DE2554058B2

DE2554058B2 - Schaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangs-Gleichspannung in eine nahezu konstante Ausgangsgleichspannung

Info

Publication number: DE2554058B2
Application number: DE2554058A
Authority: DE
Inventors: Dirk Johan Adriaan Eindhoven Teuling (Niederlande)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1974-12-02
Filing date: 1975-12-02
Publication date: 1978-08-10
Also published as: US4031453A; FR2293738A1; GB1532809A; NL7415666A; JPS5177818A; FR2293738B1; DE2554058C3; DE2554058A1

Description

Die Lösung dieser Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch erhalten, daß bei einer Schaltungsanordnung uer eingangs erwähn ien Art der andere Anschluß des Eniladewidurstandes zur Speisung der Treiberstufe mit der ersten Speiseklemme der Treiberstufe verbunden ist, deren zweite Speiseklemme an die zweite Klemme der Gleichspannungsquelle angeschlossen ist

Es werden also die beiden obengenannten Widerstände zu einem kombiniert, was eine Einsparung ergibt Die Schaltungsanordnung zum Abschneiden der unerwünschten Schwingung bekommt eine zweite Funktion, und zwar zum Erzeugen einer Speisespannung für die Treiberstufe. Außerdem ist nun diese Speisespannung im stationären Betrieb die Summe der Eingangs- und der Ausgangsspannung bzw. einer Spannung, die davon abgeleitet ist, und ist daher konstanter als in dem Falle, wo diese Speisespannung die Eingangsspannung wäre, so daß die Variation des Stromes durch die Treiberstufe kleiner wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine Schaltungsanordnung, von der bei der Erläuterung der Erfindung ausgegangen wird,

F i g. 2 Spannungsformen, die darin auftreten,

F i g. 3 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

F i g. 4 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die einen Teil eines Fernsehempfängers bildet.

In der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ist 1 ein npn-Transistor, der als Schalter wirksam ist. Sein Kollektor ist über eine Wicklung 2 mit der positiven Klemme 3 einer Eingangsspannungsquelle verbunden, während sein Emitter mit der negativen Klemme der Quelle verbunden ist, welche Klemme an Masse liegen kann. Die Wicklung 2 ist die Primärwicklung eines Transformators 4, von dem eine Sekundärwicklung 5 zwischen Masse und der Anode einer Diode 6 liegt. Der Wickelsinn der Wicklungen 2 und 5 ist derart gewählt worden, daß die Diode 6 leitend ist, wenn der Transistor 1 gesperrt ist und umgekehrt, was durch Polaritätspunkte angegeben ist. Zwischen der Kathode der Diode 6 und Masse liegt ein Kondensator 7. Diese Kathode bildet eine Klemme 8, an der die Ausgangsspannung Ko der Schaltungsanordnung vorhanden ist und an die eine Belastung 9 angeschlossen ist.

Während eines ersten Teils öTder Periode Teines der Basis zugeführten impulsförmigen Steuersignals ist der Transistor 1 leitend. Sein Kollektorstrom fließt durch die Wicklung 2, in der der Quelle entnommene Energie gespeichert wird. Zu dem Zeitpunkt, wo der Transistor 1 gesperrt wird, verursacht diese Energie einen Strom durch die Wicklung 5 und die Diode 6. Das Steuersignal des Transistors 1 wird von einem Treibertransistor 10 geliefert. Ein in Fig. 1 nicht dargestellter Oszillator erzeugt ein Signal, das über einen Modulator 11 und gegebenenfalls einen Verstärker die Basis des Transistors 10 steuert. Der Kollektor dieses Transistors ist über eine Primärwicklung 12 eines Treibertransformators 13 und einen Widerstand 14 mit der Klemme 3 und der Emitter mit Masse verbunden, wobei der Verbindungspunkt F des Widerstandes 14 und der Wicklung 12 über einen Glättungskondensator 15 an Masse liegt. Eine Sekundärwicklung 16 des Transformators 13 steuert über einen Widerstand 17 die Basis des Transistors 1. In diesem Beispiel ist die nichtsimultane Steuerung des Transistors 1 gewählt

worden, d. h., daß der Transistor I nur leitend ist, wenn der Transistor 10 gesperrt ist und umgekehrt Dies wird durch die Wahl des Wickelsinnes der Wicklungen 12 und 16 erhalten, was in F i g. 1 durch Polaritätspunkte angegeben ist

Der Modulator 11 enthält eine Vergleichsstufe, in der die Spannung Ko mit einer Bezugsspannung verglichen wird, wodurch eine Regelung der Dauar öT der Leitungszeit des Transistors 1 zum nahezu Konstanthalten der Spannung Ko trotz etwaiger Änderungen der Eingangsspannung Ks an der Klemme 3 und/oder der Belastung 9 auf bekannte Weise erhalten wird.

In F i g. 2a ist die Spannung an der Anode der Diode 6 und in Fig.2B die Spannung am Kollektor des Transistors 1 aufgetragen. Bekanntlich nimmt die erstgenannte Spannung im ersten Teil order Periode den Wert —nVe und im zweiten Teil den Wert K₀ an, während die Spannung in F i g. 2b in der Zeit OTNuIl ist

und danach den Wert Vb-\—— annimmt Dabei ist 1: η

das Verhältnis zwischen der Windungszahl der Wicklungen 2 und 5. Zu dem Zeitpunkt U, zu dem der Transistor 1 gesperrt wird, kann jedoch der in der Streuinduktivi tat des Transformators 4 fließende Strom nicht unmittelbar gesperrt werden. Es entsteht eine hochfrequente Schwingung abnehmender Amplitude, die durch die Streuinduktivität und die Streukapazitäten bestimmt wird Diese Schwingung verursacht eine Erhöhung der Kollektorspannung und eine Strahlung in dem (nicht dargestellten) Apparat, der durch die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 mit Speisespannungen versehen wird. Diese unerwünschten Effekte können zu einem großen Teil mit Hilfe einer Abschneideschaltung vermieden werden, die aus einer Diode 18, einem Kondensator 19 und einem Widerstand 20 besteht. Die Anode der Diode 18 ist mit dem Kollektor des Transistors 1 verbunden, während die Parallelschaltung des Kondensators 19 und des Widerstandes 20 zwischen der Kathode der Diode 18 und der Klemme 3 liegt Ist der Wert des Widerstandes 20 niedrig genug, so wird die Energie der Schwingung in diesem Widerstand aufgebraucht, und die Spannung am Kollektor ist während des ganzen zweiten Teils der Periode dem Endwert

V₀ Vb+ — gleich. Der Verlauf dieser Spannung ist in

Fig.2c dargestellt. An der Kathode der Diode 18 herrscht eine Gleichspannung entsprechend KbH—~.

Durch die Diode 18 fließt nur Strom, wenn die

so Kollektorspannung diesen Wert sonst überschreiten würde. Danach entlädt sich der Kondensator 19 über den Widerstand 20. Die Verlustleistung im Widerstand ist nicht unbeträchtlich, so daß der Widerstand eine hohe zulässige Leistung haben muß.

F i g. 3 zeigt die Schaltungsanordnung nach der Erfindung. In dieser Figur sind die Elemente, die auch in F i g. 1 dargestellt sind, mit denselben Bezugszeichen angegeben. Die Widerstände 14 und 20 aus Fig. 1 sind in Fig.3 durch nur einen Wideistand 14' ersetzt

bo worden, der zwischen dem Verbindungspunkt D der Diode 18 und des Kondensators 19 und dem Verbindungspunkt A der Wicklung 12 und des Konder.rators 15 liegt. Ein Widerstand 21 mit geringem Wert (etwa 100 Ω) zwischen der Anode der Diode 18 und dem Kollektor des Transistors 1 beschränkt den Spitzenstrom durch die Diode. Abgesehen vom klaren Vorteil der Einsparung eines teuren Widerstandes, bietet die Schaltungsanordnung nach F i κ. 3 auch die

nachstehend zu beschreibenden Vorteile.

In einem Gleichspannungs-Sperrwandler gibt es bekanntlich einen Zusammenhang zwischen der Eingangsspannung Vb und dem Verhältnis ö, wenn eine Regelung stattfindet, wodurch die Ausgangsspannung Vo konstantgehalten wird. Nimmt die Spannung Vb ab, beispielsweise infolge einer Verringerung der Spannung des elektrischen Versorgungsnetzes, so nimmt <5 zu. Im beschriebenen Beispiel gilt

V₀ =

Nennt man Ia den Strom durch den Widerstand 14 bzw. 14', Ib' den zur Primärsette des Transformators 13 hin transformierten Basisstrom des Transistors 1, Vb die Spannung am Punkt D, V_A die Spannung am Punkt A und R den Wert des Widerstandes 14 bzw. 14', so läßt sich darlegen, daß

^Va - ι 7"

wobei Rb' der zur Primärseite des Transformators 13 hin transformierte Wert des Widerstandes 17 ist. Aus diesen Formeln geht hervor, daß eine Abnahme der Spannung Vb eine Zunahme von δ und folglich des Stromes Ib' zur Folge hat, während Ia abnimmt, wenn Vd=Vb ist in dem Falle von Fig. 1, und indem V_A zunimmt. Der Anstieg der Spannung Va ist auch die Ursache davon, daß Ia noch weiter abnimmt. Diese starke Abnahme von Ia hat mehr Einfluß auf /s'als der Anstieg von <5, so daß Ib' auch abnimmt. Im entgegengesetzten Fall, in dem die Spannung V_B ansteigt, nimmt der Basisstrom des Transistors 1 zu. Die Änderung dieses Stromes bei großen Änderungen der Spannung Vb kann so groß sein, daß der Transistor nicht auf die gewünschte Weise funktionieren kann. Insbesondere kann es passieren, daß die Abschaltzeit seines Kollektorstromes zu sehr von der Spannung Vb abhängig wird. Auch kann die Änderung des Basisstromes größer sein als die vom Hersteller des Transistors angegebene zulässige Änderung. Die Änderung des Basisstromes ist größer je nachdem Va gegenüber Vb weniger niedrig ist.

In Fig.3 ist V_D gleich Vb+-^-. Nicht nur ist V_A

niedriger im Verhältnis zu Vo als im vorigen Fall die Spannung Vf am Verbindungspunkt F im Verhältnis zu Vs (praktische Werte sind beispielsweise Vb = 300 V und Vb+ -^- = 650 V), sondern nun ist die Spannung Vo von der über den Widerstand 14' zum Punkt A die Treiberstufe 13 gespeist wird, auch konstanter, da etwa die Hälfte der Gesamtspannung von der stabilisierten Ausgangsspannung Vo abgeleitet ist. Demzufolge ist auch die Änderung des Basisstromes des Transistors 1 in Abhängigkeit von Vß kleiner. Eine Änderung von Vb um 60 V entspricht ja 20%, macht aber, bezogen auf Va nur 9,2% aus.

Beim Einschalten der Schaltungsanordnung ist die Spannung Vb sehr schnell vorhanden, während die Spannung Vo Null ist. Die Schaltungsanordnung kann in Gang kommen, denn die Diode 18 kann leiten. Die Diode erfüllt also außer den Funktionen einer Abschneide- und einer Speisediode auch die einer Anlaufdiode. Es ist erwünscht, daß die Zunahme der Spannung Vo allmählich erfolgt. Sonst würden zu große Ströme noch nicht geladenen Kondensatoren zufließen, was eine Sicherheitsschaltung aktivieren würde mit der Folge, daß die Speiseschaltung nicht in Gang kommen

ίο könnte. Weil der Transistor 1 für sehr große Leistungen geeignet sein muß, ist die Speicherzeit der Ladungsträger in der Basisschicht ziemlich groß, wenn der Transistor gesättigt ist, so daß der Kollektorstrom später als der Basisstrom abgeschaltet wird. Weil jedoch

is der Anfangswert von Vb durch die erfindungsgemäße Maßnahme niedriger ist als im stationären Betrieb, ist der Basisstrom klein, so daß der Transistor zunächst nicht völlig ausgesteuert wird, wodurch der Kollektorstrom nahezu nicht länger als der Basisstrom fließt. Je nachdem die Spannung Vo aufgebaut wird, gerät der Transistor 1 jeweils weiter in den gesättigten Zustand. Eine in die Basisleitung desselben aufgenommene Induktivität 22 sorgt auf bekannte Weise dafür, daß das Abschalten des Kollektorstromes, das im normalen Betrieb zwar verzögert ist gegenüber dem des Basisstromes, schnell erfolgt. Diese Verzögerung ist obenstehend der Einfachheit halber nicht beschrieben worden.

Fig.4 zeigt eine Ausführungsform, wobei die Schaltungsanordnung die Kombination einer Speiseschaltung und einer Horizontal-Ablenkschaltung in einem Fernsehempfänger ist. In der Schaltungsanordnung nach Fig.4 fließt der Ablenkstrom von der Sekundärrichtung des Transformators 4 durch eine Horizontal-Ablenkspule 26 und wechselweise durch eine Paralleldiode 23 oder einen Transistor 1 und eine Diode 24. 27 ist ein Hinlaufkondensator. Die Wicklung 30 ist über einen Kondensator 31 mit Masse verbunden. Die am Kondensator 31 vorhandene Spannung ist ein Maß für die Regelung des Verhältnisses δ im Modulator 11.

Der Emitter des Treiberlransistors 10 liegt nicht an Masse, sondern mittels einer Zener-Diode 32 wird daran eine stabilisierte niedrige Spannung erzeugt, mit der der (nicht dargestellte) Horizontal-Oszillator und der Modulator 11 gespeist werden. Weil die Treiberstufe gleich beim Einschalten des Empfängers Strom führt, ist damit auch das Anlaufen des Oszillators und des Modulators 11 gewährleistet Der Modulator 11 steuert einen Verstärker 33, der einen Steuerstrom zur Basis des Transistors 10 liefert und der durch dieselbe Speisespannung am Punkt D gespeist wird wie der Transistor 10. Es dürfte einleuchten, daß andere Teile des Empfängers mit dieser Spannung oder mit der am Emitter des Transistors 10 gespeist werden können.

Durch eine Diode 34 wird in an sich bekannter Weise (DE-OS 20 19 173, insbesondere Fig. 2) vermieden, daß die Spannung am Punkt A negativ werden kann, wenn der Transistor 10 ausfällt und dann das Netzwerk mit

eo dem Transformator 13 Schwingungen ausführt.

Bei einer negativen Schwingungsamplitude am Punkt A würde nämlich der Basis des Transistors 1 eine positive Steuerspannung zugeführt werden, was zu einer Überlastung und gegebenenfalls Zerstörung führen könnte. Ein ÄC-Netzwerk 35 parallel zur Wicklung 12 und ein anderes WC-Netzwerk 36 zwischen der Basis des Transistors 1 und Masse dämpfen etwaige störende Schwingungen. Die Transistoren in der

Schaltungsanordnung nach Fig.4 sind die folgenden Philips-Typen: der Transistor des Verstärkers 33: BC 548; der Transistor 10: BD 232; Transistor 1: BU 208. Die Diode 18 ist eine BY 207, der Kondensator 19 hat eine Kapazität von etwa 10OnF, während der

Widerstand 14' einen Wert von etwa 33 kO. und eine zulässige Leistung von 5,5 W hat Die Nennspannungen sind: Vb = 300 V, Vb= 650 V, V_A = 120 V, während die Spannung am Kondensator 31 auf etwa 140 V und die an der Diode 32 auf etwa 12 V stabilisiert ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung in eine nahezu konstante, von einem Ladekondensator abgenommene Ausgangsgleichspannung mit einer Treiberstufe, die ein periodisches impulsförmiges Steuersignal mit durch eine Regelung gesteuertem Tastverhältnis zum periodischen Ein- und Ausschalten an einen Leistungsschalter liefert, mit einem Transformator, über dessen Primärwicklung die eine Schaltelektrode des Schalters mit der ersten Klemme der Eingangsgleichspannungsquelle verbunden ist, und mit einer parallel zur Primärwicklung angeordneten Spannungsbegrenzungseinrichtung, die eine Reihenschaltung einer jeweils beim Sperren des Leistungsschalter leitend werdenden und mit der einen Elektrode an den Verbindungspunkt zwischen dem Schalter und der Primärwicklung angeschlossenen Gleichrichterdiode und eines Kondensators enthält und die ferner einen mit seinem einen Anschluß an den Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator und der Gleichrichterdiode angeschlossenen, in einem zur zweiten Klemme der Gleichspannungsquelle führenden Strompfad liegenden Entladewiderstand aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der andere Anschluß des Entladewiderstandes (14') zur Speisung der Treiberstufe (13) mit der ersten Speiseklemme (Punkt A) der Treiberstufe (13) verbunden ist, deren zweite Speiseklemme an die zweite Klemme der Gleichspannungsquelle angeschlossen ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die Treiberstufe einen Treibertransistor enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Entiadewiderstand (14') der Kollektorwiderstand des Treibertransistors (10) ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Treiberstufe einen Treibertransistor enthält und der Leistungsschalter durch einen weiteren Transistor gebildet wird, gekennzeichnet durch eine derartige Ausbildung der Treiberstufe (13), daß beim Anlaufen mit einer gegenüber dem stationären Betrieb niedrigen Treiberspeisespannung (Vd) der von der Treiberstufe (13) gelieferte Basisstrom des weiteren Transistors (1) so klein ist, daß der weitere Transistor (1) nicht völlig ausgesteuert wird.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Klemme der Treiberstufe (13) an Masse liegt über eine Zenerdiode (32), der eine stabilisierte niedrige Spannung, zum Beispiel für einen die Treiberstufe (13) ansteuernden Modulator (11), entnommen wird.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein von einem Modulator (11) gesteuerter Verstärker (33), der einen Steuerstrom zur Basis des Treibertransistors (10) liefert, durch dieselbe Spannung vom Glättungskondensator (19; Punkt D) gespeist wird wie der Treibertransistor (10).

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Speiseklemme (Punkt A) der Treiberstufe (13) mit der Kathode einer Diode (34) verbunden ist, deren Anode an der zweiten Klemme der Gleichspannungsquelle liegt.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung in eine nahezu konstante, von einem Ladekondensator abgenommene Ausgangsgleichspannung mit einer Treiberstufe, die ein periodisches impulsförmiges Steuersignal mit durch eine Regelung gesteuertem Tastverhältnis zum periodischen Ein- und Ausschalten an einen Leistungsschalter liefert, mit einem Transformator, über dessen Primärwicklung die eine Schaltelektrode des

ίο Schalters mit der ersten Klemme der Eingangsgleichspannungsquelle verbunden ist, und mit einer parallel zur Primärwicklung angeordneten Spannungsbegrenzungseinrichtung, die eine Reihenschaltung einer jeweils beim Sperren des Leistungsschalters leitend werdenden und mit der einen Elektrode an den Verbindungspunkt zwischen dem Schalter und der Primärwicklung angeschlossenen Gleichrichterdiode and eines Kondensators enthält und die ferner einen mit seinem einen Anschluß an den Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator und der Gleichrichterdiode angeschlossenen, in einem zur zweiten Klemme der Gleichspannungsquelle führenden Strompfad liegenden Entladewiderstand aufweist.

Bei einer derartigen, aus der DE-OS 22 20176 (insbesondere Fig. 6) bekannten Schaltungsanordnung wird über den Leistungsschalter eine blockförmige Spannung an die Primärwicklung des Transformators, der auch ein Autotransformator sein kann, gelegt. Zu dem Zeitpunkt, zu dem der Schalter gesperrt wird, kann der in der Streuinduktivität des Transformators fließende Strom nicht unmittelbar gesperrt werden, wodurch eine Schwingung hoher Frequenz entsteht, die durch die Streuinduktivität und die Streukapazitäten bestimmt wird. Diese Schwingung erhöht die Spannung am Schalter beim Abschalten, und diese Spannung kann dadurch einen unzulässig hohen Wert annehmen. Die Schwingung kann auch in dem Apparat, von dem die Speiseschaltung einen Teil bildet, Strahlung verursachen sowie Teile dieses Apparates beeinträchtigen.

Die unerwünschte Schwingung wird mittels der Spannungsbegrenzüngseinrichtung gedämpft, in welcher Schaltung die Gleichrichterdiode dann leitend wird, wenn die Spannung am Schalter ihren Wert am Ende des zweiten Teils der Periode überschreiten will.

Weil die Verlustleistung im Widerstand beträchtlich ist, muß dieser eine hohe zulässige Leistung haben und ist daher ein teueres Einzelteil.

Ein weiteres Problem ist das der Speisung der Treiberstufe. Diese Stufe kann nicht mit der Ausgangsspannung gespeist werden, da die Schaltungsanordnung beim Einschalten dann nicht in Gang kommen könnte. Deswegen ist es üblich, die Eingangsspannungsquelle als Speisequelle für die Treiberstufe zu verwenden. Dazu wird auch ein Widerstand verwendet. Weil jedoch die Eingangsspannung nicht stabilisiert ist, kann der Strom durch die Treiberstufe und daher auch der Steuerstrom des Schalters variieren. Die Variation des Stromes durch die Treiberstufe kann für ein einwandfreies Funktionieren der Schaltungsanordnung zu groß sein und/oder größer als die vom Hersteller des in diesem Fall als Schalter verwendeten Transistors angegebene zulässige Variation. Weil die Steuerenergie des Schalters beträchtlich ist, muß auch dieser Widerstand eine hohe zulässige Leistung haben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Energieverluste im Betrieb herabzusetzen und mit verhältnismäßig geringem Aufwand eine möglichst stabile Speisespannung für die Treiberstufe zu erhalten.