden 63 at lægge en modsat polrettet diode 64. Dioden 64 spærrer under fremløbet, men forspændes i lederetningen under tilbageløbet, når transistoren 100 leder, og fuldender således den fornød- 0 5 145440 ne lavohmige afladningsvej.

Ladepotentialet, der fremkaldes ved forsyningsterminalen B, er f.eks. sammensat af spændinger, der ud-drages fra dels en stabiliseret jævnstrømsforsyning i mod-5 tageren og dels fra et jævnstrømspotential, der Varierer direkte med ændringer i billedrørets ultorpotential, og som optræder over en filterkondensator 122 ved udgangen af en spændingsdeler, der dannes af modstande 121 og 123, som strækker sig mellem den variable kilde, +KDC, og den stabili-10 serede forsyning, +15V. I modtagere, der mangler fast regulering af billedrørultorspændingen, muliggør tilvejebringelsen af +KDC-komposanten en automatisk indstilling af savtandbølgeformens amplitude i en retning, der holder billedhøjden konstant ved ændringer i ultorspændingen, f.eks. ved at 15 skabe en nedsættelse af ladepotentialet med deraf følgende nedsat savtandamplitude, når en ultafspændingssænkning søger at forøge billedstørrelsen. Hvor der findes en nøjagtig regulering af ultorspændingen, kan ladepotentialets variable komposant udelades.

20 Afladning af kondensatoren 61 til fremkaldelse af tilbageløbsdelen af indgangsbølgeformen optræder, når aflade transistoren .100 gøres ledende, og sker over en aflad-ningsvej, der indeholder transistoren 100's emitter-kollek-torvej, den i lederetningen forspændte diode 65 og strømføle-25 modstanden 57.

Indgangstransistoren 20 uddrager sit kollektorpoten-tial fra et mellempunkt på en spændingsdeler, der dannes af modstande 23 og 25, der er forbundet mellem en B+ forsyning, illustrativt plus 77V, og chassisjord. Transistoren 20's 30 emitter er direkte forbundet med basen i drivtransistoren 30 med en emittermodstand 21 liggende parallelt over den emitter-jordede drivtransistors base-emittervej.

Drivtransistoren 30's kollektor er direkte forbundet med basen i PNP-udgangstransistoren 50 og er forbundet 35 med basen i NPN-udgangstransistoren 40 over en i lederetningen forspændt diode 35. Seriekombinationen af forspændingsmodstande 31 og 33 forbinder basen i NPty-udgangstransistoren 40 med +77 volt forsyningen. Spændingsfaldet over den i lederetningen forspændte diode 35, der skaber en spændingsforskel mellem udgangstransistorerne 40 og 50's baser, bidra- 145440

O

6 ger til at formindske overgangsforvrængninger ved midten af fremløbet. Imidlertid tillader vekselstrømtilbagekoblingsvirkningerne i det viste kredsløb udeladelse af dioden uden alvorlige forvrængningsresultater. Til stabili-5 sering er en i spærreretningen forspændt diode 36 forbundet mellem basen i NPN-transistoren 40 og chassisjord, Under tilbageløbet, når drivtransistoren30 er ikke-ledende, er dioden 36 forspændt i sit zenerområde og virker som en zener-diode, der holder spændingerne ved transistoren 40's base 10 og emitterelektrode på et i hovedsagen konstant niveau uafhængigt af B+ variationer. Fordelene ved denne anordning skal nu forklares nærmere.

Det komplementært symmetriske udgangstrins kredsløbsopbygning er i øvrigt af konventionel form med udgangs-15 transistoren 40's kollektor direkte forbundet med +77 volt-for-forsyningen, med udgangstransistorparrets emittere forbundet direkte indbyrdes og med en udgangsterminal 0, idet udgangstransistoren 50’s kollektor er ført til jord over en modstand 51. Modstanden 51 skaber en kilde for en fremløbsslutnings-20 spændingsændring, der er nyttig til frekvensstyringsformål, som det skal beskrives senere. En "bootstrap"-kondensator 41 forbinder udgangsterminalen 0 med forbindelsespunktet mellem forspændingsmodstandene 31 og 33 med henblik på at forbedre virkningsgraden.

25 Tre sammenhængende bølgeformer føres til basen i afladningstransistoren 100 for at styre dens ledningstilstand.

(A) En tilbageløbsimpuls, der uddrages fra terminalen C i afbøjningskredsløbet, føres til afladningstransistorens base over en vej, der indeholder en modstand 101, en konden-• 3o sator 106, en modstand 107 og en kondensator 58. Et RC-paral- lelnetværk, der omfatter en modstand 108 og en kondensator 109, og som er forbundet mellem chassisjord og forbindelsespunktet mellem elementerne 107 og 58, arbejder sammen med serieelementerne 106 og 107 til tilvejebringelse af den ønskede form 35 af tilbageløbsimpulsen. Et serieresonansnetværk, der er dannet af en kondensator 103 og en selvinduktion 105, og som er afstemt til den vandrette afbøjningsfrekvens, er forbundet mellem chassisjord og forbindelsespunktet mellem elementerne 101 og 106. Dette netværk virker sammen med seriemodstanden 101 7

O

145440 til at neddele resterende vandrette frekvenskomposanter for at udelukke liniespringforstyrrelse.

(B) En i positiv retning gående savtandbølge, der optræder under den sidste halvdel af fremløbet, 5 optræder over modstanden 51 i transistoren 50’s kollektor-kredsløb. En resistiv vej, der dannes af serieforbindelsen af de faste modstande 52 og 57' og en variabel modstand 56, forbinder transistoren 501 s kollektor med basen i transistoren 100 og virker sammen med kondensatoren 58 til at inte-10 grere savtandkomposanten for ved afladningstransistorens base at skabe en resulterende spændingsbølgeform, der stiger stejlt ved slutningen af fremløbsintervallet med deraf følgende støj-immunitetsfordele. Den variable modstand 56, der skaber styring af den stigende bølgeforms hældning, 15 tjener bekvemt til styring af funktionen "lodret hold".

(C) Til påføring af synkroniseringsimpulser tilvejebringes der mellem en indgangsterminal S for en synkroniseringsbølgeform og afladningstransistorens base en vej, der indeholder en modstand 111, en diode 113, en modstand 115 og 20 en kondensator 58. En kondensator 112 er forbundet mellem forbindelsespunktet mellem modstanden 111 og dioden 113 og chassisjord. Seriemodstanden 111 og shuntkondensatoren 112 skaber et første filter, der reducerer den vandrette synkroniserings-komposant af den sammensatte synkroniseringsbølgeform ved ind-25 gangen til dioden 113. En modstand 114, der er forbundet mellem +77 volt-forsyningen og forbindelsespunktet mellem dioden 113 og modstanden 115, skaber sammen med modstandene 115 og 108 en jævnstrømsspændingsdeler, som ved dioden 113's katode tilvejebringer et forspændingspotential, der holder dioden for-30 spændt i spærreretningen under intervallerne mellem de lodrette synkroniseringsintervaller, således at den isolerer afladningstransistoren fra synkroniseringsindgangsterminalen S under sådanne intervaller for at undgå trigning i utide. Modstanden 115 danner sammen med kondensatoren 109 en slutintegrator 35 for at fuldende valget af den lodrette synkroniseringskompo- sant og afvisningen af den vandrette synkroniseringskomposant.

Til afladningstransistorens base føres også en variabel jævnstrømskomposant. Til dette formål er forbindelsespunktet mellem modstandene 52 og 56 i tilbagekoblingsvejen fra transisto 0 8 145440 ren 50’s kollektor forhundet med et udtag på en spændingsdeler, der er dannet af modstandene 54 og 55', som er forbundet i serie over en billedhøjdeindstillingsmodstand 10.

Når amplituden af afbøjningsudgangsbølgeformen ændres yed 5 manuel indstilling af billedhøjdeindstillingsorganet, kan den resulterende ændring i bølgeformen, der føres tilbage til afladningstransistorens base, på uønsket måde ændre afbøjningskredsløbets arbejdsfrekvens, hvad der medfører tab af synkronisering, hvis der ikke tilvejebringes kompensation.

10 Forbindelsen til spændingsdeleren 54-55' indfører ved afladningstransistorens base en jævnstrømskomposantsændring, der er tilpasset til at skabe den påkrævede kompensation. Ligeledes indfører forbindelsen til spændingsdeleren den påkrævede kompensation ved afladningstransistorens base, når en 15 +KDC-komposantændring ændrer udgangsbølgeformens amplitude.

Som tidligere nævnt indeholder afbøjningsudgangsstrømvejen, der er tilvejebragt mellem terminalen 0 og chassisjord, i serie koblingskondensatoren 53, konvergenskredsløbet 70, afbøjningsviklingerne 80A-80B og strømfølenetværket 57-55.

20 Det øvre og nedre pudeformkredsløb i forbindelse med viklings- . halvdelene 80A og 8OB er ikke tidligere beskrevet. Anbragt mellem viklingshalvdelene findes et kredsløb, der indeholder et RC-parallelnetværk, der dannes af en kondensator 81 og en variabel modstand 82, og parallelt med dette netværk 25 ligger en udgangsvikling 83 på en mættelig reaktor i serie med en indstillelig spole 85. Ligesom spolen 85 har viklingen 83 to bifilart viklede dele. De bifilart viklede dele af spolen 85 er anbragt mellem reaktorens viklingsdele i afbøjningsstrømvejen, og forbindelsespunktet mellem spolen 85's 30 dele er forbundet med forbindelsespunktet mellem et par dæmpemodstande 86 og 87. Modstandene 86, 87's fjernest fra modstandenes forbindelsespunkt liggende terminaler er forbundet med henholdsvis terminalen C og F ved modsatte ender af viklingerne. Indgangsviklingerne 84A og 84B aktiveres i serie .35 af en komposant med vandret frekvens, der uddrages fra pas sende terminaler Η, H' i modtagerens ikke viste vandrette afbø j ningskredsløb.

Det ovenfor beskrevne pudekorrektionskredsløb er i hovedsagen identisk med det, der omhandles i amerikansk 0 9 145440 patentskrift nr. 3.329.859, og skal derfor ikke omtales nærmere her. Hvad opfindelsen angår, er det tilstrækkeligt at bemærke, at en liniefrekvent komposant af en første polaritet og aftagende størrelse under den første halvdel af 5 fremløbet og med modsat polaritet og voksende størrelse under den anden halvdel af, fremløbet bringes til at flyde gennem de lodrette viklinger fra en strømkilde, der udgøres af reaktorkredsløbet. For at opnå et tilstrækkeligt drivniveau er reaktorens udgangsviklihger normalt afstemt 10 til vandret frekvens (liniefrekvens) ved hjælp af kondensa toren 81 med den indstillelige spole 85 som en frekvensfin-indstilling til nøjagtig fasestyring. Den variable modstand 82, der bestemmer resonanskredsløbets Q, muliggør en indstilling af korrektionens størrelse* 15 Medens det ovennævnte kredsløb passende udfører den ønskede pudekorrektion, er det dog et problem, at en spændingskomposant med vandret frekvens optræder over afbøjningsviklingerne, dvs. mellem terminalerne C, og F. I det omfang denne spænding får lov til at indføre en komposant 20 med vandret frekvens i signalerne, der føres tilbage til baserne i afladningstransistoren 100 og indgangstransistoren 20, kan uønskede forstyrrelser af afbøjningskredsløbets funktion omfattende tab af liniespring blive resultatet.

Flere foranstaltninger kan anvendes for at begrænse 25 en sådan vandret tilbagekoblingskomposant, og den tidligere beskrevne anvendelse af resonansnetværket 103 er en sådan foranstaltning. En yderligere foranstaltning er kondensatoren 55, der shunter strømfølemodstanden 57, og som er tilstrækkelig stor til at afkoble strømfølemodstanden, der har en lille 30 værdi, i moderat grad ved vandret frekvens. En yderligere foranstaltning er tilvejebringelsen af en kondensator 88, der er forbundet mellem terminalerne C og F, og sænker impedansen mellem disse terminaler ved vandret frekvens. Alle de ovennævnte foranstaltninger er imidlertid af begrænset virk-35 ning på grund af opbygningsmæssige begrænsninger i forbindelse med tilbagekoblingsfunktionerne. F.eks. formodes det at være nødvendigt i hovedsagen at tilpasse RC-netværket 57-55's tidskonstant med RC-tidskonstanten i forbindelse med kondensatoren 88, hvorved værdien af modstanden 89 parallelt med denne 145440 ίο o dikteres af dette mål. I fravær af en sådan tilpasning indføres der en frekvensselektiv karakteristik i Ililler--tilbagekoblingskredsløbet med deraf følgende uønsket fasef orvrængning.

5 Et yderligere træk ved opfindelsen er rettet på en løsning af problemet vedrørende tilbagekoblingen af den liniefrekvente komposant, hvilken løsning tilvejebringes ved at forbinde en kondensator SO parallelt over den ene af de lodrette afbøjningsviklingshalvdele, 10 dvs^ over viklingshalvdelen 80B i det viste kredsløb.

Størrelsen af kondensatoren 90 vælges til ved vandret frekvens at frembyde en impedans, der er ca. halvdelen af den impedans, der ved vandret frekvens frembydes af viklingshalvdelen. Som resultat af et sådant værdivalg løber der 15 gennem kondensatoren 90 i modsat retning med vandret frekvens en strøm, hvis størrelse er ca. to gange størrelsen af den vandrette strøm i viklingen 80B. Resultanten af den algebraiske sammenlægning af strømmen i viklingen 80B og strømmen i kondensatoren 90 er den strøm, der vender tilbage gen-20 nem dæmpemodstanden 87. Denne strøm frembringer over modstan den 87 en spænding, der er af samme størrelse som den, der ville være frembragt i kondensatoren 90's fravær, dens polaritet er imidlertid den modsatte af den, der ville være til stede i kondensatoren 90's fravær. Resultatet er, at den 25 vandrette komposants spændingsfald over modstanden 87 er i hovedsagen lig med og modsat rettet spændingsfaldet over modstanden 86 og således i hovedsagen bevirker en fjernelse af komposantspændingen med vandret frekvens mellem terminalerne C og P, 30 Mens den ovenfor beskrevne udligningsteknjk ind fører en ubalance i et ellers symmetrisk og balanceret netværk, har det vist sig, at symmetrien af afbøjning og pudekorrektion ikke forstyrres i nogen besværlig grad.

Som tidligere nævnt er konvergenskredsløbet 70's de-25 taljer ikke af direkte interesse for opfindelsen. En del af kredsløbet omfattende serieforbindelsen af en modstand 73 og parallelforbundne potentiometre 71 og 72 er vist for at vise fuldførelsen af den lodrette afbøjningsstrømvej mellemterminalerne C og C. Konvergenskredsløbet optræder over for afbøjningsstrømmen som et i hovedsagen resistivt netværk med forholdsvis U5440 11 o lav impedans.

En sidste tilbagekoblingsvej, der skal beskrives, er den, der er tilvejebragt mellem udgangskredsløbsterminalen C og basen i indgangstransistoren 20 med henblik på 5 den velkendte S-formning af afbøjningsudgangsstrømmen. Spæn dingsbølgeformen ved terminalen C, der omfatter i hovedsagen en savtandbølge og en overlejret tilbageløbsimpuls, føres til et par kaskadekoblede RC-integreringskredsløb, der er dannet af henholdsvis en modstand 91 og en konden-sator 92 og en modstand 93 og en kondensator 94, for at fremkalde en i hovedsagen parabolsk spændingsbølge over kondensatoren 94. Denne spændingsbølgeform føres over en modstand 95 til basen i indgangstransistoren 20 til en endelig integration, der resulterer i den ønskede S-formnings-komposant.

Anvendelsen af zenerdioden 36 ifølge de tidligere kort beskrevne stabiliseringsegenskaber sikrer fiksering af spidsen af tilbageløbsimpulsspændingen, der fremkaldes over afbøjningsviklingerne under tilbageløbet, ved et i ho-2Q vedsagen fast niveau, typisk 65 volt, uafhængigt af B+ va riationer. En sådan funktion stabiliserer udgangsbølgeformens amplitude og tilbageløbsintervallets varighed imod uheldige virkninger af B+ ændringer, og fjerner de generende forstyrrelser af rasterstørrelsen såsom de såkaldte linie-2j. hop. Desuden holder niveaufikseringen som tidligere nævnt de krav, der stilles til PNP-transistoren 50's tab, i hovedsagen konstante, og sætter derved modtagerfabrikanten i stand til med sikkerhed for tilfredsstillende funktion under uheldige B+ forhold at anvende PNP-krafttransistorer med en moderat tabsydelse.

Et sæt værdier af de på tegningen viste komponenter, der ved brug har givet tilfredsstillende funktion, når det viste kredsløb driver den lodrette vikling, 8 ohm, 15,5 millihenry, til et 110° åg, er angivet som udførelses-eksempel i nedenstående tabel.

12 U5440

Tabel

Modstand 10 50.000 ohm " il 82.000 ohm " 21 5.600 ohm 5 " 23 68.000 ohm " 25 22.000 ohm >' 31 330 ohm » 53 1.000 ohm » 51 3,0 ohm 10 " 52 47.000 ohm " 54 2,2 M ohm " 55' 680.000 ohm " 56 50.000 ohm " 57 2,2 ohm 15 " 57' 10.000 ohm » 71 10 ohm " 72 10 ohm » 73 3,3 ohm " 82 10.000 ohm 20 » 86 100 ohm " 87 100 ohm " 89 33Ο ohm » gi 68.000 ohm " 93 100.000 ohm 25 " 95 56.000 ohm « 101 470 ohm " 107 10.000 ohm " 108 680 ohm 11 in 10.000 ohm 30 » 114 47.000 ohm " 115 8.200 ohm " 121 100.000 ohm ,f 123 12.000 ohm

Kondensator 12 0,01 μ, F

35 " 41 10 μ, P

" 53 500 μ F

» 53’ 1.000 p F

" 55 18 μ F

" 58 0,22 μ F

" 6l 0,47 μ F

V U5A40

Tabel ifortsat)

Kondensator 8l 0,056 μ, F

" 88 0,59 μ F

" 92 0,1 μ F

5 "94 0,1 μ F

" 105 0,22 μ F

" 106 0,1 μ F

" 109 0,22 μ F

" 112 0,0015 μ F

10 " 122 1.000 p F

Transistor 20 Type 2N5565 " 50 Type MM5006 " 40 Type 2N5496 " 50 Type 2N4920 15 " 100 Type 2N5645

Diode 55, 65, 65, 115 Type FDH600

Zenerdiode 36 65V., 2$, 4W