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Sägezahnspannungsgenerator, insbesondere zur zeitlinearen Ablenkung
des Abtastflecks von Elektronenstrahlen Zur zeitlinearen Ablenkung des Elektronenstrahls
Braunscher Röhren wird ein sägezahnförmiges Ablenkfeld hoher Linearität benötigt.
Bei magnetisch abgelenkten Bildröhren von Fernsehgeräten ist für die Zeilenablenkung
ein linearer Sägezahnstrom, für die Vertikalablenkung eine sägezahnförmige Ablenkspannung
erforderlich. Es sind viele Verfahren bekannt, nach denen eine Steuerspannung mit
linearem Spannungsverlauf erzeugt und unter Zwischenschaltung eines geeigneten Verstärkers
der Bildröhre zugeführt wird. Häufig ist es notwendig, daß die Sägezahnspannung
streng zeitlinear ansteigt, um Verzeriungen des Abbildungsmaßstabs zu vermeiden.
In anderen Fällen muß die Sägezahnspannung in bestimmter Weise verzerrt sein, um
eine im Ablenkstromkreis vorhandene Blindkomponente auszugleichen. Schaltungen zur
Erzeugung eines exakten Sägezahnspannungsverlaufs sind sehr aufwendig oder neigen
bei einfacher Ausführung mehr oder weniger stark zu Linearitätsabweichungen.
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Die Erfindung stellt sich die Aufgabe, eine Schaltung anzugeben, die
mit relativ einfachen Mitteln eine praktisch exakt lineare oder in gewünschter Weise
verzerrte Sägezahnspannung zu erzeugen gestattet.
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Bei einer bekannten Grundschaltung wird ein Transistor als Schalter
verwendet, der zur Zeit des Rücklaufs durch einen negativen Impuls geöffnet wird
und hierbei einen Kondensator entlädt. Der Kondensator lädt sich dann über einen
Widerstand auf, wobei der erzeugte Spannungsverlauf dem einer Exponentialkurve entspricht,
welche an ihrem Anfang einen relativ linearen Bereich besitzt. Die Linearität im
Spannungsanstieg wird um so größer, je kleiner das Verhältnis von erzeugter
Signalspannung am Kondensator zu Batteriespannung ist. Daher muß letztere möglichst
groß gewählt werden.
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Man kann einen höheren Aufwand vermeiden und den Linearitätsfehler
verringern, wenn der Ladewiderstand durch eine Ladungsstrecke für konstanten Strom,
z. B. einer Pentode ersetzt wird, deren Anode mit dem Kondensator verbunden ist.
Der Spannungsanstieg kann zwar wegen des Durchgriffs der Röhre nicht exakt linear
werden, jedoch reicht der Linearitätsgrad in vielen Fällen, z. B. für statisch abgelenkte
Röhren, aus.
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Gemäß dem Lehrbuch von Puckle, Time Bases, New York, 1951,
Fig. 84 und S. 115 bis 116, hat man auch schon die Pentode zwecks
Erzielung eines praktisch konstanten Ladestroms bzw. einer mitlaufenden Ladespannung
mit einer durch Aufladung eines Multivibrators erzeugten Zeitfunktion gesteuert.
Die aus vier Röhren bestehende Schaltung ist jedoch ziemlich umständlich und erlaubt
deshalb keine wirtschaftliche und bequeme Anpassung des Spannungsverlaufs an vorgegebene
Bedingungen bei den Elektronenstrahlröhren.
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Im Ablenkstromkreis kommt z. B. bei magnetischer Ablenkung noch ein
Linearitätsfehler im Stromanstieg dadurch zustande, daß Zeitkonstantenglieder vorhanden
sind, d. h., daß die Lastimpedanz, gebildet aus den Ablenkspulen und den
Koppelgliedern, nicht völlig reell gemacht werden kann. Der Stromanstieg gehorcht
hier der Funktion
wobei T gleich der Zeitkonstante der Ablenkspule ist. Wenn es sich um langsame Vorgänge
handelt, bei denen die Induktivität vernachlässigbar ist und die Spule über einen
Koppelkondensator an den Generator angeschlossen ist, so gilt T =
Rsp.1, - CK.ppt.#,.# Die Linearitätsabweichung im Stromanstieg verursacht
dann einen Fehler ähnlich dem in dem eingangs erwähnten Schaltbeispiel verursachten
Fehler. Man kann eine entsprechende Spannung, bei der dieser zusätzliche Fehler
mitberücksichtigt ist, aus einer Schaltung nach dem eingangs erwähnten Ausführungsbeispiel
dadurch gewinnen, daß man die erzeugte Sägezahnspannung (z. B. in einem nachgeschalteten
passiven Vierpol) so verzerrt, daß ein annähernd linearer Stromanstieg in den Ablenkspulen
erreicht wird. Hierbei ist es nachteilig, daß eine starke
Dämpfung
der ohnehin kleinen, den Verzerrungsvierpol durchlaufenden Sägezahnspannung eintritt.
Dieser Amplitudenverlust muß durch Verstärkerstufen ausgeglichen werden, bevor die
Spannung an den Endverstärker gelangt. Außerdem sind die in den RC-Gliedern einzusetzenden
Kondensatoren oft Elektrolytkondensatoren, besonders dann, wenn es sich um relativ
langsame Ablenkvorgänge handelt, bei denen im Entzerrungsglied hohe Kapazitätswerte
notwendig sind. Diese Elektrolytkondensatoren weisen starke Temperatur- und Alterungskoeffizienten
auf, die wiederum Quellen weiterer Verzerrungen sein können.
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Eine andere Möglichkeit zur Ausgleichung dieses Fehlers besteht darin,
daß der Aufladestrom einen Verlauf erhält, bei dem die Linearitätsabweichung zu
der oben erwähnten Nichtlinearität entgegengesetzt ist.
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Die Erfindung bezweckt nun, einen Sägezahnspannungsgenerator mit gesteuertem
Ladewiderstand anzugeben, der ohne Verwendung eines nachentzerrenden Vierpols und
unter nahezu voller Ausnutzung der Ladespannung einen praktisch linearen oder gar
der normalen e-Funktionskrümmung entgegengesetzt gekrümmten Spannungsverlauf aufweist.
Bei einem Sägezahnspannungsgenerator, insbesondere zur zeitlinearen Ablenkung des
Abtastflecks von Elektronenstrahlen, dessen Ausgangsspannung von einem Kondensator
abgenommen wird, welcher durch einen während der Rücklaufzeit mittels eines Schaltimpulses
geschlossenen elektronischen Schalter überbrückt wird und ferner mit der Ausgangselektrode
eines als Aufladewiderstand wirkenden Verstärkerelementes verbunden ist, sind erfahrungsgemäß
der elektrische Schalter und das Verstärkerelement von entgegengesetzem Leitfähigkeitstyp
und wird die Steuerelektrode des Verstärkerelementes durch die Spannung eines Zeitkonstantengliedes,
vorzugsweise eines RC-Kreises, gesteuert, welches zugleich mit der Entladung des
Hauptkondensators aufgeladen und während der Aufladung des Kondensators über das
Verstärkerelement entladen wird, derart, daß der Widerstand des Verstärkerelementes
zu Beginn des Hinlaufs auf einen größeren Wert gebracht wird. Die Aufladung des
Kondensators des RC-Kreises kann z. B. durch einen
Damit wird der Ladestrom für den Kondensator CI:
Die Änderung des Ladestroms und damit die restliebe Nichthnearität des Spannungsanstiegs
an C, der den Parameter der Spannung über T, darstellt, ist jetzt
nur noch abhängig von der Rückwirkung h" der Ausgangselektrode auf die Eingangselektrode
von T.. aus dein Hauptkondensator bei dessen Aufladung erzeugten Spannungsstoß oder
durch einen Hilfsgenerator unmittelbar aus dem Synchronisierimpuls erfolgen. Zur
weiteren Erläuterung der Erfindung wird nunmehr auf die Zeichnung Bezug genommen.
Es zeigt Fig. 1 eine Schaltung zur Erzeugung einer Sägezahnspannung mit praktisch
linearem Spannungsverlauf, Fig. 2 eine solche zur Erzeugung einer linearen oder
einer zum Ausgleich von Blindkomponenten vorverzerrten Sägezahnspannung, Fig.
3 ein Spannungsdiagramm zur Veranschaulichung der Erzeugung der Steuerspannung
für den Hilfstransistor, Fig. 4 eine abgewandelte Schaltung mit einstellbarer Linearität
und Hilfsvorrichtung zur Konstanthaltung der Sägezahnamplituden, Fig.
5 eine ähnliche Schaltung mit einem Sperrschwinger als Impulserzeuger.
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Die Erfindung geht von einer Schaltung aus, mit der eine annähernd
lineare Sägezahnspannungjedoch keine solche mit ansteigendem Ladestrom erzeugt werden
kann. Diese wird in Fig. 1 dargestellt.
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In der Schaltung gemäß Fig. 1 ist T, ein Schalttransistor,
dessen Basis die Schaltimpulse zugeführt werden, C, ist ein Ladekondensator, dessen
Ladestrom von der Batterie B über den Aufladewiderstand, bestehend aus dem Innenwiderstand
des Hilfstransistors T, geleitet wird. Der Transistor T2 ist bezüglich des Transistors
T, vom komplementären Typ, d. h. bei Verwendung eines z. B. n-p-n leitenden
Transistors für T., wird für T, ein p-n-p-Transistor gewählt. C, ist
ein zur Stabilisierung der Basisspannung dienender Kondensator.
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Für den Ladewiderstand gilt die Beziehung
Hierin sind die bekannten Betriebsvierpolgrößen des Transistors verwendet, die der
nachstehenden Definition entsprechen. Für die Stromverteilung im Transistor gilt
allgemein: Je = Jc + Jb, Darin ist J,
der Emitterstrom, Jb der Basisstrom und J, der Kollektorstrom. Da weiter
J, > Jb und bei dem Ladetransistor J, = JL dem Ladestrom des
Kondensators C,. ist, wird T2 von der verbleibenden Ladestromänderung am Emitter
gesteuert, d. h. T2
arbeitet in Basisschaltung. Hierbei ist die Stromverstärkung
x
< 1, es lassen sich aber Werte von a = 0,99 erreichen, und zwar wird
a# um so größer, je größer der Emitterwiderstand von T, (Rg) gemacht
wird, da
Damit wird, wenn a gleich 1 ist, die Ladestromänderung A JL =
0 und dadurch JL = const. Da dieser Idealfall nicht realisierbar ist, weil
dabei Rg = co werden muß, verbleibt ein geringer Restfehler, und der Ladestrom
wird nur annähernd konstant.
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Der Idealfall besagt weiter, daß die Sägezahnamplitude bei Vergrößerung
des Emitterwiderstandes kleiner wird. Die Erfindung stellt sich die Aufgabe, diese
Schaltung auf eine Weise zu verbessern, daß eine hohe Linearität bei gleichzeitig
großer Sägezahnamplitude trotz eines relativ kleinen Emitterwiderstandes erreicht
wird. Darüber hinaus kann jedoch im Falle von Zeitkonstantengliedern im Ablenkstromkreis
auch eine exakt lineare Sägezahnspannung nicht genügen, da am Anfang des Hinlaufs
eine zu der normalen Verzerrung der e-Funktion entgegengesetzte Krümmung erforderlich
ist. Eine solche Schaltung, die diese Aufgabe erfüllt, wird in Fig. 2 gezeigt. In
dieser Schaltung sind T, und T, Transistoren entsprechend den in Fig.
1 gezeigten Transistoren. Ebenfalls ist C, der Ladekondensator.
Der in Fig. 2 dargestellte Kondensator C, hat in dieser Figur eine ganz andere
Funktion als in dem vorigen Beispiel. Die Fig. 2 unterscheidet sich von der vorhergehenden
außerdem dadurch, daß der Kondensator C, über einen Widerstand Rk mit dem
positiven Pol der Batterie verbunden ist. Ferner sind Widerstände RB, R,
und Rg zur Einstellung der Vorspannung des Transistors T, vorgesehen. Die Kondensatoren
C, und C, liegen also nicht mehr direkt, sondern über einem
gemeinsamen Vorwiderstand Rk am Pluspol der Batterie.
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Durch Einfügung dieses Widerstandes wird erreicht, daß C, beim
Auftasten des Transistors T, nicht mehr sofort restlos entladen wird, und dadurch
an Rk im Öffnungsmoment von T, ein positiver Impuls erscheint. Der Widerstand
Rk, der die Aufladespannung von C2
liefert, kann sehr klein gewählt werden
und z. B. 50 0 betragen. Dieser Impuls lädt den Kondensator
C2
nach einer Zeitkonstante auf, die durch die Kapazität des Kondensators
und durch den Gesamtwiderstand, gebildet aus den Einzelwiderständen Rt, R, und RB
und dem Eingangswiderstand des Transistors T2, bestimmt ist, wobei der Eingangswiderstand
des Transistors T2 vorübergehend sehr klein wird, weil der positive Impuls an der
Basis des Transistors diesen weit öffnet und gleichzeitig durch Öffnung des Transistors
T, der Kollektor von T, auf das volle positive Potential der Batterie geschaltet
wird. Dadurch wird die Aufladezeitkonstante dieses Kreises sehr klein. Mit Beendigung
des Entladevorgangs von C, verschwindet der positive Spannungsimpuls an Rk,
und die Ladungsänderung an C2 wirkt sich in einer Verschiebung der Basisspannung
von T2 zu negativen Werten aus, unter der Bedingung, daß der Widerstand Rt kleiner
als die Parallelschaltung des Eingangswiderstandes von T2 und die Widerstände
R" RB und Rg ist. Der Eingangswiderstand h" des Transistors T2 ist nun relativ
groß, da T, wieder gesperrt ist und der Aufladevorgang von C, beginnt. Dies
bedeutet, daß der Ausgangswiderstand R, des Transistors T2, welcher den Ladewiderstand
von C, bildet, vergrößert wird. Da sich nun C" bei Beginn des Aufladevorgangs
von C, nach einer Exponentialfunktion entlädt, deren Zeitkonstante durch die mit
C, verbundenen Widerstände bestimmt ist, bewirkt diese Spannungsänderung
an der Steuerelektrode von T2 eine Änderung des Ladewiderstandes für C, mit
dem Verlauf
Dabei ist RL der Augenblickswert des Ladewiderstandes und r. der Augenblickswert
des Innenwiderstandes des Transistors.
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Nimmt man der Einfachheit halber an, daß die Aufladung von
C, ohne Nachsteuerung des Transistors T, linear entsprechend erfolgt, so
ergibt sich nun durch Einsetzen
von RL
d. h., dem linearen Sägezahn überlagert sich eine Exponentialfunktion mit
positiver Krümmung. Hieraus ergibt sich, daß eine allenfalls vorhandene negative
Krümmung ausgeglichen oder überkompensiert werden kann.
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Der Einfluß des Widerstandes Rg ist gegenüber dem des Innenwiderstandes
vernachlässigbar. Mit den Widerständen Rk, RB und R, und der Größe des Kondensators
C, kann man den Zeitwert des Widerstandes von T, beeinflussen. Es läßt sich
damit eine durch das Vorhandensein von Blindkomponenten im Ablenkkreis eines Vertikalablenkgerätes
vorhandene Verzerrung wirksam kompensieren und damit eine Verringerung der Steuerspannungsamplitude
vermeiden. Weiterhin wird damit eine Nachverstärkung unnötig, da energieverzehrende
Entzerrungsschaltungen im Ausgang des Sägezahngenerators nicht erforderlich sind.
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Die Steuerspannung am Eingang von T2 bewirkt eine Änderung des Innenwiderstandes
von T2 im Betrage von R, und damit eine Ladestromänderung von C, Wird in
den Ausgang von T, noch der Widerstand RA geschaltet, so bewirkt die durch die Steuerspannung
des Hilfsentladekreises in T, hervorgerufene Ladestromänderung eine zusätzliche
strornproportionale Spannungsänderung an R_4, was eine verstärkte Änderung des Ladestroms
zur Folge hat.
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Der Spannungsverlauf an der Basis des Transistors T, wird in Fig.
3 näher erläutert. In dieser Figur ist die Kurve 1 der Spannungsverlauf
der Steuerimpulse an der Basis T, die Kurve lb der Spannungsstoß, der beim Schließen
des Schalters T, durch Spannungsabfall am Widerstand Rk entsteht. Diese rasch verklingende
Spannung an der Basis des Transistors T, zieht eine Entladung des Kondensators
C2' (Kurve 2) nach sich, welche einen langsam veränderlichen Verlauf hat.
Die Kurve 3 stellt den Spannungsverlauf am Kondensator C, dar, der einen
leicht exponentiellen Gang
zeigt (gestrichelte Linie). Durch Verstärkung
der Kurve2 an dem TransistorT, wird der Spannungsverlauf am Kondensator in entgegengesetztem
Sinn gekrümmt, da am Anfang bei hoher Spannung 2 der Aufladewiderstand größer als
am Ende des Hinlaufs ist (punktierte Linie). Es ist damit gezeigt, daß durch entsprechende
Dimensionierung von R-4 und/oder Rk praktisch jeder gewünschte Exponent erzielt
werden kann. Gegebenenfalls kann auch eine S-förmige Krümmung des Spannungsverlaufs
erhalten werden.
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Eine Weiterbildung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung ist darin zu
sehen, daß man RA oder besser Rt mit Hilfe eines Potentiometers einstellbar
macht, wodurch eine Linearitätsregelung geschaffen wird. Da eine Vergrößerung von
Rt eine Verkleinerung der Amplitude der Entladung in C, verursacht, äußert
sich dies neben einer Linearitätsänderung in einer Verringerung der Sägezahnamplitude.
Um die Ausgangsamplitude über dem Regelbereich von Rk konstant und von der Linearitätsregelung
unabhängig zu machen, kann nach einer in Fig. 4 gezeigten Variante die Basisvorspannung
von T2 mitgeregelt werden. Wenn also durch Veränderung des Potentiometerabgriffs
an Ri, die Linearität der Ausgangsspannung geändert werden soll, so ändert sich
zugleich die Vorspannung von T, so daß die Amplitude konstant bleibt. Dies kann
durch geeignete Wahl von Rk erreicht werden.
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Die Schaltung läßt sich noch zu einem frei laufenden oder synchronisierten
Sperrschwinger erweitern, bei dem der Schalter T, mit einem rückkoppelnden Transformator
verbunden ist. Eine solche Schaltung zeigt Fig. 5. Der Übertrager
0 stellt den Sperrschwingertransformator dar. In dieser Schaltung ist noch
eine Besonderheit vorgesehen, welche darin besteht, daß der Hilfskondensator
C, seine Aufladung nicht aus dem Entladungsstromkreis des Kondensators
C, bekommt, so daß ein Widerstandsabgriff an einem mit dem Kondensator
C, in Serie liegenden Widerstand Rk nicht erforderlich ist. Vielmehr wird
die Aufladespannung des Kondensators C, unmittelbar aus dem Übertrager
Ü durch eine Hilfswicklung W entnommen und einem Widerstand R" zugeführt,
durch den der Kondensator C,' auf das gewünschte Potential aufgeladen wird. Eine
Regelung der Zeitkonstante kann dann durch Wahl der Größenverhältnisse der Widerstand
RB und R, erfolgen.
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Eine praktische Ausführungsform einer Schaltung gemäß Fig. 2 oder
4 kann unter Verwendung der nachfolgend aufgeführten Schaltelemente zur Erzielung
einer Ablenkfrequenz von
50 Hz vorgenommen werden.
| Rg = 680 Q D = 0A5 |
| RB = 1,8 kü C = 50T |
| Rp = 680 Q R = 1, 5 kü |
| Rv = 39 kQ T, = 0C44 |
| R.4 = 4,7 kü Tg = 0C141 |
| Rit = 50 Q UB = 12 V |
| C, = 1 #tF Uss an Punkt U, |
| 7 Vg8 |
| Q = 2 #tF Tastfrequenz 50 Hz |
Schließlich kann die Amplitude der erzeugten Sägezahnspannung noch durch eine dem
Verstärkerelement Tp fremd zugeführte Regelspannung UR (Fig.
5)
beeinflußt
werden, z. B. zur Fernsteuerung der Amplitude oder zur Stabilisierung derselben
gegenüber Schwankungen von Betriebsgrößen.