DE4234735C1 - Sägezahngenerator mit frequenzunabhängiger Amplitude - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erzeugen einer Sägezahnspannung an einem Kondensator sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Es ist allgemein bekannt, einen Sägezahngenerator dadurch zu realisieren, daß man einen Kondensator an eine Konstantstromquelle anschaltet, wobei der Kondensator mit Hilfe eines Schalters periodisch über die Stromquelle geladen und entladen wird, wodurch lineare Spannungsanstiege und Spannungsabfälle erzielt werden.

Ein solcher Sägezahngenerator ist aus der DE-AS 25 11 642 bekannt, dessen Schalter von einem Synchronisiersignal derart gesteuert wird, daß dieses den Entladevorgang einleitet.

Ändert sich die Frequenz des Schalters und damit die der periodischen Entladung des Kondensators, so wird die Aufladung des Kondensators bei geänderten Amplitudenwerten beendet. Die Amplitude der Sägezahnspannung ist somit frequenzabhängig.

Dies führt bei vielen Anwendungen zu unerwünschten Folgen. So bewirkt dies bei einer Ansteuerung einer Vertikalablenkstufe in einem Fernsehempfänger bei geänderter Bildfrequenz eine Änderung der Bildhöhe. Zwecks Konstanthaltung der Amplitude der Sägezahnspannung ist bei diesem bekannten Sägezahngenerator ein Regelkreis vorgesehen, der einen zweiten Kondensator enthält, an dem der Mittelwert der am ersten Kondensator stehenden Sägezahnimpulse gebildet wird, wobei im Regelkreis weiter ein Komparator vorhanden ist, der diesen Mittelwert mit einem Sollwerte vergleicht und in Abhängigkeit von diesem Vergleich der Ladestrom für den ersten Kondensator so gesteuert wird, daß der Mittelwert gleich dem Sollwert ist.

Dadurch, daß der Mittelwert durch Integration gewonnen wird, bewirkt eine Spannungsänderung an dem zweiten Kondensator eine negative Beeinflussung der Linearität der Sägezahnspannung. Dies ließe sich zwar durch eine entsprechend große Integrationskonstante weitgehend unterdrücken, hat aber ein sehr träges Verhalten bei Frequenzwechsel zur Folge.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein weiteres Verfahren der eingangs genannten Art anzugeben, bei dem der Frequenzbereich ebenfalls ohne eine Beeinflussung der Sägezahnamplitude kontinuierlich einstellbar ist und das gleichzeitig eine hohe Linearität der Sägezahnspannung sicherstellt.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst.

Das erfindungsgemäße Verfahren gibt an, wie ein Regelkreis zur Regelung der Amplitude der Sägezahnspannung aufzubauen ist. Als Stellgröße für die Regelgröße "Amplitude" dient der Ladestrom für den ersten Kondensator, der je nach Abweichung des Istwertes der Amplitude von deren Sollwert erhöht oder erniedrigt wird. Zur Messung der Istgröße sowie der Ableitung der Regelabweichung dient ein zweiter Kondensator, der im gleichen Rhythmus wie der erste Kondensator ge- und entladen wird, jedoch mit dem Unterschied, daß die Werte des Lade- und Entladestroms gleich sind. Dadurch, daß die Umschaltung von der Entladephase auf die Ladephase von einem festeingestellten Spannungswellwert bestimmt wird, ist die Zeitdauer Δt_- des Teils der Entladephase, der dem negativen Verlauf der Sägezahnkurve entspricht, annähernd konstant. Die Dauer der Entladephase des zweiten Kondensators entspricht dieser Zeitdauer Δt_-. Die Störgröße, hier die Frequenz, bewirkt beispielsweise bei deren Erhöhung eine Verringerung der Ladedauer mit der Folge, daß sich die Zeitdauer Δt₊ des Teils der Entladephase, der dem positiven Verlauf der Sägezahnkurve entspricht, verkürzt. Mit dieser Zeitdauer Δt₊ wird der zweite Kondensator geladen. Dieser zweite Kondensator vergleicht also diese beiden Zeitspannen Δt₊ und Δt_- und leitet hiervon eine Regelabweichung ab, die sich in der Spannung am Ende des Entladevorgangs ausdrückt. So liegt keine Regelabweichung bei identischen Zeitspannen Δt₊ und Δt_- vor. Erst bei unterschiedlichen Zeitdauern Δt₊ und Δt_-, wie beispielsweise bei dem oben beschriebenen Fall einer Frequenzerhöhung, ist die Ladedauer kürzer als die Entladedauer, so daß an ihm eine entsprechend reduzierte Spannung als Regelabweichung anliegt. Diese Regelabweichung wird einem Stellglied, beispielsweise einer Ladestromquelle zugeführt, das eine Erhöhung des Ladestroms bewirkt. Dadurch steigt die Spannung an dem ersten Kondensator schneller an, weshalb sich mit dem nächsten Synchronimpuls eine größere Amplitude ergibt. Diese größere Amplitude ihrerseits bewirkt eine Verlängerung der Ladephase an dem zweiten Kondensator, so daß nach wenigen Perioden an ihm die Lade- und Entladephasen gleich lang sind, d. h., die Sägezahnkurve an dem ersten Kondensator weist bzgl. der Bezugsspannung einen symmetrischen Verlauf auf. Somit sorgt dieses Verfahren nach einem Frequenzwechsel auf eine äußerst schnelle Einstellung auf die neue Frequenz.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird bei Ausfall des Synchronimpulses die Umschaltung auf den Entladevorgang dann durchgeführt, wenn der am ersten Kondensator erreichte absolute Spannungswert größer ist als der für die Umschaltung auf den Ladevorgang maßgebende absolute Wert der Schwellwertspannung. Somit ist sichergestellt, daß auch bei Ausfall der Synchronisation eine Sägezahnspannung erzeugt wird, deren Frequenz jedoch der Eigenfrequenz der entsprechendenen Schaltung entspricht. In Weiterbildung dieses Verfahrens kann vor Umschaltung auf den Entladevorgang der Ladestrom für den ersten Kondensator erhöht werden. Diese Erhöhung erfolgt bei einem solchen Spannungswert, der über dem oder geringfügig über dem Wert liegt, der sich bei Einleitung des Entladevorganges durch Synchronisation ergeben würde.

Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren können nicht nur Frequenzänderungen, sondern ebenso Änderungen des für die Umschaltung auf die Ladephase maßgeblichen Wertes der Schwellwertspannung ausgeglichen werden. Hierzu kann gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Spannungsschwellwert zur Umschaltung in die Ladephase als auch der bei Ausfall der Synchronisation vorgesehene Spannungsschwellwert zur Umschaltung in die Entladephase durch Klemmung auf zwei vorgegebene Festspannungswerte definiert werden. Insbesondere kann einer der Festspannungswerte durch Invertierung des anderen Spannungswertes unter Berücksichtigung der Bezugsspannung gewonnen werden.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens ändert sich der Wert des Entladestromes des ersten Kondensators proportional zu den geklemmten Festspannungswerten. Hierdurch wird in vorteilhafter Weise eine amplituden- und frequenzunabhängige Zeitdauer der Entladephase an dem ersten Kondensator erzielt.

Ferner kann sich auch der Wert des Ladestromes des ersten Kondensators aus einem zu den geklemmten Festspannungswerten proportionalen Anteil und einem die Frequenzänderung kompensierenden Anteil zusammensetzen.

Schließlich besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung auch darin, eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens anzugeben. Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 9 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen einer solchen Schaltungsanordnung sind in den Patentansprüchen 10 bis 19 dargelegt.

Im folgenden soll die Erfindung im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert und beschrieben werden. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 2 Spannungs-Zeitdiagramme zur Erläuterung der Funktion der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 3 eine Schaltungsanordnung gemäß der Fig. 1,

Fig. 4 ein Spannungs-Zeitdiagramm zur Erläuterung der Funktion der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel eines Schaltungsteils nach Fig. 1,

Fig. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Schaltungsteils nach Fig. 1,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel des Detektors 6 nach Fig. 1,

Fig. 8 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Schaltungsteils nach Fig. 1.

In den Figuren werden gleiche Bauteile und Schaltungsgruppen mit gleicher Funktion mit gleichen Bezugszeichen versehen.

In Fig. 1 ist mit dem Bezugszeichen 1 ein Multivibrator bezeichnet, der aus einem Operationsverstärker OP₁ mit zwei Widerständen R₁ und R₂, einem Kondensator C₁ und einer Lade- und Entladestromquelle 2 und 3 aufgebaut ist. Dieser Multivibrator wird mittels eines Synchronimpulses U_syn derart synchronisiert, daß nach einer bestimmten Dauer der Ladephase an dem Kondensator C₁ die Entladephase eingeleitet wird. Die Ladestromquelle 2 als auch die Entladestromquelle 3 stellen Konstantstromquellen dar, so daß an dem Kondensator C₁ ein linearer Spannungsanstieg und linearer Spannungsabfall gewährleistet ist. Hierbei sorgt die Entladestromquelle 3 für einen solch großen Entladestrom I₂, daß am Ausgang 1a des Multivibrators 1 eine sägezahnförmige Spannung U_c1 gemäß der Fig. 2b erzeugt wird. Das periodische Umschalten des Multivibrators 1 erzeugt an dessen zweitem Ausgang 1b ein rechteckförmiges Signal U_OSZ gemäß der Fig. 2a, das gleichzeitig zum Ein- und Ausschalten der Entladestromquelle 3 herangezogen wird. Im übrigen wird die Funktionsweise dieses Multivibrators 1 im Zusammenhang mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 beschrieben.

Die sägezahnförmige Spannung U_c1 wird über eine einen Operationsverstärker enthaltende Pufferschaltung 7 einem Detektor 6 zugeführt, der im Zusammenhang mit der ihm ebenfalls zugeführten rechteckförmigen Spannung U_OSZ ein erstes und zweites Impulssignal U_p1 und U_p2 gemäß den Fig. 2c und 2d erzeugt. Diese beiden Impulse U_p1 und U_p2 werden aus der Sägezahnspannung U_c1 derart abgeleitet, daß deren Dauer der Entladephase für den positiven bzw. negativen Teil der Sägezahnspannung U_c1 an dem Kondensator C₁ (vgl. Fig. 2b, c und d) entspricht.

Mit dem ersten Spannungsimpuls U_p1 wird eine zweite Ladestromquelle 4 für einen zweiten Kondensator C₂ eingeschaltet. Während der Dauer Δt₊ dieses ersten Spannungsimpulses U_p1 steigt zunächst die Spannung U_c2 an diesem zweiten Kondensator C₂ zeitlinear an, um während der Dauer Δt_- des zweiten Spannungsimpulses U_p2, der sich direkt an den ersten Spannungsimpuls U_p1 anschließt, wieder zeitlinear abzusinken. Die Entladung des zweiten Kondensators C₂ wird über eine zweite Entladestromquelle 5 bewirkt, die während der Dauer Δt_- des zweiten Spannungsimpulses U_p2 aktiv ist. Somit erzeugt die Ladestromquelle 4 einen Ladestrom I₃ und die Entladestromquelle 5 einen Entladestrom I₄. Werden gleiche Werte für den Ladestrom I₃ als auch für den Entladestrom I₄ vorausgesetzt, stimmen die Spannungen am Kondensator C₂ zu Beginn der Ladephase und am Ende der Entladephase nur dann überein, wenn die Zeitdauern Δt₊ und Δt_- des ersten und zweiten Spannungsimpulses U_p1 und U_p2 genau identisch sind. Das wiederum setzt voraus, daß die Amplituden des positiven und des negativen Anteils der Sägezahnspannung U_c1 ebenfalls gleich groß sind. Überwiegt beispielsweise der negative Anteil der Sägezahnspannung U_c1, so ergibt sich am Ende der Entladephase am zweiten Kondensator C₂ eine entsprechende Reduzierung der Spannung an diesem Kondensator C₂. Diese Spannung gelangt über eine Pufferschaltung 8 an die Ladestromquelle 2 des Multivibrators 1 und bewirkt eine Erhöhung des Ladestromes des ersten Kondensators C₁. Hierdurch steigt dessen Spannung U_c1 schneller an, so daß im nächsten Synchronisationszeitpunkt eine größere Amplitude gegeben ist. Dies bewirkt wiederum eine Vergrößerung der Zeitdauer Δt₊ des Spannungsimpulses U_p1 bzw. eine Verkleinerung der Dauer Δt_- des zweiten Spannungsimpulses U_p2, bis nach wenigen Perioden wieder der Zustand erreicht wird, bei dem die beiden Impulse U_p1 und U_p2 gleiche Zeitdauern aufweisen, und somit die Sägezahnspannung U_c1 symmetrisch zur Bezugsspannung U₀ verläuft.

Die Beschränkung der Erzeugung des ersten und zweiten Spannungsimpulses U_p1 und U_p2 auf die Entladephase hat den Vorteil, daß keine Beeinträchtigung der Linearität in der Ladephase des ersten Kondensators C₁ auftritt.

Die Fig. 3 zeigt nun eine schaltungsmäßige Ausbildung des Blockschaltbildes nach Fig. 1. Der Multivibrator 1 enthält einen Operationsverstärker OP₁, dessen invertierender Eingang sowohl mit dem ersten Kondensator C₁ als auch an die Ladestromquelle 3 und die Entladestromquelle 2 angeschlossen ist. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers OP₁ ist auf den nicht-invertierenden Eingang über eine Parallelschaltung rückgekoppelt, wobei diese Parallelschaltung jeweils aus der Serienschaltung eines Widerstandes R_2/1 und einer Diode D_1/1 bzw. einem Widerstand R_2/2 und einer Diode D_1/2 aufgebaut ist und die beiden genannten Dioden antiparallel geschaltet sind. Schließlich ist der nicht-invertierende Eingang über einen Widerstand R₁ auf das Bezugspotential der Schaltung geführt. Der den Ausgang des Operationsverstärkers OP₁ mit der Entladestromquelle 3 verbindende Schaltungszweig enthält eine Serienschaltung aus einer Diode D₂ an den Ausgang des Operationsverstärkers OP₁ angeschlossen ist.

Die Ladestromquelle 2 ist mit einem Transistor T₂ sowie mit den Widerständen R₇ bis R₁₀ aufgebaut, die Entladestromquelle 3 dagegen mit dem Transistorr T₁ und den Widerständen R₄ bis R₆. Die Emitter-Kollektorstrecken der beiden Transistoren T₁ und T₂ verbinden die beiden Pole der Betriebsspannungsquelle, wobei der Widerstand R₇ bzw. R₄ als Emitter-Widerstand vorgesehen ist. Zur Einstellung der jeweiligen Basisspannung an dem Transistor T₁ bzw. T₂ ist jeweils zwischen dem Massepotential und einem Pol der Betriebsspannungsquelle ein Spannungsteiler R₈ und R₉ bzw. R₅ vorgesehen. Über den Widerstand R₁₀ wird die am zweiten Kondensator C₂ auftretende Enladespannung U_c2 über die Pufferschaltung 8 der Basis des Ladestromtransistors T₂ zugeführt. Dem die beiden Kollektoren der Transistoren T₁ und T₂ verbindenden Schaltungszweig wird die Sägezahnspannung U_c1 zugeführt und bildet gleichzeitig den Ausgang 1a, während die Emitter-Elektrode des Transistors T₁ über die schon genannten Elemente D₂ und R₃ mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP₁, der gleichzeitig den Ausgang 1b des Multivibrators 1 darstellt, verbunden ist.

Nun soll die Funktion des Multivibrators 1 im einzelnen erläutert werden. Ein High-Potential am Ausgang des Operationsverstärkers OP₁ bewirkt ein Durchschalten der Diode D₂, mit der Folge, daß sich der Entladestromtransistor T₁ im sperrenden Zustand befindet. Somit kann der Kollektorstrom I₁ des Ladetransistors T₂ als Ladestrom dem Kondensator C₁ zugeführt werden. Dieser Ladevorgang an dem Kondensator C₁ dauert so lange, bis ein negativer Synchronimpuls U_syn dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₁ zugeführt wird. Dieser Synchronimpuls U_syn bewirkt am Ausgang des Operationsverstärkers OP₁ ein Umschalten auf einen Low-Pegel, der ein Sperren der Diode D₂ bewirkt. Da nun die Emitter-Elektrode des Entladetransistors T₁ über den Widerstand R₄ auf dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle liegt, wird dieser Transistor leitend, wodurch sowohl der Entladestrom I₂ des Kondensators C₁ als auch der von der Ladestromquelle 2 gelieferte Ladestrom I₁ über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T₁ der Entladestromquelle 3 abgeführt wird. Der Rücklauf der Sägezahnspannung ist somit annähernd linear. Dieser Entladevorgang wird dann beendet, wenn die Spannung U_c1 den durch den Spannungsteiler R₁ und R_2/2 definierten unteren Spannungsschwellenwert U_s2 erreicht hat, da mit dem am Ausgang anliegenden Low-Pegel die Diode D_1/2 durchgeschaltet wird (vgl. Fig. 2a und b). Mit dem Erreichen des unteren Spannungsschwellenwertes U_s2 schaltet jedoch der Operationsverstärker OP₁ seinen Ausgang wieder auf einen High-Pegel, so daß nunmehr wieder die Ladephasen am Kondensator C₁ beginnt. Ein erneuter Synchronimpuls U_syn beendet wiederum die Ladephase, wodurch ein oberer Spannungsschwellenwert U_s1 definiert wird, der jedoch schaltungstechnisch nicht auftritt.

Jedoch muß eine Vorsorge dafür getroffen werden, daß bei Ausfall des Synchronimpulses U_syn trotzdem eine Umschaltung von der Lade- in die Entladephase erfolgen kann. Ein Ausbleiben des Synchronimpulses U_syn kann seine Ursache darin haben, daß entweder bei der Erzeugung dieses Impulses ein Fehler auftritt oder bei der Verwendung der Schaltungsanordnung in einem Ablenkteil für einen Fernseher gerade eine Umschaltung auf einen anderen Kanal erfolgt. In einem solchen Fall muß der durch einen Synchronimpuls U_syn definierten oberen Spannungsschwellwert U_s1 deutlich auf einen Wert U_s1* angehoben werden (vgl. Fig. 4). Schaltungstechnisch erfolgt dies nach Fig. 3 dadurch, daß im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers OP₁ eine Trennung von Entlade- und Ladephase mittels der Widerstände R_2/1 und R_2/2 erfolgt. Während der Ladephase wird mittels der Diode D_1/1 der Widerstand R_2/1 zugeschaltet und bestimmt somit den oberen Schwellwert U_s1*, während in der Entladephase der Widerstand R_2/2 den unteren Schwellwert U_s2 bestimmt. Bei Synchronisationsausfall ergibt sich unmittelbar danach der in Fig. 4 gestrichelt dargestellte Verlauf. Die Unsymmetrie dieses Verlaufs bewirkt durch die im Zusammenhang mit Fig. 1 schon erläuterte Regelung eine Rücknahme des Ladestromes I₁ des Kondensators C₁ auf einen Mittelwert, so daß sich der strich-punktierte Verlauf einstellt. Mit einer schaltungstechnischen Maßnahme, die im Zusammenhang mit der Fig. 6 erläutert wird, läßt sich die Zeitspanne zwischen den Schnittpunkten der Sägezahnspannung U_c1 mit den Schwellwertspannungen U_s1 und U_s1* verkürzen, wenn beim Überschreiten des Wertes der Schwellwertspannung U_s1 der Ladestrom I₁ des Kondensators C₁ erhöht wird, was dann zu dem gepunkteten Verlauf der Sägezahnspannung U_c1 nach Fig. 4 führt.

Entgegen der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 kann die Ladestromquelle 2 in vorteilhafter Weise während des Rücklaufs der Sägezahnspannung abgeschaltet werden. Hierdurch kann die Linearität des Rücklaufs sowie dessen zeitlicher Konstanz verbessert werden.

Zwischen dem Ausgang 1a des Multivibrators 1 und dem Eingang 6a des Detektors 6 ist die mit einem Operationsverstärker OP₄ aufgebaute Pufferschaltung 7 geschaltet, die eine Linearitätsbeeinträchtigung der Sägezahnspannung U_c1 am Kondensator C₁ durch nachfolgende Schaltungsteile, beispielsweise eine Vertikalablenkstufe, verhindert. Dieser Operationsverstärker OP₄ ist als Spannungsfolger geschaltet.

Im folgenden soll die Funktionsweise des Detektors 6 zur Erzeugung der beiden Spannungsimpulse U_p1 und U_p2 erläutert werden. Während der Ladephase des Kondensators C₁ liegt der Ausgang 1b des Multivibrators 1 auf einem High-Pegel, der über eine Diode D₃ zum invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP₂ gelangt. Desweiteren ist dieser invertierende Eingang über einen Widerstand R₁₁ auf Masse bezogen. Dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₂ wird die Sägezahnspannung U_c1 zugeführt, weshalb am Ausgang des besagten Operationsverstärkers ein Low-Pegel anliegt, da der High-Pegel des Rechtecksignales U_OSZ größer ist als die Sägezahnspannung U_c1 in der Ladephase. Die Ableitung des ersten Spannungsimpulses U_p1 bleibt somit auf die Entladephase des Kondensators C₁ beschränkt. Während der Entladephase, die dem positiven Anteil der Sägezahnspannung U_c1 entspricht, ist die Diode D₃ gesperrt, so daß die am nicht-invertierenden Eingang anliegende Sägezahnspannung U_c1 größer ist als das am invertierenden Eingang anliegende Massepotential. Während dieser Zeitdauer ist somit der Operationsverstärker OP₂ auf einen High-Peel geschaltet. Erreicht die Sägezahnspannung U_c1 den negativen Teil des Verlaufs, schaltet der Operationsverstärker OP₂ wieder auf den Low-Pegel, da die Diode D₃ weiterhin gesperrt bleibt und die Sägezahnspannung während ihres negativen Verlaufs gegenüber dem Massepotential negativ ist.

Gemäß Fig. 2b und c entspricht daher die Zeitdauer Δt₊ des ersten Spannungsimpulses U_p1 der Zeitdauer der Entladephase, die dem positiven Anteil der Sägezahnspannung U_c1 entspricht (vgl. Fig. 2b und c).

Entsprechend arbeitet der zweite Operationsverstärker OP₃ des Detektors 6, der den negativen Anteil der Sägezahnspannung U_c1 für die Entladephase des Kondensators C₁ zur Erzeugung des zweiten Spannungsimpulses U_p2 auswertet (vgl. Fig. 2b und d).

Mit den beiden Spannungsimpulsen U_p1 und U_p2 wird eine zweite Ladestromquelle 4 bzw. eine Entladestromquelle 5 für den zweiten Kondensator C₂ angesteuert. Hierzu wird der erste Spannungsimpuls U_p1 über eine Diode D₅ und einen Widerstand R₁₃ der Emitter-Elektrode eines pnp- Transistors T₃ der Ladestromquelle 4 zugeführt. Ebenso enthält die Entladestromquelle 5 einen npn-Transistor T₄, dessen Emitter-Elektrode über die Reihenschaltung einer Diode D₆ und eines Widerstandes R₁₇ mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP₃ des Detektors 6 verbunden ist. Die Emitter-Kollektorstrecken dieser beiden Transistoren T₃ und T₄ verbinden die beiden Pole der Betriebsspannungsquelle, wobei jeweils ein Emitter-Widerstand R₁₄ und R₁₈ vorgesehen ist. Die Basis-Emitterspannungen dieser beiden Transistoren T₃ und T₄ werden über die Widerstände R₁₅, R₁₆ und R₁₉ eingestellt. Der die beiden Kollektoren der Transistoren T₃ und T₄ verbindende Schaltungszweig ist einerseits mit dem auf Masse gelegten zweiten Kondensator C₂ als auch mit der Pufferschaltung 8 verbunden. Diese Pufferschaltung 8 ist mit einem Operationsverstärker OP₅ aufgebaut, der als nicht-invertierender Verstärker mit den Widerständen R₂₀ und R₂₁ geschaltet ist. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers OP₅ führt über einen Widerstand R₁₀ auf die Basis-Elektrode des Transistors T₂ der Ladestromquelle 2.

Mit dem ersten Spannungsimpuls U_p1 wird der Transistor T₃ der Ladestromquelle 4 eingeschaltet, so daß während der Zeitdauer Δt₊ die Spannung an dem Kondensator C₂ zeitlinear ansteigt. Anschließend bewirkt der zweite Spannungsimpuls U_p2, daß der Kondensator C₂ über die nunmehr eingeschaltete Enladestromquelle 5 die Spannung U_c2 an dem zweiten Kondensator C₂ zeitlinear absinkt. Werden gleiche Werte sowohl für den Ladestrom I₃ als auch den Entladestrom I₄ vorausgesetzt, liegen gleiche Spannungswerte am Kondensator C₃ zum Zeitpunkt der Umschaltung auf die Ladephase und zum Zeitpunkt des Endes der Entladephase dann vor, wenn die Zeitdauern Δt₊ und Δt_- der beiden Spannungsimpulse U_p1 und U_p2 gleich lang sind. Dies ist jedoch nur dann der Fall, wenn bei annähernd linearem Rücklauf die Amplituden des positiven und des negativen Anteils der Sägezahnspannung U_c1 übereinstimmen. Beim Überwiegen beispielsweise des positiven Anteils der Sägezahnspannung U_c1 ergibt sich am Ende der Entladephase eine entsprechende Erhöhung der Spannung U_c2 am Kondensator C₂. Diese gelangt über die Pufferschaltung 8 an den Ladestromtransistor T₂ und erniedrigt hierdurch den Ladestrom des Kondensators C₁. Dieser Vorgang wiederholt sich so lange, bis nach wenigen Perioden wieder den Zustand erreicht ist, wo beide Spannungsimpulse U_p1 und U_p2 gleiche Zeitdauern aufweisen, so daß die Sägezahnspannung U_c1 symmetrisch zur Bezugsspannung U₀ verläuft, wenn wieder annähernd linearer Verlauf der Sägezahnspannung angenommen wird.

Die erfindungsgemäße Ladestromanpassung, im Sinne einer zur Bezugsspannung U₀ symmetrischen Sägezahnspannung U_c1, gleicht nicht nur Frequenzänderungen, sondern ebenso Änderungen des Wertes der unteren Schwellwertspannung U_s2 aus. Dies ließe sich in Fig. 3 durch Verändern des Widerstandes R₁ bewerkstelligen. Nicht selten soll jedoch die Amplitude der Sägezahnspannung U_c1 durch den Wert einer zugeführten Gleichspannung definiert werden. Hierzu werden die Umschaltzeitpunkte durch Klemmung der Spannungsschwellwerte am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₁ auf zwei vorgegebenen Festspannungswerte, nämlich U_s1* und U_s2 definiert. Eine entsprechende Schaltungsanordnung zeigt die Fig. 5.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 zeigt einen Ausschnitt des Multivibrators 1 mit dem Operationsverstärker OP₁ sowie eine diesem Operationsverstärker OP₁ vorgeschaltete Schaltungsanordnung zur Klemmung der Spannungsschwellwerte U_s1* und U_s2. Dort wurde zur Definition der Amplitude eine positive Spannung zugrundegelegt, wozu sich die Schwellwertspannung U_s1* anbietet. Diese Klemmschaltung ist mittels zweier Operationsverstärker OP₆ und OP₇ sowie den Dioden D₇ bis D₁₀ sowie den Widerständen R₂₂ bis R₂₅ aufgebaut. Die Rückkopplungsleitung des Operationsverstärkers OP₁ enthält gegenüber derjenigen nach Fig. 3 lediglich den Widerstand R₂₆. Der Operationsverstärker OP₆ ist als Spannungsfolger geschaltet, an dessen nicht-invertierenden Eingang der Spannungsschwellwert U_s1* angelegt wird. Der weitere Operationsverstärker OP₇ ist als invertierender Verstärker mit den Widerständen R₂₂ und R₂₃ geschaltet, wobei der mit diesen beiden Widerständen gebildete Spannungsteiler mit dem Ausgang des Spannungsfolgers OP₆ verbunden ist. Um am Ausgang des Inverters OP₇ die Schwellwertspannung U_s2 zu erhalten, müssen sich die Widerstände R₂₂ zu R₂₃ nach der Formel

verhalten. Von Vorteil ist es, das Verhältnis der Schwellwertspannungen U_s1* zu U_s2 konstant, also unabhängig von der Amplitude zu halten. Die Diode D₉ und der Widerstand R₂₅ bzw. die Diode D₇ und der Widerstand R₂₄ sollen den Einfluß der Flußspannung der Diode D₈ bzw. D₇ auf bekannte Art und Weise kompensieren. Diese Definition der Spannungsschwellwerte U_s1* und U_s2 mittels Gleichspannungen ermöglichen es auf einfache Weise, daß sowohl der Ladestrom I₁ als auch der Entladestrom I₂ des Kondensators C₁ proportional zur Amplitude der Sägezahnspannung U_c1 beeinflußbar wird, wie das in einer Schaltungsanordnung gemäß 6 dargestellt ist.

Die Schaltungsanordnung nach 6 entspricht der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 mit einem zusätzlichen Schaltungszweig, der den Ladestrom I₁ als auch den Entsladestrom I₂ des Kondensators C₁ proportional zur Amplitude der Sägezahnspannung U_c1 einstellt. Die zur Klemmung der Spannungsschwellwerte erforderlichen Bauteile sind identisch mit denen nach Fig. 5, nämlich die Operationsverstärker OP₆ und OP₇, die Dioden D₇ bis D₁₀ sowie die Widerstände R₂₂ bis R₂₆. Darüber hinaus ist ein npn-Transistor T₅ und ein pnp-Transistor T₆ vorgesehen, deren in Serie geschalteten Kollektor-Emitterstrecken die beiden Pole der Betriebsspannungsquellen miteinander verbinden. Die Kollektor-Elektrode des Transistors T₅ ist über die Reihenschaltung einer Diode D₁₃ und eines Widerstandes R₂₉ mit dem positiven Pol der Betriebsspannungsquelle verbunden, während in ähnlicher Weise die Kollektor-Elektrode des Transistors T₆ über eine Reihenschaltung aus einer Diode D₁₄ und einem Widerstand R₃₀ mit dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle verbunden ist. Die beiden Emitter-Elektroden der Transistoren T₅ und T₆ sind über einen Widerstand R₃₁ verbunden. Die Basis-Elektrode des Transistors T₅ ist einerseits über einen Widerstand R₂₈ an den positiven Pol der Betriebsspannungsquelle und andererseits über die Kathode einer Diode D₁₂ an den Ausgang des Operationsverstärkers OP₆ angeschlossen. In entsprechender Weise ist die Basis-Elektrode des Transistors T₆ über einen Widerstand R₂₇ bzw. einer Diode D₁₁ an den negativen Pol der Betriebsspannungsquelle bzw. an den Ausgang des Operationsverstärkers OP₇ angeschlossen. Schließlich ist ein Schaltungszweig zur Verbindung der Kollektor-Elektrode des Transistors T₅ mit der Basis-Elektrode des Transistors T₂ der Ladestromquelle 2 gemäß der Fig. 3 vorgesehen, wobei in diesem Fall die Widerstände R₈ und R₉ entfallen. In entsprechender Weise wird die an der Kollektor-Elektrode des Transistors T₆ auftretende Spannung auf die Basis-Elektrode des Transistors T₁ der Entladestromquelle 3 nach Fig. 3 geführt, wobei jedoch die Widerstände R₅ und R₆ der Entladestromquelle 3 entfallen. Der durch den Widerstand R₃₁ definierte Strom ist proportional zu der Summe der Werte der Spannungsschwellwerte U_s1* und U_s2. Der Widerstand R₂₈ und die Diode D₁₂ bzw. der Widerstand R₂₇ und die Diode D₁₁ dienen wieder zur Kompensation der Basis-Emitterflußspannung des Transistors T₅ bzw. des Transistors T₆. Die Diode D₁₃ bzw. die Diode D₁₄ dienen ebenfalls zur Kompensation der Basis-Emitterflußspannung des Transistors T₂ der Ladestromquelle 2 bzw. des Transistors T₁ der Entladestromquelle 3 nach Fig. 3. Da der Spannungsabfall an dem Widerstand R₃₁ proportional der Amplitude der Sägezahnspannung U_c1 ist, ergibt dies nahezu eine konstante, d. h. amplituden- und frequenzunabhängige Dauer der Entladephase an dem Kondensator C₁.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 6 enthält gegenüber derjenigen nach Fig. 5 einen weiteren Schaltungszweig, der durch den Transistor T₇, den Widerstand R₃₂ sowie den Widerstand R₃₄ gebildet wird. Die Serienschaltung dieser genannten Bauelemente verbindet den positiven und den negativen Pol der Betriebsspannungsquelle. Die Basis-Elektrode dieses Transistors T₇ ist mit der Kollektor- Elektrode des Transistors T₅ verbunden, so daß durch den genannten Schaltungszweig ein Strom fließt, dessen Wert dem Produkt aus der Frequenz der Sägezahnspannung U_c1 und deren Amplitude proportional ist. Dem amplitudenproportionalen Strom im Widerstand R₃₂ überlagert sich der Strom, der zum Amplitudenausgleich bei Frequenzänderung benötigt wird. Somit kann eine Spannung U₁ abgegriffen werden, deren Amplitude proportional zu dem genannten Produkt ist.

Schließlich dient ein weiterer Schaltungsteil nach Fig. 6 mit einem Operationsverstärker OP₈, einer Diode D₁₆ und einem Widerstand R₃₃ zur Erhöhung des Ladestroms I₁ des Kondensators C₁ bei Ausfall der Synchronisation, wenn die Sägezahnspannung U_c1 an dem Kondensator C₁ den oberen Spannungsschwellwert U_s1, der sich durch die Synchronisation ergeben hätte, überschritten hat. Hierdurch ergibt sich bei Ausfall der Synchronisation ein Verlauf der Sägezahnspannung U_c1 gemäß der gepunkteten Linie nach Fig. 4. Die Ladung des Kondensators C₁ wird nach Erreichen eines über dem Spannungsschwellwert U_s1 liegenden Spannungsschwellwertes beschleunigt. Nach Fig. 6 wird dieser Spannungsschwellwert durch einen Abgriff an dem Widerstand R₂₂ gewonnen. Dieser Spannungsschwellwert muß etwas oberhalb des durch Synchronisation definierten Spannungsschwellwertes U_s1 liegen, damit sichergestellt ist, daß die Anstiegsbeschleunigung betriebsmäßig nicht schon vor der Synchronisation einsetzen kann. Die am Widerstand R₂₂ abgegriffene Spannung wird dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₈ zugeführt. Die Serienschaltung aus der Diode D₁₆ und dem Widerstand R₃₃ verbindet den Ausgang des Operationsverstärkers OP₈ mit dem Kondensator C₁, der gleichzeitig an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₈ angeschlossen ist. Erreicht die Spannung an dem Kondensator C₁ den eingestellten Spannungsschwellwert, schaltet der Operationsverstärker OP₈ an seinem Ausgang auf einen High-Pegel, so daß über die Diode D₁₆ und den Widerstand R₃₃ eine beschleunigte Ladung des Kondensators C₁ bis zum Spannungsschwellwert U_s1* erfolgt. Die Diode D₁₆ verhindert eine Entladung des Kondensators C₁ über den Widerstand R₃₃.

Schließlich kann es in manchen Anwendungsfällen erwünscht sein, wenn der Mittelwert U₀ der Sägezahnspannung U_c1, also die Bezugsspannung, in positiver, jedoch seltener auch in negativer Richtung zu verschieben ist. Dies läßt sich mittels der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 dadurch bewerkstelligen, daß der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP₇ nicht an Masse, sondern an eine geeignete Vorspannung angeschlosen wird. Hierzu muß jedoch der Detektor 6 nach Fig. 3 in entsprechender Weise derart angepaßt werden, daß der erste und zweite Spannungsimpuls U_p1 und U_p2 auf den Mittelwert der Schwellspannungswerte U_s1 und U_s2 bezogen werden. Hierzu enthält die Fig. 7 einen entsprechend modifizierten Detektor 6. Hierzu werden die invertierenden Eingänge der beiden Operationsverstärker OP₂ und OP₃ nicht auf Masse gemäß Fig. 3 bezogen, sondern gemäß Fig. 7 jeweils an den Knotenpunkt eines Spannungsteilers R₃₅ und R₃₆ bzw. R₃₇ und R₃₈ angeschlossen, wobei diesen Spannungsteilern die Schwellwertspannungen U_s1 und U_s2 zugeführt werden. Die Widerstände R₃₅ und R₃₆ bzw. R₃₇ und R₃₈ müssen in ihren Widerstandswerten übereinstimmen. Ein Bezug auf die Schwellspannungswerte U_s1* und U_s2 ist genauso gut möglich, wenn die folgenden Bedingungen

eingehalten werden.

Wird der Schwellwertspannungswert U_s1* gemäß Fig. 8 mittels einer Konstantstromquelle E₁ gewonnen, so kann eine Verschiebung der Sägezahnspannung in positiver Richtung erfolgen, ohne daß sich Amplitude der Sägezahnspannung und deren Verschiebung der Bezugsspannung U₀ am Kondensator C₁ gegenseitig beeinflussen. Dies wird nach Fig. 8 mittels eines aus zwei Potentiometern P₁ und P₂ aufgebauten Spannungsteilers erzielt, dessen Knotenpunkt an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₇ angeschlossen ist. Die Serienschaltung aus diesem Spannungsteiler P₁/P₂ und einem Widerstand R₃₉ verbindet die Masse mit der Konstantstromquelle E₁, wobei diese Konstantstromquelle E₁ mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₆ verbunden ist. Eine Verschiebung um den O- Punkt herum ist in dieser einfachen Schaltungsform ebenfalls leicht möglich, wenn, wie gestrichelt angedeutet ist, dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₇ ein geeigneter, d. h. amplitudenproportionaler Konstantstrom mittels einer Konstantstromquelle E₂ zugeführt wird. Im Falle des Einsatzes in einer Vertikalablenkschaltung ist es teilweise auch üblich, die Systemspannung des Fernsehgerätes oder des Monitors zur Definition der Amplitude der Sägezahnspannung zu verwenden. Hierzu genügt es, die Konstantstromquelle E₁ durch einen an die Systemspannung angeschlossenen Widerstand zu ersetzen. Da diese Systemspannung in der Regel groß gegenüber der Schwellwertspannung ist, bleibt die gegenseitige Nichtbeeinflussung von Verschiebung und Amplitude weitgehend erhalten.

Claims (19)

1. Verfahren zum Erzeugen einer Sägezahnspannung an einem ersten Kondensator (C₁), der durch einen ersten Strom (I₁) aufgeladen wird, bis ein die Frequenz der Sägezahnspannung bestimmender Synchronimpuls (U_syn) den Entladevorgang einleitet, und der durch einen zweiten Strom (I₂) entladen wird, bis eine Schwellenspannung (U_s2) erreicht wird und wobei die Sägezahnspannung bzgl. einer festgelegten Bezugsspannung (U₀) einen positiven und einen negativen Teil aufweist, mit folgenden Merkmalen:

• a) es ist ein zweiter Kondensator (C₂) vorgesehen, der durch einen dritten Strom (I₃) aufgeladen wird, bis die Ladedauer der Zeitdauer (Δt₊) der dem positiven Verlauf der Sägezahnspannung entsprechenden Entladephase des ersten Kondensators (C₁) entspricht und der anschließend durch einen vierten Strom (I₄) entladen wird, bis die Entladedauer der Zeitdauer (Δt_-) der dem negativen Teil der Sägezahnspannung entsprechenden Entladephase des ersten Kondensators (C₁) entspricht, wobei der Wert des vierten Stromes (I₄) mit dem Wert des dritten Stromes (I₃) übereinstimmt,
• b) schließlich dient die an dem zweiten Kondensator (C₂) erreichte Entladespannung (U_c2) derart zur Einstellung des ersten Ladestromes (I₁) am ersten Kondensator (C₁), daß der am ersten Kondensator (C₁) im Augenblick der Umschaltung auf den Entladevorgang erreichte absolute Spannungswert (U_s1) dem absoluten Wert der den Ladevorgang einleitenden Schwellenspannung (U_s2) entspricht.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Ausfall des Synchronimpulses (U_syn) die Umschaltung auf den Entladevorgang dann erfolgt, wenn der am ersten Kondensator (C₁) erreichte absolute Spannungswert (U_s1*) größer ist als der absolute Wert der den Ladevorgang einleitenden Schwellenspannung (U_s2).

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der die Ladephase einleitende Spannungsschwellwert (U_s2) als auch der bei fehlender Synchronisation vorgesehene Spannungsschwellwert (U_s1*) bei Umschaltung in die Entladephase durch Klemmung auf zwei vorgegebene Festspannungswerte definiert sind.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß einer der Festspannungswerte (U_s2) durch Invertierung des anderen Spannungswertes (U_s1*) unter Berücksichtigung der Bezugsspannung (U₀) gewonnen wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß vor Umschaltung auf den Entladevorgang eine Erhöhung des ersten Ladestromes (I₁) bei einem solchen Spannungswert erfolgt, der bei dem oder der geringfügig über dem Wert (U_s1) liegt, der sich bei Einleitung des Entladevorganges durch einen Synchronimpuls (U_syn) ergeben würde.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Einstellung der Amplitude der Sägezahnspannung der nicht-invertierende Festspannungswert (U_s1*) veränderbar ist.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des zweiten Stromes (I₂) zur Gewährleistung einer konstanten Rücklaufzeit sich proportional zu den geklemmten Festspannungswerten (U_s1*, U_s2) ändert.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des ersten Stromes (I₁) sich aus einem zu den geklemmten Festspannungswerten (U_s1*, U_s2) proportionalen Anteil und einem die Frequenzänderung kompensierenden Anteil zusammensetzt.

9. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, wobei der erste Kondensator (C₁) zusammen mit einem ersten Operationsverstärker (OP₁), einer ersten Ladestromquelle (2) und einer ersten Entladestromquelle (3) einen Multivibrator (1) darstellt und der erste Ladestrom (I₁) als Ladestrom für den ersten Kondensator (C₁) von der ersten Ladestromquelle (2) und der zweite Strom (I₂) als Entladestrom für den ersten Kondensator (C₁) von der ersten Enltadestromquelle (3) erzeugt wird, mit folgenden Merkmalen:

• a) es ist eine zweite Ladestromquelle (4) zum Erzeugen des dritten Stromes (I₃) sowie eine zweite Entladestromquelle (5) zum Erzeugen des vierten Stromes (I₄) vorgesehen,
• b) ferner ist ein zweiter und dritter Operationsverstärker (OP₂, OP₃) zur Bildung eines Detektors (6) vorgesehen, wobei mittels des zweiten Operationsverstärkers (OP₂) ein die zweite Ladestromquelle (4) ansteuerndes erstes Impulssignal (U_p1) erzeugt wird, dessen Impulsdauer (Δt₊) der Ladedauer des zweiten Kondensators (C₂) entspricht und wobei mittels des dritten Operationsverstärkers (OP₃) ein die zweite Entladestromquelle (5) ansteuerndes zweites Impulssignal (U_p2) erzeugt wird, dessen Impulsdauer (Δt_-) der Entladedauer des zweiten Kondensators (C₂) entspricht,
• c) weiter umfaßt der Detektor (6) weitere Schaltungsmittel (D₃, D₄, R₁₁, R₁₂), die während der Ladephase des ersten Kondensators (C₁) die am Ausgang des ersten Operationsverstärkers (OP₁) des Multivibrators (1) entstehende Rechteckspannung (U_OSZ) dem ersten Eingang des zweiten Operationsverstärkers (OP₂) als auch dem zweiten Eingang des dritten Operationsverstärkers (OP₃) zuführen und wobei jeweils die ersten Eingänge an die Bezugsspannung (U₀) angeschlossen werden,
• d) schließlich sind Schaltungsmittel (7) vorgesehen, die die am ersten Kondensator (C₁) erzeugte Sägezahnspannung (U_c1) jeweils dem zweiten Eingang des zweiten und dritten Komparators (OP₂, OP₃) des Detektors (6) zuführen.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsmittel (7) gemäß Merkmal d) einen vierten, als Impedanzwandler geschalteten Operationsverstärker (OP₄) darstellen.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Schaltungsmittel nach Merkmal c) mittels zwei Dioden (D₃, D₄) sowie zwei Widerständen (R₁₁, R₁₂) aufgebaut werden.

12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator (C₂) über ein Verstärkerelement (8) mit der ersten Ladestromquelle (2) verbunden ist.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, sowie zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplung am ersten Operationsverstärker (OP₁) zur Einstellung der Schwellwerte (U_s1*, U_s2) mittels eines unsymmetrischen Spannungsteilers (R₁, R_2/1, R_2/2) mit zwei Dioden (D₁, D₂) aufgebaut ist.

14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 12 sowie zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Klemmung der Spannungsschwellwerte (U_s1*, U_s2) ein vierter und fünfter Operationsverstärker (OP₆, OP₇) vorgesehen sind, wobei dem als Spannungsfolger geschalteten vierten Operationsverstärker (OP₆) derjenige Spannungsschwellenwert (U_s1*) zugeführt wird, der bei fehlender Synchronisation den Entladevorgang einleitet.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14 und zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der als invertierende Verstärker geschaltete fünfte Operationsverstärker (OP₇) über einen Widerstand (R₂₂) mit dem Ausgang des vierten Operationsverstärkers (OP₆) verbunden ist.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15 und zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein sechster Operationsverstärker (OP₈) vorgesehen ist, der als nicht-invertierender Schmitt- Trigger geschaltet ist, daß der dem invertierenden Eingang zugeführte Spannungswert, bei dem die Erhöhung des ersten Ladestromes (I₁) erfolgt durch einen Abgriff an dem den vierten und fünften Operationsverstärker (OP₆, OP₇) verbindenden Widerstand (R₂₂) erfolgt und daß der erste Kondensator (C₁) an den nicht-invertierenden Eingang dieses sechsten Operationsverstärkers (OP₈) angeschlossen ist.

17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 16 und zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schaltungszweig mit einem ersten und zweiten Verstärkerelement (T₅, T₆) und mit einem Widerstand (R₃₁) vorgesehen ist, wobei der Ausgang des vierten Operationsverstärkers (OP₆) das erste Verstärkerelement (T₅) und der Ausgang des fünften Operationsverstärkers (OP₇) das zweite Verstärkerelement (T₆) derart steuert, daß der durch den Widerstand (R₃₁) definierte Strom proportional zur Summe der Schwellenspannungswerte (U_s1*, U_s2) ist und daß ein zu diesem Strom proportionaler Spannungswert sowohl der ersten Ladestromquelle (2) als auch der ersten Entladestromquelle (3) zugeführt wird.

18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß zur Änderung des Mittelwertes der Sägezahnspannung (U_c1) am nicht-invertierenden Eingang des fünften Operationsverstärkers (OP₇) eine geeignete Vorspannung angeschlossen wird und daß die Schwellenspannung (U_s1*, U_s2) den zweiten und dritten Operationsverstärkern (OP₂, OP₃) des Detektors (6) zugeführt werden.

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die bei fehlender Synchronisation vorgesehene Schwellenspannung (U_s1*) zur Einleitung der Entladephase mit Hilfe einer Konstantstromquelle (E₁) erzeugt wird, daß zur Einstellung des Mittelwertes als auch zur Einstellung der Amplitude ein Spannungsteiler mit einstellbaren Widerständen (P₁, P₂) vorgesehen sind, daß dieser Spannungsteiler die Konstantstromquelle (E₁) mit dem Bezugspotential der Schaltungsanordnung verbindet und daß der Knotenpunkt dieses Spannungsteilers (P₁, P₂) auf den nicht-invertierenden Eingang des fünften Operationsverstärkers (OP₆) geführt ist.