DE2166155B2 - Transistorisierte vertikalablenkschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine transistorisierte Vertikalablenkschaltung mit einem Phasenumkehrverstärker für die Ablenkschwingung mit einer Ablenkwicklung, einem in Reihe mit der Ablenkwicklung zwischen den Ausgangsanschluß und ein Bezugspotential geschalteten Stromfühlerwiderstand, einem zwischen den Verbindungspunkt der Wicklung mit dem Widerstand einerseits und dem Eingangsanschluß andererseits eingefügten, einen Kondensator enthaltenden Rückführungszweig, einer Ladespannungsquelle, einem zwischen die Quelle und den Eingangsanschiuu eingefügten 4c Ladewiderstand und einem zwischer. den Eingangsanschluß und ein Bezugspotential eingefügten Entlade transistor, der periodisch leitend bzw. nichtleitend ist.

Aus der US-PS 29 64 673 ist eine transistorisierte Vertikalablenkschaltung mit einer symmetrischen Gegentakt-B-Endstufe mit komplementären Transistoren beschrieben, welche einen Gegenkopplungszweig mit einer zwischen dem Ausgangskreis und dem Eingang einer Treiberstufe vorgesehenen Kapazität im Sinne eines Miller-Integrators verwendet. Der symmetrische Aufbau mit komplementären Elementen erlaubt die Einsparung des üblichen Vertikalausgangstransformators, der zu Impedanzanpassung zwischen Endstufe und Vertikalablenkwicklung dient.

Die hier zu beschreibende Schaltung nach der Erfindung verwendet ebenso wie das erwähnte US-Patent eine komplementäre symmetrische Endstufe mit einem Miller-Integrations-Gegenkopplungszweig, wobei die Endstufe über einen Koppelkondensator anstalt über einen Ausgangstransformator mit den Vertikalablenkwicklungen verbunden ist. Der Verzicht auf den Transformator erlaubt Einsparungen an Kosten und Raumbedarf und beseitigt die durch den üblichen Ausgangstransformator bedingten Verzerrungsprobleme der Kurvenform. Ein weiterer vorteilhafter Ge- fts sichtspunkt besteht hinsichtlich des mechanischen Aufbaus, bei dem innerhalb eines kompakten flachen Fernsehergehäuses mit einer Farbbildröhre mit 110°-Ablenkung die Vertikalablenkschaltung ebensi wie die meisten Teile der übrigen Empfängerschaltuni auf einem mit öffnungen versehenen vertikal angeord neten Chassis aufgebaut ist, durch welches der Hals de Bildröhre hindurchragt. Hierbei wird durch den infolgi der komplementären symmetrischen Endstufe ermög lichten Verzicht auf den Ausgangstransformator ver mieden, daß dessen Streufeld die in relativ enge Nachbarschaft verlaufenden Elektronenstrahlen de Bildröhre schneidet.

Bei der bekannten Schaltung werden die beidei Endtransistoren von einem Treibertransistor aus ange steuert, der seinerseits von einem Vortreibertransisto angesteuert wird. Der Ablenkstromkreis verläuft von Ausgang der Endstufe über die Vertikalablenkspulei und einen Rückkoppluügswiderstand nach Masse. Von Verbindungspunkt der Ablenkspulen mit dem Rück kopplungsw'iderstand läuft ein Integrationskreis mi einem den Miller-Effekt ausnutzenden integrationskon densator auf den Eingang des Vortreibertransistors Außerdem ist der Eingang des Vortreibertrar.sistcrs mi einem Schaltertransistor verbunden, der während de Rücklaufintervalls durchlässig ist und den Miller-Kon densator entlädt. Zu Beginn des Hinlaufintervalls wiix der Schaltertransistor gesperrt, so daß sich de Kondensator aufladen kann. Entsprechend der sich an Kondensator aufbauenden Spannung wird der Vortrei bertransistor zunehmend in den Leitungszustam gesteuert, wobei an seinem Ausgang die sägezahnförmi ge Vertikalablenkspannung entsteht. Der Einschaltzeit punkt ,des Vortreibertransistors bestimmt sich durcl den anfänglichen Verlauf der Aufladung des Miller Kondensators, der wiederum von der Ladespannun; und von der Größe des Ladewiderstandes, welche unter anderem auch den Bildhöhenregler umfaßi abhängt. Unterschiedliche Einschaltzeitpunkte des Vor treibertransistors führen jedoch zu unterschiedlichei Zeilenlängen, so daß die Zeilenlänge abhängig von de Bildhöheneinstellung und von Spannungsschwankungei

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Vermei dung derartiger Abhängigkeiten durch eine Sicherstel lung des genauen Einschaltzeitpunktes des Vortreiber transistors unabhängig von dem anfänglichen Verlau der Ladespannung des Miller-Kondensators.

Diese Aufgabe wird bei einer Vertikalablenkschal tung der eingangs erwähnten Art erfindungsgemäl dadurch gelöst, daß in dem den Miller-Kondensatoi enthaltenden Rückführungszweig in Reihe mit den Kondensator ein Paar antiparallelgeschalteter Diodei eingefügt ist. Dadurch wird nach dem Sperren de: Schaltertransistors infolge des anfänglichen Ladungs Stroms des Miller-Kondensators die eine der beidei Dioden sofort in Durchlaßrichtung umgepolt, so dal ihre Durchlaßspannung auch sofort an der Basis de: Vortreibertransistors zur Verfügung steht und diesei sofort zu leiten beginnt. Die antiparallelgeschaltet« Diode gewährleistet andererseits einen niederohmiger Entladungsstromkreis für den Miller-Kondensator be geschlossenem Schaltertransistor während der Rück laufintervalle.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Darstel lung eines Ausführungsbeispiels näher erläutert.

Der Vertikalverstärker hat (a) eine Eingangsstufe mi einem Emitterfolger-npn-Transistor 20, (b) eine Treiber stufe mit einem npn-Transistor 30 in Emittergrundschal tung mit einem Basiseingang, dem das Ausgangssigna des Emitterfolgertransistors 20 zugeführt wird und (c

mit einer symmetrischen Gegentakt-ß-Ausgangsstufe _<nit komplementären Transistoren 40 (npn) und 50 (pnp), deren Basen vom Kollektor des Treibertransistors 30 parallel angesteuert werden und deren zusammengeschaltete Emitter am Ausgangsanschluß 0 das Ausgangssignal abgeben.

Die beiden Hälften 80Λ und 8OJ? der Vertikalablenkwicklung erhalten den Ablenkstrom vom Ausgangsanschluß 0 über einen Koppel-Elektrolyt-Kondensator 53, der in Reihe mit einer Vertikalkonvergenzschaltung 70 liegt die in der Zeichnung zwischen den Klemmen C und C eingerahmt dargestellt ist (Einzelheiten der Vertikalkonvergenzschaltung sind hier zur Vereinfachung der Zeichnung nicht besonders dargestellt). Der Stromkreis des Ablenkstromes verläuft über ein Parallel-ÄC-Glied mit einem Stromfühlwiderstand 57 weher nach Masse.

Um den Vertikalverstärker ist ein Gegcnkopplungszweig mit einem Kondensator 61 geführt welcher vom Gegenkopplungsanschluß F (am nicht geerdeten Ende des Widerstandes 57) im Ausgangskreis des Verstärkers zur Basis des Eingangstransistors 20 verläuft.

Das abwechselnde Aufladen des Kondensators 61 aus der Betriebsgleichspannung B über einen die Widerstände 10 und 11 enthaltenden Ladekreis und sein .< Entladen über einen periodisch leitenden Entladungstransistor 100 führt unter Ausnutzung des Prinzips des Miller-Integrators zur Erzeugung einer Sägezahnschwingung. Die Rückführung der Rücklaufimpulst auf die Basis des Entladungstransistors 100 von der Klemme C der Ausgangsschaltung erfolgt über einen einen Widerstand 101 enthaltenden Stromzweig zur Bildung eines astabilen Multivibrators in bekannter Weise mit dem Entladungstransistor und der Ausgangsstufe, welcher die Ablenkschaltung mit einer etwas niedrigeren Frequenz als die Bildablenkfrequenz selbstsohwingend macht Die genaue Synchronisation der Schwingungen mit der richtigen Ablenkfrequenz erfolgt unter Steuerung durch die Vertikalsynchronimpulse, die von einer an der Klemme S zur Verfugung stehenden Synchronisierschwingung abgeleitet werden.

Zur besseren Würdigung der Verbesserungen hinsichtlich des Betriebes der hier beschriebenen Ablenkschaltung infolge der erfindungsgemäßen Maßnahmen sei nun die Schaltung in weiteren Einzelheiten 4s betrachtet.

Die Aufladung des Kondensators 61 zur Erzeugung des Hinlaufintervalls der Eingangssägezahnspannung erfolgt über einen Ladekreis mit einem einstellbaren Widerstand 10 (welcher der Bildhöheneinstellung dient), einen Festwiderstand 11 (zur Begrenzung der maximalen Bildhöhe), einer in Durchlaßrichtung vorgespannten Diode 63 und einem Fühlwiderstand 57.

Die Diode 63 im Ladekreis stellt ein schnelles Einschalten des Vortreibertransistors 20 sicher, wenn der Entladetransistor 100 sperrt. Beim Leiten des Entladetransistors 100 wird die Spannung an der Basis des Transistors 20 auf Masse geklemmt. Nach dem Sperren des Transistors 100 beginnt ein Ladestrom zu fließen, der die Diode 63 schnell in Durchlaßrichtung to umpolt. Dadurch steigt die Spannung an der Basis des Transistors 20 sprunghaft bis dicht (je nach den gewählten Diodentyp) an das zum Leiten des Transistors 20 benötigte Potential Vf,_e an. Fehlte die Diode 63, so würde dieser sprunghafte Anstieg nicht erfolgen und f>5 der Transistor 20 würde wegen der Aufladung des Kondensators verzögert eingeschaltet werden. Ein solch langsamer Aufbau auf das benötigte Potential V^

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55 ist aber nicht nur wegen der sich dadurch ergebenden Verlängerung des Rücklaufintervalls unerwünscht, sondern auch wegen der sich mit der Bildhöheneinstellung verändernden Ladezeitkonstante, wodurch unerwünschte Schwankungen des Rücklaufintervalls bedingt würden. Zwar könnte man einen sprunghaften Anstieg auch durch die Verwendung eines kleinen Widerstandes im Rückführungsweg erreichen, jedoch wäre der Sprung dann relativ unzuverlässig, da sich seine Größe mit der Bildhöheneinstellung verändern würde. Im Gegensatz dazu wird die Sprunghöhe bei Verwendung der Diode 63 relativ konstant und unabhängig von der Bild'iöheneinstellung. Jedoch kann, wenn zu der festen Diodenspannung eine Zusatzspannung erwünscht ist, auch noch ein Festwiderstand zusätzlich zur Diode 63 in den Rückführungszweig eingefügt werden.

Wegen der Gleichrichtereigenschaft der Einschaltdiode 63 ergibt sich andererseits ein Problem durch ihre Einfügung hinsichtlich der Entladung des Kondensators 61 bei Leiten des Transistors 100. Dieses Problem läßt sich jedoch durch Parallelschalten einer entgegengesetzt gepolten Diode 64 zur Diode 63 lösen. Die Diode 64 ist während des Hinlaufintervalls gesperrt, während des Rücklaufintervalls bei leitendem Transistor 100 jedoch durchlässig, um den erforderlichen niederohmigen Entladeweg zu bieten.

Das an der Spannungsklemme B liegende Ladepotential setzt sich beispielsweise aus (1) der stabilisierten Gleichspannung des Empfängers und (2) einer sich mil Änderungen der Endanodenspannung der Bildröhre unmittelbar verändernden Gleichspannung zusammen und erscheint an einem Siebkondens2tor 122 am Ausgang eines Spannungsteilers, der durch Widerstände 121 und 123 gebildet wird, die zwischen der sich verändernden Spannung (+ KDC)und der stabilisierten Betriebsspannung (4· 15V) liegen. Bei Empfängern, bei denen die Endanodenspannung der Bildröhre nicht auf einen engen Bereich konstant gehalten wird, ermöglicht die Benutzung der + /CDC-Komponente eine automatisehe Regelung der Sägezahnamplitude zur Konstanthaltung der Bildhöhe bei Schwankungen der Endanodenspannung (hierbei wird beispielsweise die Ladespannung und damit die Sägezahnamplitude verringert, wenn durch Absinken der Endanodenspannung das Bild sich zu vergrößern sucht). Ist eine genaue Regelung der Endanodenspannung vorgesehen, dann kann man auf die variable Komponente der Ladespannung verzichten. Der Kondensator 61 wird zur Bildung des Rücklaufintervalls des Eingangssägezahns entladen, wenn der Entladetransistor 100 leitend wird. Der Entladekreis enthält dabei die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 100, die in Durchlaßrichtung gepolte Diode 65 und den Widerstand 57.

Die Kollektorspannung des Eingangstransistors wird von der Anzapfung eines aus den Widerständen und 25 gebildeten Spannungsteilers abgeleitet welche zwischen der Betriebsgleichspannung B+, welche mit + 77 V bezeichnet ist, und Masse liegen. Der Emitter des Transistors 20 liegt unmittelbar an der Basis des Treiberlransistors 30, so daß dessen Basis-Emitter-Strecke vom Emitterwiderstand 21 überbrückt ist

Der Kollektor des Treibertransistors 30 ist unmittelbar mit der Basis des pnp-Ausgangstransistors 50 und über eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode mit der Basis des npn-Ausgangstransistors 40 verbunden. Zwei in Reihe geschaltete Vorspannungswiderstände 31 und 33 verbinden die Basis des Tiansistors 40 mit der Betriebsspannung von +77 V. Der Durchlaßspan-

nungsabfall der Diode 35 führt zu einer Spannungsdifferenz an den Basen der Transistoren 40 und 50 and hilft die Übergangsverzerrungen in der Mitte des Hinlaufintervalls bei der Stromübernahme zu vermindern. Jedoch erlaubt die Wechselstromrückführung in der dargestellten Schaltung auch einen Verzicht auf diese Diode, ohne daß dadurch ernsthaft störende Verzerrungen auftreten würden. Zur Stabilisierung ist eine in Sperrichtung vorgespannte Diode 36 zwischen die Basis des Transistors 40 und Masse geschaltet. Während des Rücklaufintervalls, wenn der Treibertransistor 30 gesperrt ist, wird die Diode 36 in ihrem Zenergebiet betrieben und hält als Zenerdiode die Spannungen an Basis und Emitter des Transistors 40 unabhängig von Schwankungen der Betriebsgleichspannung ( + 77 V) auf einen praktisch konstanten Wert. Die Vorteile dieser Schaltung sind nun im einzelnen erläutert.

Die komplementäre symmetrische Endstufe ist im übrigen in konventioneller Form aufgebaut, wobei der Kollektor des Ausgangstransistors 40 unmittelbar an der Spannung +77 V liegt und die Emitter des Ausgangstransistorpaares zusammengeschallet und an einen Ausgangsanschluß 0 gelegt sind, während der Kollektor des Ausgangstransistors 50 über einen Widerstand 51 an Masse liegt. Der Widerstand 51 wirkt als Spannungsquelle für eine sich ändernde Hinlaufendspannung, welche zum Zwecke der nachfolgend beschriebenen Frequenzregelung nützlich ist. Ein »Bootstrap«-Kondensator 4t verbindet den Ausgangsanschluß 0 mit dem Verbindungpunkt der Vorspannungswiderstände 31 und 33 zum Zwecke der Wirkungsgradverbesserung.

Der Basis des Entladetransistors 100 werden zur Steuerung seines Leitungszustandes drei Schwingungen zugeführt:

(A) Ein von der Klemme C des Ausgangskreises der Ablenkschaltung abgenommener Rücklaufimpuls wird dem Entladungstransistor über einen den Widerstand 101. einen Kondensator 106. einen Widerstand 107 und einen Kondensator 58 enthaltenden Strompfad zugeführt. Ein Parallel-KC-Glicd mit dem Widerstand 108 und dem Kondensator 109 liegt zwischen Masse und dem Verbindungspunkt von Widerstand 107 und Kondensator 58 und wirkt mit den in Reihe geschalteten Bauelementen 106 und 107 zur Formung der Rückführungsimpulse. Ein auf die Zeilenfrequenz abgestimmter Reihenresonanzkreis aus einem Kondensator 103 und einer Spule 105 liegt zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstandes 101 mit dem Kondensator 106 und Masse und teilt im Zusammenwirken mit dem Widerstand 101 die restlichen zeilenfrequenten Komponenten herunter, um Störungen der Zuordnung der Kompensationskomponenten auszuschalten.

(B) Eine während der zweiten Hälfte des Hinlaufintervalls auftretende positiv gerichtete Sägezahnschwingung erscheint am Widerstand 51 im Kollektorkreis des Transistors 50. Ein durch die Reihenschaltung zweier Festwiderstände 52 und 57' mit einem einstellbaren Widerstand 56 verbindet den Kollektor des Transistors 50 mit der Basis des Transistors 100 und "wirkt mit dem Kondensator 58 integrierend für die Sägezahnkomponente, so daß sich an der Basis des Entladetransistors eine Spannungsschwingung ergibt die am Ende des Rücklaufintervalls steil ansteigt (und damn die Störungsunempfindlichkeit verbessert). Der einstellbare Widerstand 56 erlaubt eine Einstellung der Steigung der Sägezahnschwingung und dient bequemerweise der Einstellung des Bildfangs.

(C) Zur Zuführung der Synchronimpulse ist ein Stromzweig zwischen dem Synchronsignaleingangsanschluß S und der Basis des Entladetransistors vorgesehen, welcher einen Widerstand 11, eine Diode 113, einen Widerstand 115 und einen Kondensator 58 enthält. Ein weiterer Kondensator 112 liegt zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstandes 110 mit der Diode 113 und Masse. Der Reihenwiderstand 111 und der Querkondensator 112 bilden ein Eingangsfilter, welches die Horizontalsynchronanteile des gesamten Synchronsignals an der Eingangsseite der Diode Diode 113 verringert. Ein zwischen die Spannung +77 V und den Verbindungspunkt der Diode 113 mit dem Widerstand 115 geschalteter Widprstand 114 bildet zusammen mit den Widerständen lli> und 108 einen Gleichspannungsteiler zur Lieferung einer Vorspannung für die Kathode der Diode 113, welche diese Diode zwischen den Vertikalsynchronzeiträumen in Sperrichtung gepolt hält (so daß der Entladetransistor während dieser Zeiträume zur Vermeidung zeitlich falscher Triggerungen vom Synchroneingangsanschluß 5 isoliert ist). Der Widerstand 115 bildet mit dem Kondensator 109 einen Endintegrator zur vollständigen Selektion der Vertikalsynchronkomponente und zur Rückhaltung der Horizontalsynchronkomponente.

Der Basis des Entladetransistors wird ferner eine veränderbare Gleichspannungskomponentc zugeführt. Zu diesem Zweck ist der Verbindungpunkt der Widerstände 52 und 56 (im Rückführungszweig vom Kollektor des Transistors 50) mit der Anzapfung eines aus den Widerständen 54 und 55' gebildeten Spannungsteilers verbunden, die in Reihe über dem Bildhöheneinstellwiderstand t0 liegen. Verändert man die Amplitude der Ablenkausgangsschwingung durch Einstellung des Bildhöhenreglers von Hand, dann können die daraus resultierenden Änderungen der Schwingung, welche auf die Basis des Entladetransistors zurückgeführt werden, in unerwünschter Weise die Betriebsfrequenz der Ablenkschaltung verändern, so daß die Synchronisation verloren geht, wenn keine Kompensationsmaßnahmen vorgesehen sind. Durch das Einfügen des Spannungsteilers 54 — 55' ergibt sich an der Basis des Entladtransistors eine Verschiebung der Gleichspannungskomponente in dem Maße, daß die gewünschte Kompensation eintritt. Entsprechend ergibt sich durch das Einfügen des Spannungsteilers die gewünschte Kompensation an der Basis des Entladetransistors, wenn eine Schwankung der + KDC-Komponente die Amplitude der Ausgangsschwingung verändert.

Wie bereits erwähnt wurde, enthält der Slromzweig für den Ablenkausgangsstrom zwischen dem Ausgangs anschluß 0 und Masse die Reihenschaltung des Koppelkondensators 53, der Konvergenzschaltung 70 der Ablenk wicklungen 80/1—805 und des Stromfühl gliedes 57—55. Bisher wurde noch nicht die der Wicklungshälften SOA. 80S zugeordnete Korrektur schaltung für die Kissenverzerrungen an der Bildober und der Bildunterseite beschrieben. Zwischen dei Wicklungshälften ist ein Parallel-/?C-Glied aus einen Kondensator 81 und einem einstellbaren Widerstand 8; und, parallel hierzu, die Ausgangswicklung 83 eine sättigbaren Reaktanz in Reihe mit einer einstellbare! Spule 85 geschaltet Die Wicklung 83 hat ebenso wie dl· Spule 85 zwei bifilar gewickelte Teile. Die bifilarei Wicklungsteile der Spule 85 sind zwischen dei Wicklungsteilen der Reaktanz in den Strompfad de Ablenkstromes eingefügt und der Verbindungspunk der Wicklungsteile der Spule 85 ist mit dem Verbir

dungspunkt eines Paares Dämpfungswiderstände 86 und 87 verbunden. Die anderen Enden der Widerstände 86 und 87 liegen an den Klemmen C bzw. F (an den gegenüberliegenden Enden der Wicklungen). Die Eingangswicklungen 9AA und 84ß werden in Reihenschaltung von einer zeilenfrequenten Komponente durchflossen, welche von geeigneten Klemmen H, H' der nicht dargestellten Horizontalablenkschaltung des Empfängers entnommen werden.

Die hier beschriebene Kissenverzerrungs-Korrekturschaltung entspricht im wesentlichen der im US-Patent 33 29 859 beschriebenen Schaltung und wird daher an dieser Stelle nicht weiter erläutert. Für die Zwecke der hier beschriebenen Erfindung genügt es festzustellen, daß eine zeilenfrequente Komponente einer ersten Polarität mit während der ersten Hälfte des Hinlaufintervalls fallender Amplitude und der entgegengesetzten Polarität mit während der zweiten Hälfte des Hinlaufintervalls ansteigender Amplitude durch die Vertikalwicklungen aus einer Stromquelle fließt, welche durch die Reaktanzschaltung gebildet wird. Zur Sicherstellung eines ausreichenden Treiberpegels wird die Ausgangswicklung der Reaktanz normalerweise mit Hilfe des Kondensators 81 und der einstellbaren Spule 85, welche der Frequenzfeineinstellung für eine genaue Phasensteuerung dient, auf die Horizontalfrequenz abgestimmt. Der die Güte Q des Schwingkreises bestimmende einstellbare Widerstand 70 erlaubt die Justierung des Ausmaßes der Korrektur.

Die vorstehend beschriebene Schaltung ermöglicht zwar die gewünschte Kissenkorrektur, jedoch besteht dabei ein Problem darin, daß die zeilenfrequente Spannungskomponente auch an den Ablenkwicklungen (also zwischen den Klemmen C'und ^erscheint. In dem Maße, wie es möglich ist. daß diese Spannung zeilenfrequente Komponenten in die zu den Phasen des Entladetransistors 100 und des Eingangstransisiors 20 zurückgeführten Signale gelangen, können sich unerwünschte Störungen im Betrieb der Ablenkschaltung ergeben, welche unter anderem die gegenseitige Zuordnung der Kompensationskomponenten betreffen.

Man kann nun eine Reihe von Maßnahmen zur Begrenzung einer derartigen Rückführung von zeilenfrequenten Komponenten anwenden: Beispielsweise die beschriebene Resonanzschaltung 103. Eine zusätzliche Maßnahme besteht in der Überbrückung des Stromfühlwiderstandes 57 durch einen Kondensator 55 genügender Größe, um den kleinen Widerstand für die Zeilenfrequenz mäßig zu überbrücken. Weiterhin kann man zwischen die Klemmen C'und Feinen Kondensator 88 einfügen, welcher die Impedanz zwischen diesen Klemmen für die Zeilenfrequenz erniedrigt Sämtliche dieser Maßnahmen haben jedoch nur eine begrenzte Wirkung wegen der durch die erwünschte Wirkung der Rückführung bedingten Einschränkungen von deren Entwurf. Beispielsweise wird es als erforderlich angesehen, die Zeitkonstante des ÄC-Gliedes 57—55 der Zeitkonstanten des ÄC-Gliedes 88—89 anzugleichen, wobei der Wert des Widerstandes 89 hierdurch bestimmt wird. Fehlt eine solche Anpassung, dann erhält der Miller-Rückführungskreis frequenzselektive Eigenschaften, so daß sich ungewünschte Phasenverzerrungen ergeben.

Eine weitere Eigenschaft der hier beschriebenen Erfindung liegt in der Lösung dieses Problems hinsichtlich der Rückführung der zeiienfrequenten Komponente durch die Parallelschaltung des Kondensators 90 über eine der Vertikalablenkwicklungshälften

(beispielsweise über die Wicklungshälfte 9OB). Der Wert des Kondensators 90 ist so gewählt, daß seine Impedanz bei der Zeilenfrequenz etwa halb so groß wie die Impedanz der Wicklungshälfte bei der Zeilenfrequenz ist. Bei einer solchen Bemessung fließt durch den Kondensator 90 in entgegengesetzter Richtung ein zeilenfrequenter Strom, der etwa doppelt so groß wie der zeilenfrequente Strom in der Wicklungshälfte 80ß ist. Der sich durch algebraische Addition der Ströme in der Wicklungshälfte 805 und im Kondensator 90 ergebende Strom fließt über den Dämpfungswiderstand 87 zurück. Dieser Strom erzeugt am Widerstand 87 einen Spannungsabfall der gleichen Größe wie er ohne den Kondensator 90 auftreten würde, jedoch mit umgekehrter Polarität wie ohne den Kondensator 90. Dadurch ist der Spannungsabfall am Widerstand 87 praktisch gleich und entgegengesetzt gepolt dem Spannungsabfall am Widerstand 86, so daß die zeilenfrequente Spannungskomponente zwischen den Klemmen C'und Fpraktisch ausgelöscht wird.

Zwar ergibt sich durch diese Auslöschung eine Störung des Abgleichs der andernfalls symmetrischen Brückenschaltung, es hat sich jedoch gezeigt, daß die Symmetrie der Ablenkung und der Kissenkorrektur dadurch nicht in einem störenden Maße beeinflußt wird

Wie bereits festgestellt wurde, betreffen Einzelheiten der Konvergenzschaltung 70 die Erfindung nichi: ein Teil dieser Schaltung, nämlich die Reihenschaltung des Widerstandes 73 mit den parallelgeschalteten Potentiometern 71 und 72 sind nur zur Vervollständigung des Vertikaiablenkstrompfades zwischen den Klemmen C und C' erläutert worden. Die Knnvergenzschaltung bietet sich der Ablenkschaltung als relativ niedrige Impedanz von praktisch ohmschem Charakter dar.

Es sei nun noch ein letzter Rückführungszweig beschrieben, der zwischen der Klemme C des Ausgangskreibei und der Baus des Cingangsiransistors 20 zur S-förmigen Verzerrung des AblenkausgangsMromes vorgesehen ist. Die Spannungsschwingung an der Klemme C verläuft im wesentlichen sägezahnförmig und ist vom Rücklaufimpuls überlagert. Sie wird einem Paar hintereinandergeschalteter /?C-lntegrierglieder 91—92 und 93—94 zur Erzeugung einer praktisch parabolischen Spannung am Kondensator 94 zugeführt Diese Spannung gelangt über einen Widerstand 95 an die Basis des Eingangstransistors 20, ν. ο eine Endintegration zjr gewünschten S-Form der Komponente erfolgt.

Die Zenerdiode 36 sichert durch ihre Stabilisierungs wirkung das Klemmen der Rücklaufimpulsspitze an der Ablenkwicklungen während des Rücklaufintervalh praktisch auf einen Festpegel, beispielsweise 65 V unabhängig von Schwankungen der Spannung B+ (+ 77 V). Hierdurch wird die Amplitude der Ausgangsschwingung und der Rücklaufschwingung gegen unerwünschte Auswirkungen solcher Betriebsspannungsschwankungen stabilisiert, so daß unerfreuliche Ände rangen der Bildgröße, wie Zeilenschwankungen, ausge schaltet werden. Außerdem hält der feste Klemmpege die Verlustleistung des pnp-Transistors 50 konstant, se daß ein Leistungstransistor verhältnismäßig niedrigei Leistung verwendet werden kann, der auch be ungünstigen Schwankungen der Betriebsgleichspan nung sicher und zufriedenstellend arbeitet. In dei folgenden Tabelle sind Parameter für die Bauelemente einer praktisch aufgebauten und zufriedenstellender Ablenkschaltung für eine 110°-Ablenkwicklung vor 8 Ohm und 15.5 mH als Beispiel angegeben:

709 524/19

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Tabelle der Werte	der Bauelemente	H !<: r/ u 1	IO	Widerstand 111 Widerstand 114	10 000 Ohm 47 000 Ohm
Widerstand 10	50 000 Ohm			Widerstand 115	8200 Ohm
Widerstand 11	82 000 0hm			Widerstand 121	100 000 Ohm
Widerstand 21	5600 Ohm			Widerstand 123	12 000 0hm
Widerstand 23	68 000 Ohm			Kondensator 12	0,01 μΡ
Widerstand 25	22 000 0hm		IS	Kondensator 41	10 μΡ
Widerstand 31	330 Ohm			Kondensator 53	500 μ F
Widerstand 33	1000 Ohm			Kondensator 53'	1000 ρ F
Widerstand 51	3.0 Ohm			Kondensator 55	18 μΡ
Widerstand 52	47 000 0hm		Kondensator 58	0,22 μ F
Widerstand 54	2,2 Megohm	:o	Kondensator 61	0,47 μΡ
Widerstand 55'	680 000 Ohm		Kondensator 81	0,056 μ F
Widerstand 56	50 000 0hm		Kondensator 88	0,39 μ F
Widerstand 57	2,2 Ohm		Kondensator 92	0,1 μΡ
Widerstand 57'	10 000 Ohm		Kondensator 94	0,1 μΡ
Widerstand 71	10 Ohm	25	Kondensator 103	0,22 μ F
Widerstand 72	10 Ohm		Kondensator 106	0,1 μΡ
Widerstand 73	3.3 Ohm		Kondensator 109	0,22 μ F
Widerstand 82	10000 Ohm		Kondensator 112	0,0015 μΡ
Widerstand 86	100 Ohm		Kondensator 122	1,000 ρ F
Widerstand 87	100 Ohm	I Blatt	Transistor 20	Typ 2N3565
Widerstand 89	330 Ohm	Transistor 30	Typ M M 3006
Widerstand 91	68 000 Ohm	Transistor 40	Typ 2N5496
Widerstand 93	100 000 Ohm	Transistor 50	Typ 2N4920
Widerstand 95	56 000 0hm	Transistor 100	Typ 2N3643
Widerstand 101	470 Ohm	Dioden 35, 63, 65, 113	Typ FDH600
Widerstand 107	10000 Ohm	Zenerdiode 36	65 V. 2%, 4 W
Widerstand 108	680 Ohm
	Zeichnungen

Claims (1)

1. '•f

   Patentanspruch:

   Transistorisierte Vertikalablenkschaltung mit einem Phasenumkehrverstärker für die Ablenkschwingung einer Ablenkwicklung, einem in Reihe mit der Ablenkwicklung zwischen den Ausgangsanschluß und ein Bezugspotenitial geschalteten Strotnfühlerwiderstand, einem zwischen den Verbindungspunkt der Wicklung mit dem Widerstand einerseits ι ο und dem Eingangsanschluß andererseits eingefügten, einen Kondensator enthaltenden Rückführungszweig, einer Ladespannungsquelle, einem zwischen die Quelle und den Eingangsanschluß eingefügten Ladewiderstand und einem zwischen den Eingangsanschluß und ein Bezugspotential eingefügten Entladetransistor, der periodisch leitend bzw. nichtleitend ist, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Rückführungszweig in Reihe mit dem Kondensator (61) ein Paar parallelgeschaltetcr, entgegengesetzt gepolter Dioden (63, 65) eingefügt ist.