DE2720665A1

DE2720665A1 - Saegezahngenerator

Info

Publication number: DE2720665A1
Application number: DE19772720665
Authority: DE
Inventors: Jan Abraham Cornelis Korver
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-05-20
Filing date: 1977-05-07
Publication date: 1977-11-24
Also published as: JPS5711532B2; US4131807A; DE2720665C3; JPS52149058A; NL7605373A; FR2352444A1; DE2720665B2; FR2352444B1; GB1563880A; IT1076189B

Description

PHN. 8**09.

"■"■■'"',"'!.■^;,''-¹*¹ (, 27?0665 _JW/WJM.

N V Philips' CiüeiiQ.-nperifobrleke

^H - Χ - 22-4-1977.

'Sägezahngenerator".

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung an einem ersten Kondensator, der durch einen Ladestrom periodisch aufgeladen wird, mit einem Verstärkerelement mit einer Eingangs- und einer ersten und einer zweiten Ausgangselektrode, einem Widerstand, von dem ein Anschluss mit der ersten Ausgangselektrode des Verstärkerelementes und der andere Anschluss mit dem ersten Kondensator verbunden ist, der andererseits mit einer ersten Klemme einer Speisespannungsquelle verbunden ist, während die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes an

709847/0969

PHN.

2770665 22-4-1977.

die zweite Klemme der Speisespannungsquelle angeschlossen ist, und weiter mit einem zweiten Kondensator, der zwischen der Eirigangselektrode des Verstärkerelementes und dem Verbindungspunkt des ersten Kondensators und des Widerstandes liegt und mit einem Schalter, der dem ersten Kondensator zum periodischen Entladen desselben parallelgeschaltet ist.

Ein derartiger Sägezahngenerator ist aus der britischen Patentschrift 924.224 bekannt und ist in Figur 1 dargestellt. Darin ist Tr ein npn-Transistor, dessen Kollektor mit der positiven Klemme der Speisespannungsquelle V_x, und dessen Emitter mit dem Widerstand R verbunden ist. C₁ bzw. C„ ist der erste bzw. der zweite Kondensator, während S der Schalter ist, Der nicht mit dem Widerstand R und dem Kondensator C₁ verbundene Anschluss des Kondensators C„ sowie die Kathode einer Diode D sind mit der Basis des Transistors Tr verbunden. Die Anode der Diode D ist mit der positiven Klemme einer Gleichspannungsquelle V verbun— den. Die negative Klemme der beiden Quellen V_R und V sowie der nicht mit dem Widerstand R verbundene Anschluss des Kondensators C₁ bzw. des Schalters S liegen an Masse. Die Quelle V ist von der Quelle V„ abgeleitet und zwar mittels zweier Widerstände R·, R'¹ in Reihe zwischen den Klemmen derselben und eines Entkoppelkondensators C.

709847/0969

PHN.

Der Kondensator C₁ wird vom Emitterstrom i des Transistors Tr periodisch aufgeladen und durch

den Schalter S wieder entladen. Am Anfang des Ladevorganges, d.h. zu dem Zeitpunkt, wo der Schalter S geöffnet wird, wird die Diode D durch die Gegenkopplung mittels des Kondensators C₀, der eine grosse Kapazität hat, gesperrt. Am Widerstand R liegt eine Spannung, d-ie nahezu konstant ist, so dass der Strom i nahezu konstant ist. Die Spannung V₁ am Kondensator C₁ nimmt von Null an linear mit der Zeit zu. Dabei wird derjenige Teil des Stromes i , der dem Kondensator C_ und der Basis des Transistors Tr zufliesst, vernachlässigt. Am Ende des Ladevorganges, d.h. zu dem Zeitpunkt, wo der Schalter S geschlossen wird, nimmt die Spannung V₁ ihren Maximalwert V₁ an. Vird die Ladezeit durch T bezeichnet und ist C₁ zugleich die Kapazität des Kondensators C-, so gilt i T = C₁V₁, wobei

G Il

^V2

i = =r— ist. Dabei ist V₀ die als konstant e x\ je

vorausgesetzte Spannung am Kondensator C₀, während die Basis-Emitterspannung v. des Transistors Tr gegenüber V₀ vernachlässigt ist.

Aus dem Obenstehenden geht hervor, dass

VT V

2 2 1 1

V₁ = —— = . — , wobei f = ^r die Frequenz des 1 RC₁ RC₁ 1 1

Signals ist, das den Schalter S betätigt, wobei die

709847/0969

PHN. 8409.

2770665 22-4-1977.

Dauer des Entladevorganges gegenüber der Zeit T als sehr kurz vorausgesetzt ist. In der bekannten Schaltungsanordnung nach Figur 1 ist also erstens der Ladestrom des ersten Kondensators und daher die Steilheit des Sägezahnes konstant und ist zweitens die Amplitude der erhaltenen sägezahnförmigen Spannung der Frequenz umgekehrt proportional. Wird beispielsweise die synchronisierende Frequenz des Schalters S zweimal grosser, so ist die Amplitude des Sägezahns zweimal kleiner.

An den Wert des Widerstandes R wird keine Anforderung gestellt.

Mit der Erfindung wird beabsichtigt, die beschriebene einfache Schaltungsanordnung derart zu ändern, dass die Amplitude der erzeugten sägezahnförmigen Spannung nahezu konstant bleibt und insbesondere von der Frequenz fast unabhängig ist und zwar unter Beibehaltung der guten Linearität der ursprünglichen Schaltungsanordnung. Ein derartiger Sägezahngenerator ist in der Fernsehtechnik zur Bildablenkung (d.h. in der vertikalen Richtung mit der Frequenz 50 bzw. 60 Hz) von Bedeutung. Weil der mittlere Wert des dadurch erzeugten Sägezahnes im synchronisierten Zustand dem im nicht-synchronisierten Zustande nahezu entspricht, findet eine geringere Unstabilität statt als sonst der Fall wäre. Eine ähnliche Unstabilität ist in der Dt-Os 24 50 085 (O.T. 15-5-75) der Anmelderin

709847/0969

PHN. 84θ9·

beschrieben worden und wird durch Änderungen der Amplitude des Sägezahnes verursacht, wenn die Frequenz— kennlinie des Bildendverstärkers bei niedrigen Frequenzen eine Spitze aufweist. Ohne die in der genannten Offenlegungsschrift vorgeschlagene Massnahme zittert das wiedergegebene Bild in vertikaler Richtung. Venn die Amplitude konstant ist, wird bei einer guten Bemessung beim Synchronisieren nur eine Ladezeit des ersten Kondensators zwar kürzer sein als die vorherge hende, aber die nächste Ladezeit wird bereits die normale Dauer aufweisen, so dass die Spannung V- den richtigen Wert haben wird. Dies hat nur eine sehr geringe Störung zur Folge.

Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung weist das Kennzeichen auf, dass die Eingangselektrode des Verstärkerelementes mit einer Gleichspannungsquelle verbunden ist, deren Innenwiderstand mit dem zweiten Kondensator ein Netzwerk bildet, dessen Zeitkonstante gegenüber der Ladezeit des ersten Kondensators gross ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind

in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Figur 2 den Schaltplan des erfindungsgemässen Generators,

Figur 3 einen vollständigeren Schaltplan

709847/0969

PHN. 8*409. 22-^-1977.

dieses Generators,

Figur h eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Figur 3·

In der Schaltungsanordnung nach Figur 2 ist gegenüber der nach Figur 1 die Diode D durch einen Widerstand R„ ersetzt worden, während der Emitterwiderstand R nun durch das Symbol R. bezeichnet wird. Der Widerstand R₂ hat einen hohen Wert, jedenfalls viel höher als die Parallelschaltung der Widerstände R¹ und R¹¹I die in der bekannten Schaltungsanordnung nach Figur 1 die Spannung V durch Spannungsteilung bestimmen und die dagegen ziemlich niedrige Werte aufweisen, damit die Spannung V und daher die Spannung V„ konstant bleibt.

Durch den Kondensator C_? kann kein Gleichstrom fliessen. Wird der Basisstrom des Transistors Tr vernachlässigt, was bedeutet, dass die Stromverstärkung des Transistors als sehr hoch vorausgesetzt wird, so lässt sich sagen, dass durch den Widerstand R„ nahezu kein Gleichstrom fliesst. Der mittlere Wert der Spannung an der Basis entspricht daher dem Wert V, und der mittlere Wert der Spannung am Emitter beträgt V-V. . Werden der Wert des Widerstand R₁ und die Kapazität des Kondensators C₁ derart gewählt, dass der durch den Strom i am Widerstand R₁ verursachte Spannungsabfall gegenüber der Spannung V im Gegensatz zum Falle

709Ö47/0969

PHN. 84 22-4-1977.

nach Fig. 1 vernachlässigbar klein ist, und wenn die Änderung der Spannung v, auch als sehr klein vorausgesetzt wird, ist der mittlere Wert der Spannung V₁ am Kondensator C konstant und nahezu gleich V. Der Maximalwert V₁ der Spannung V₁ ist zweimal höher, d.h. etwa 2V, da der Minimalwert derselben durch die Wirkung des Schalters S Null ist, so dass auch V₁ konstant ist. Weil V₁ etwa dem Wert 2V entspricht, muss die Spannung V kleiner sein als die Hälfte von V'. Sonst gerät der Transistor Tr am Ende des Ladevorganges in den gesättigten Zustand. Es lässt sich erkennen, dass der jeweilige Ladestrom des Kondensators C₁ nicht konstant, sondern etwa der Frequenz proportional ist. Dies ist in Figur 2 gestrichelt

"15 dargestellt, woraus deutlich hervorgeht, dass die Neigung des Sägezahnes, die ein Mass für den genannten Strom ist, steiler wird, wenn die Frequenz zunimmt, während die Amplitude V₁ sich nicht ändert. Die obenstehend erwähnte Bedingung, dass der Spannungsabfall i R klein ist, bedeutet, dass die Zeitkonstante RiC₁ gegenüber der Zeit T klein ist.

Genauer gesagt ist der mittlere Wert der

Spannung V, gleich V-v, -i R.., so dass V,=2(V-v. -i R.) ^D 1 be e 1 1 be e 1 '

ist. Wird für den Spannungsabfall i R₁ am Widerstand R ein Wert gewählt, der nur 196 der Spannung V beträgt, so ist V = 2(0,99 V - v_b ). Wird nun die Frequenz,

709847/0969

- Sf -

PHN. 84θ9. 22-4-1977.

mit der der Schalter S sich öffnet und schliesst, um beispielsweise 10 "/> erhöht, was bedeutet, dass die Anzahl Entladungen des Kondensators C pro Zeiteinheit um 10 ⁰Jo zunimmt, so nimmt der Strom i und daher der Spannungsabfall i R₁ auch um 10 $ zu:

i R wird also 1,1 χ 0,01 V = 0,011 V. Die Amplitude V₁ wird 2(0,989 V - v, ). Daraus geht hervor, dass eine Erhöhung der Frequenz um 10 5ε eine Verringerung entsprechend nur etwa 1 $ der Amplitude der Ausgangs— spannung zur Folge hat.

In Wirklichheit wird diese Verringerung

etwas grosser sein, weil die Stromverstärkung des Transistors Tr nicht unendlich gross ist. Am Widerstand R_ ist daher dennoch eine Gleichspannung vorhanden, die höher ist, wenn die Frequenz höher ist. Aus diesem Grunde kann der Transistor Tr durch ein sogenanntes Darlington-Paar oder durch eine Verstärkerkombination aus zwei Transistoren Tr und Tr. ersetzt werden, wobei der Kollektor von Tr₁ die Basis von Tr„ steuert. Dabei ist der Stromverstärkungsfaktor das Produkt der einzelnen Faktoren, so dass ein Wert von 3OOO oder mehr erreicht werden kann. In Figur 3 sind die Transistoren Tr und Tr. vom komplementären Leitungstyp. Bekanntlich ist dabei der Emitter des Transistors Tr. als Kollektor der Kombination wirksam. Dadurch wird gewährleistet, dass die Amplitude von der Frequenz nahezu

709847/0969

PHN. 8^09-

-s-

unabhängig ist, was nicht erreicht werden kann, wenn der Basisstrom des Transistors Tr in Figur 1 verringert wird, da dieser Strom durch den Strom i und daher durch V₁ und durch f bestimmt wird.

Die Quelle V kann fortfallen, wenn zwei Widerstände R¹ρ und R¹· in Reihe zwischen die beiden Klemmen der Quelle V_n aufgenommen sind. Die Parallelschaltung derselben hat den Wert R_? und der Verbindungspunkt derselben ist mit der Basis des Transistors Tr₁ verbunden. Die Werte der Widerstände R¹ρ und R¹· werden derart gewählt, dass der mittlere Wert der Spannung am genannten Verbindungspunkt der Spannung V entspricht. Weil an der Basis des Transistors Tr₁ eine Wechselspannung vorhanden sein können muss, wird der genannte Verbindungspunkt nicht entkoppelt, dies im Gegensatz zur Schaltungsanordnung nach Figur 1, in der der Verbindungspunkt der Widerstände R¹ und R¹¹ entkoppelt sein muss, damit die Spannung V konstant bleibt, was auch dadurch gewährleistet wird, dass die beiden Wider— stände relativ niedrige Werte aufweisen. Es dürfte einleuchten, dass das Netzwerk R' , R". einem Widerstand mit einem hohen Wert, der zwischen der Basis des Transistors Tr und dem Verbindungspunkt zweier Widerstände mit relativ niedrigen Werten verbunden wäre, welcher Verbindungspunkt entkoppelt wäre, gleichwertig ist.

709847/0969

PHN.

Aus dem Schaltplan nach Figur 2 geht hervor, dass der durch den Widerstand R„ fliessende Wechselstrom auch durch den Kondensator C_ fliesst und daran eine parabelförmige Spannung verursacht. Dieser Strom ist ja ebenso wie die Wechselspannung am Widerstand R„ sägezahnförmig. Eine Bedingung dazu ist, dass der Kondensator C_ eine nicht unendlich grosse Kapazität hat. Die parabel-förmige Spannung wird zu der am Kondensator C_ vorhandene Spannung addiert und zwar so, dass die Summe in der Mitte der Periode am grössten ist. Da

der Strom i und daher die Neigung der Spannung V₁ e ι

durch diese Summe bestimmt werden, folgt daraus, dass die Spannung V₁ in der Mitte der Periode steiler ändert als am Anfang und am Ende derselben. Sie hat also den für die Ablenkung erforderliche S-Form. Es dürfte einleuchten, dass die genaue Form durch den Wert des Widerstandes R und daher durch den der Widerstände R' und R¹' in Figur 3 und durch die Kapazität des Kondensators C_ bestimmt wird: die Zeitkonstante R„C_ muss gegenüber der Zeit T gross sein.

Der obengenannte sägezahnförmige durch

den Kondensator C_ fliessende Strom verursacht jedoch eine parabelförmige- Spannung am Kondensator C₁, die unerwünscht ist, da sie zu der Spannung V₁ addiert wird, wobei die auf diese Weise erhaltene Summe am Anfang der Periode eine grössere Steilheit hat als

709847/0969

PHN.

2770665 22-4-1977.

-VT-

nachher. Der auf diese Weise entstandene Linearitätsfeliler lässt sich dadurch verringern, dass für den Widerstand R„ ein derart grosser Wert gewählt wird, dass die Zeitkonstante des durch R und die Reihenschaltung aus den Kondensatoren C₁ und C„ gebildeten Netzwerkes gegenüber der Zeit T sehr gross ist. Dadurch wird der sägezahiiförmige Strom durch den Widerstand R_p klein gehalten. Der Fehler lässt sich ausserdem auf die in Figur 3 angegebene Art und Weise korrigieren.

Der Verbindungspunkt der Elemente C , C_ und R. ist mit der Basis eines Transistors Tr. verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R mit Masse und dessen Kollektor über einen Widerstand R. mit dein Emitter eines weiteren Transistors Tr· verbunden ist.

Der Kollektor des Transistors Tr^ liegt an der positiven Klemme der Quelle V„, während die Basis desselben

ti

an einer Spannung V liegt, die niedriger ist als die Spannung V_R. Die Basis eines Transistors Tr_ ist mit dem Kollektor des Transistors Tr verbunden, während sein Kollektor mit der Basis desselben Transistors Tr und sein Emitter über einen Widerstand R_ mit der Quelle der Spannung V verbunden sind. Die Widerstände R. und R , der Transistor Tr und die Basis-Emitterdiode des Transistors Tr^ bilden einen sogenannten Stromspiegel, wobei der Kollektorstrom des Transistors Tr dem des Transistors Tr entspricht, wenn die

709847/0969

?7?0665

PIIN. 22-4-1977

Widerstände R. und R gleiche Werte aufweisen.

Weil der sägezahnförmige Anteil der Spannung V₁ während der Ladezeit eine zunehmende Funktion der Zeit ist, hat auch der Emitterstrom des Transistors Tr und daher auch der Kollektorstrom des Transistors Tr_ einen ansteigenden sähezahnförmigen Verlauf. Dagegen ist der Verlauf des sägezahnförmigen Stromes durch den Kondensator C_ sinkend. Aus Figur 2 geht ja hervor, dass der sägezahnförmige Spannungsunterschied zwischen der Basis des Transistors Tr und dem links dargestellten Anschluss des Widerstandes R„ sinkend ist. Die beiden genannten Ströme fliessen durch den Kondensator C₁ und gleichen einander aus, insofern die Widerstände R und R„ gleiche Werte haben. Wenn der Wert des Widerstandes R„ veränderlich um den Wert R_ herum ist, kann ein parabelförmiger Teil der einen oder der anderen Polarität zu der Spannung V₁ addiert werden, wodurch die Linearität des am Kondensator C₁ verfügbaren Ausgangssignals einstellbar ist. Zwar . hängt die Amplitude dieses Signals von der Grosse des addierten parabelförmigen Anteils ab, aber diese Tatsache liefert in der Praxis wenig Schwierigkeiten, weil die erforderliche Lxnearitätskorrektur nur gering ist. Weil der Verstärker, der das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung nach Figur 3 verstärkt, sich als Hochpassfilter verhält, kann ein Uberausgleich erwünscht

709847/0969

2770665

PHN. 8409. 22-4-1977.

sein. Ein Vorteil der beschriebenen Ausgleichsschaltung ist, dass die Kapazität des Kondensators C nun einen nicht-kritischen Wert hat.

Der Schalter S kann als Transistor ausgebildet sein, der durch die Synchroninipulse periodisch in den leitenden Zustand gebracht wird. Es kann jedoch erwünscht sein, die Schaltungsanordnung selbstschwingend zu machen, so dass auch beim Fehlen dieser Impulse ein Ausgangssignal verfügbar ist. Eine derartige Änderung der Schaltungsanordnung ist auch in Figur 3 dargestellt.

In die Kollektorleitung der durch die

Transistoren Tr. und Tr_ gebildeten Kombination ist ein Widerstand R,- aufgenommen. An diesem ist der Spannungsabfall die Summe einer der Frequenz proportionalen

'15 Gleichspannung und einer parabelförmigen Spannung, deren Amplitude ebenso wie die der gleichförmigen Spannung am Kondensator C_p der Frequenz umgekeht proportional ist. In Figur 3 ist der Verlauf der Kollektorspannung der Kombination Tr , Tr„ angegeben. Dabei ist die Entladezeit des Kondensators C₁ als unendlich kurz vorausgesetzt, so dass der genannte Verlauf dann spitzenförmig ist (statt parabelförmig). Weil die Amplitude der Parabel gegenüber der Gleichspannung klein ist und weil die zu erwartende Frequenzänderung gering ist und zwar etwa 10 °fo zwischen dem synchronisierten und dem nicht-synchronisierten Zustand bei einem Bild-

70 9.8 47/0969

PIlN. 8*109.

7770665 22-11

oszillator, lässt sicli der Unterschied zwischen dem gestrichelt dargestellten Gleichspannungspegel und dem der Spitzen vernachlässigen und lässt sich der letztgenannte Pegel zum Einleiten der Schwingung wählen.

Der Kollektor der Kombination Tr , Tr_p

ist mit der Basis eines pnp-Transistors Tr^ verbunden, dessen Emitter mit dem Kollektor eines npn-Transistors Tr₇ verbunden ist. Die Basis desselben bekommt über einen Kondensator C„ Hie positiv gerichteten Synchronisierimpulse zugeführt und ist mittels eines Spannungsteilers Rcj> Rq eingestellt, während der Kollektor des Transistors Tr_ mit einem Widerstand R_ verbunden ist, dessen andere Ende mit der Quelle V_ verbunden ist.

Der Kollektor des Transistors Tr^- ist mit der Basis eines Transistors Tr_fi verbunden, dessen Kollektor mit dem Kathodentor eines Thyristors verbunden ist, der durch zwei Transistoren Tr_Q und Tr_1n vom komplementären Leitungstyp gebildet ist. Dieses Kathodentor ist durch die Verbindung der Basis des Transistors Tr_ mit dem Kollektor des Transistors Tr_1n gebildet. Die Kathode des Thyristors, d.h. der Emitter des Transistors Tr_, sowie der Emitter des Transistors Tr^ liegen an Masse, während die Anode, d.h. der Emitter des Transistors Tr unmittelbar und das Anodentor, d.h. die Verbindung des Kollektors des Transistors Tr und der Basis des

709847/0969

PHN. 8Ί09.

7770665 22-U-1977.

ZO

Transistors Tr über einen Trennwiderstand ^m "¹^* dem Verbindunßspunkt der Elemente R₁, C₁ und C_? verbunden sind.

Die Basisvorspannung des Transistors Tr_ wird durch die Wahl der Widerstände Ro und R_Q derart eingestellt, dass beim Fehlen von Synchronisierimpulsen die Kollektorspannung des Transistors Tr_ einen Wert hat, bei dem der Transistor Tiv leitend ist, wenn seine Basisspannung niedriger ist als die Spitzen der Parabel. Während der Ladezeit des Kondensators C₁ wird der Transistor Tr_R in den gesättigten Zustand gesteuert und der Thyristor Tr_, Tr₁₀ gesperrt. Ein Widerstand R... liegt zwischen dem Kollektor des Transistors Tr„ und

der Quelle V„. Der Kollektorstrom des Transistors Tr_Q U ο

fliesst daher durch den Widerstand R₁₁.

Sobald jedoch die Kollektorspannung der Transistcrkombination Tr₁, Tr „ am Ende der Ladezeit ihren Maximalwert annimmt, wird der Transistor Tr,-gesperrt. Der Transistor Tr₀ wird auch gesperrt, so dass der Strom durch den Widerstand R₁₁ nun zum Kathodentor des Thyristors Tr_q, Tr,- fliesst. Dadurch ist der Thyristor leitend und wird das Entladen des Konden sators C₁ eingeleitet. Über einen Widerstand R₁₂ be kommt die Basis des Schalters S Rücklaufimpulse zuge- führt, die von dem (nicht dargestellten) Endverstärker herrühren, welche Impulse eine längere Dauer aufweisen

709847/0969

PHN. 8ΊΟ9.

7770665 22-4-1977.

ZA

-Us-

als die, die zum völligen Entladen des Kondensators C₁ notwendig ist. Dadurch wird ein gutes Zeilensprungverfahren gewährleistet.

Wenn der Spannungsteiler R„, R als Poten— tionieter oder wenn der Emitterwiderstand R₁^ des Transistors Tr als veränderlicher Widerstand ausgebildet wird, kann der Sperrpegel des Transistors Tr,- und daher die Frequenz eingestellt werden.

Wenn die Symchronisierimpulse an der Basis des Transistors Tr vorhanden sind, werden sie vom Transistor verstärkt. Beim Auftreten dieser Impulse nimmt die Emi tt er spannung des Transistors Tr,- ab, was das Entladen des Kondensators C. auf die bereits beschriebene Art und Weise einleitet.

Die von der Schaltungsanordnung am Kondensator C. erzeugte sägezahnförmige Spannung wird noch dem bereits genannten Ausgangsverstärker zugeführt. Zwischen einem Punkt desselben, an dem eine während der Hinlaufzeit der Bildablenkung abnehmende sägezahnförmige Spannung vorhanden ist und dem Emitter des Transistors Tr liegt ein Widerstand R... Dadurch wird erhalten, dass die Emitterspannung des Transistors Tr_ unmittelbar nach dem Auftritt der Synchronimpulse zunimmt. Die Kollektorspannung nimmt dann ebenfalls zu.

Der Transistor Tr,- wird dadurch sicher im leitenden Zustand gehalten, was die Schaltungsanordnung gegen

709bA7/0969

-Vl-

PHN. 8409. 22-4-1977·

Störungen nach der Rücklaufzeit und während des grössten Teils der Hinlaufzeit unempfindlich macht. Durch diese Massnahme wird ja erreicht, dass der Transistor Tr,- nur während des Auftritts der Impulse gesperrt ist.

Wird auf das Selbstschwingen der Schaltungsanordnung keinen Wert gelegt, beispielsweise weil die Schaltungsanordnung selbst von einem Oszillator gesteuert wird, der auch beim Fehlen von Synchronisier— impulsen ein Signal abgibt, so können die Basis und der Emitter des Transistors Tr₇ mit-einander verbunden werden, während die Widerstände R lassen sind. Über eine Zener-Diode Z und einen Widerstand R₁O erreicht das Synchronisier— bzw. Oszillator— signal die Basis des Schalters S.

In einer praktischen Ausführungsform der

Schaltungsanordnung nach Figur 3 sind die nachfolgenden Werte gewählt worden:

R_q und R₁ ~ fortge

^R1	Sl	^VB ⁵	20 Volt
V	M £\	ie ^:	0, 25 mA
R₂"	M A	^C1 ''	680 nF
^R3	M Π	C₂ :	330 nF
R^ und R	kXl
R₆ und R	k«n
R₈ und R	kjl
^R10 ^! R₁₁ ,	kn
R₁₂ : R₁₃ :
: 390	0969
: 2,2
: 3,3
: 1,2
« 5,6
ι 5,6
5,6
18 10
3,3 22 47
709847/

PHN. 8*K)9.

77 70665 22-4-1977.

-YtS-

In Anbetracht der Vielzahl von Einzelheiten der beschriebenen Schaltungsanordnung und des Endverstärkers kann das Ganze, mit Ausnahme der Kondensatoren C und C und der Widerstände mit einem hohen Wert, mit Vorteil in einem Halbleiterkörper integriert werden. Dabei werden auf bekannte Weise eine Anzahl temperatur— stabilisierender Elemente hinzugefügt.

Wird die Schaltungsanordnung mit Hilfe diskreter Einzelteile ausgebildet, so lässt sich die vereinfachte Schaltungsanordnung nach Figur k anwenden. Der Kondensator C_p ist nicht mit dem Verbindungspunkt der Elemente R. und C , sondern mit dem Emitter eines Emitterfolgertransistors Tr₁₁ verbunden, dessen Basis mit dem genannten Verbindungspunkt verbunden ist. Auf diese Weise fliesst der durch den Widerstand R_ flies— sende sägezahnförmige Strom nicht durch den Kondensator C₁. Mittels eines Widerstandes R. , der an den Emitter des Transistors Tr₁₁ angeschlossen ist, und eines Widerstandes K₁/:! der den Kollektor des Transistors Tr mit dem Widerstand R₁_ verbindet, wird zu der erzeugten sägezahnförmigen Spannung eine tiberkompensierende parabelförmige Spannung addiert. Die beschriebene Linearitätskorrekturschaltungsanordnung ersetzt also die aus Figur 3. Ein Unterausgleich ist damit jedoch nicht möglich.

Die Selbstschwingung erfolgt in der Schal—

709847/0969

PHN. 8^09. ?7?0665 22-4-Ί

tungsanordnung nach Figur h mit Hilfe nur eines Transistors Tr vom pnp-Typ, dessen Emitter mit dem Kollektor des Transistors Tr und dessen Kollektor mit der Basis des Transistors S verbunden ist, während die Basis mit Hilfe eines Potentiometers R₁₇ und zweier Widerstände R-,ο und H₁Q auf einer einstellbaren Spannung liegt. Zwischen dem Kollektor des Transistors S und der Basis des Transistors Tr gibt es einen Kondensator Ci. Erreicht die am Kollektor des Transis— tors Tr vorhandene parabelförmige Spannung einen durch das Potentiometer R₁₇ bestimmten Wert, so ist der Transistor Tr.„ und daher der Transistor S leitend. Das Entladen des Kondensators C₁ wird eingeleitet. Das Sinken der Spannung V₁ wird über den Kondensator C. auf die Basis des Transistors Tr.„ übertragen. Dieser leitet nach wie vor, wodurch der Kondensator C₁ völlig entladen wird, bis der Kondensator Cj, aufgeladen ist, was von seiner Kapazität und von den Widerständen in der Basisleitung des Transistors Tr abhängig ist. Dadurch wird die Dauer der Rücklaufzeit bestimmt. Die positiv gerichteten Synchronisierimpulse können dem Kollektor des Transistors Tr oder der Basis des Transistors S zugeführt werden, während R₁₇ die Eigenfrequenz des Oszillators bestimmt. In einer praktischen Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Figur h wurden die nachfolgenden

71)904 7/0969

Werte gewählt:
R

2
6

17
18

R,

?7?0665

-2C-

2,2 k 51

1,2 M Λ

27 kSl

10 kSl

15 kS\

kSl

PHN. 22-^-1977.

V_n : 25 Volt

V : 10,h Volt

C : 220 nF

C₂ : 270 nF

C. : 5,6 nF

Es dürfte einleuchten, dass der Transistor Tr bzw. die Kombination Tr., Tr„ durch ein anderes Verstarkerelement, wie beispielsweise einen Feldeffekttransistor oder eine Elektronenröhre ersetzt werden kann.

Claims

PJIN.

PATENTANSPRÜCHE.

1, Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer

sägezahnförmigen Spannung an einem ersten Kondensator, der durch einen Ladestrom periodisch aufgeladen wird mit einem Verstärkerelement mit einer Eingangsund einer ersten und einer zweiten Ausgangselektrode, einem Widerstand, von dem ein Anschluss mit der ersten Ausgangselektrode des Verstärkerelementes und der andere Anschluss mit dem ersten Kondensator verbunden ist, der andererseits mit einer ersten Klemme einer Speisespannungsquelle verbunden ist, während die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes an die zweite Klemme der Speisespannungsquelle angeschlossen ist, und weiter mit einem zweiten Kondensator, der zwischen der Eingangselektrode des Verstärkerelementes und dem Verbindungspunkt des ersten Kondensators und des Widerstandes liegt und mit einem Schalter, der dem ersten Kondensator zum periodischen Entladen desselben parallelgeschaltet liegt, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangselektrode des Verstarkerelementes Tr bzw. Tr₁, Tr„ mit einer Gleichspannungsquelle (v) verbunden ist, deren Innenwiderstand (R bzw. R^', R₂'') mit dem zweiten Kondensator (C„) ein Netzwerk bildet, dessen Zeitkonstante gegenüber der Ladezeit des ersten Kondensator (C₁) gross ist.

7U9847/0969

ORIGINAL INSPECTED

PUN. 8409.

1 2770665 22-4-1977.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichspannungsabfall am Widerstand (R₁) gegenüber der Spannung (v) der Gleichspannungsquelle klein ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante des durch den Innenwiderstand (r) der Gleichspannungs— quelle und -die Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Kondensator (C₁, C„) gebildeten Netzwerkes gegenüber der Ladezeit des ersten Kondensators (C₁) sehr gross ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichspannungsquelle mittels der Reihenschaltung aus zwei Widerständen ^₁ ¹J Rp'') mit hohen Werten ausgebildet ist, die zwischen die Klemmen der Speisespannungsquelle (V_) aufgenommen ist und deren nichtentkoppelter Verbindungspunkt mit der Eingangselektrode des Verstärkerelementes (Tr bzw. Tr , Tr.) verbunden ist.
5· Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante des durch den Widerstand (R₁) und den ersten Kondensator (C₁) gebildeten Netzwerkes gegenüber der Ladezeit des ersten Kondensators klein ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, dass der Verbindungspunkt des

709847/0969

PHN. 8^09.

? 7 ? 0 6 6 5 22-^-1977.

Widerstandes (R₁) und des ersten Kondensators (C₁) mit einer Ausgangselektrode eines Transistors (Tr_r) verbunden ist, dessen Ausgangsstrom sagezahnfürmig ist.
7· Schaltungsanordnung nach Anspruch 6,

dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Verbindungspunkt zugleich mit der Basis eines zweiten Transistors (Tr„) verbunden ist, in dessen Emitterleitung ein weiterer Widerstand (R„) aufgenommen ist, und dass der Ausgangsstrom des ersten Transistors (Tr ) dem Emitterstrom des zweiten Transistors (Tr ) nahezu entspricht.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, dass die Basis-Emitterstrecke eines Emitterfolgetransistors (Tr₁₁) zwischen den Verbindungspunkt des Widerstandes (R₁) und des ersten Kondensators (C ) und den nicht mit der Eingangselektrode des Verstärkerelementes (Tr) verbundenen Anschluss des zweiten Kondensators (C_?) aufgenommen 1st.
9· Schaltungsanordnung nach Anspruch 8,

dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes (Tr) und die zweite Klemme der Speisespannungsquelle (V-) ein Widerstand (R/-) aufgenommen ist und dass zwischen die zweite Ausgangselektrode und den Emitter des Emitterfolgetransistors (Tr₁₁) in Reihe zwei Widerstände (R₁ , R-j^r) aufgenommen sind.

709847/0969

PHN.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes (Tr₁, Tr_) und die zweite Klemme der Speisespannungsquelle (V_) ein Widerstand (R/-) aufgenommen ist, wobei die genannte zweite Ausgangselektrode mit der Basis eines dritten Transistors (Tr.-) verbunden ist, dessen Kollektor mit einer Steuerelektrode eines aktiven Halbleiterelementes (Τ_, T₁-) zum Entladen des ersten Kondensators (C₁) verbunden ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Emitter des dritten Transistors (Tr/·) mit dem Kollektor eines vierten Transistors (Tr_) mit einer einstellbaren Gleichstromeinstellung verbunden ist, welchem Transistor Synchronisierimpulse zuführbar sind.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch T1, dadurch gekennzeichnet, dass dem vierten Transistor (Tr₇) eine sägezahnförmige Spannung mit sperrender Polarität zuführbar ist.
13· Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes (Tr) und die zweite Klemme der Speisespannungsquelle (V_) ein Widerstand (Rg) aufgenommen ist, wobei die genannte zweite Ausgangselektrode mit dem Emitter eines fünften

709847/0969

PIIN. 5 2770665 22-4-1977.

Transistors (Tr..„) verbunden ist, dessen Kollektor mit der Basis des als sechster Transistor ausgebildeten Schalters (5) verbunden ist, während die Kollektor-Emitterstrecke des sechsten Transistors dem ersten Kondensator (C₁) parallel liegt, welcher Kollektor über einen Kondensator (C /A mit der Basis des fünften Transistors (Tr „) verbunden ist.
14. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, mit Ausnahme der Ansprüche 8, 9 und 13i dadurch gekennzeichnet, dass die Sihaltutigsanordnung zum grössten Teil in einem Halbleiterkörper integrier!: ist.

709847/0969