DE3031901A1

DE3031901A1 - Schaltungsanordnung zur abgabe einer geregelten gleichspannung

Info

Publication number: DE3031901A1
Application number: DE19803031901
Authority: DE
Inventors: Robert D. Oak Ridge N.J. Peck
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1979-08-28
Filing date: 1980-08-23
Publication date: 1981-03-19
Also published as: JPS6196784U; GB2057168A; JPS5635679A

Description

Int. Az.: Case 1377 21. Aug. 1980

Hewlett-Packard Company

SCHALTUNGSANORDNUNG ZUR ABGABE EINER GEREGELTEN GLEICHSPANNUNG

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Abgabe einer geregelten Gleichspannung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs

Schaltungsanordnungen, welche von einer Wechselspannung eine geregelte Gleichspannung ableiten, richten im allgemeinen die Wechselspannung gleich und leiten aus dieser eine ungeregelte Gleichspannung ab, führen diese ungeregelte Gleichspannung der Primärwicklung eines Transformators mit einer festen Schaltfrequenz zur Erzeugung einer Wechselspannung an der Sekundärwicklung des Transformators zu und richten diese Wechselspannung gleich zum Erzeugen der gewünschten Ausgangsgleichspannung. Die Regelung wird erreicht, indem die Dauer der Perioden verändert wird, während welcher die Schalter die ungeregelte Gleichspannung der Primärwicklung des Transformators zuführen. Diese Technik ist als Pulsbreitenmodulation (PWM) bekannt. Ein wesentlicher Nachteil dieser Art von Netzgeräten besteht darin, daß sie eine Hochfrequenz-Störstrahlung erzeugen, welche den Betrieb von zugeordneten Schaltkreisen stören und eine komplexe Regelschaltung erforderlich machen kann. Außerdem ist ein mit Impulsbreitenmodulation arbeitendes System in der Regel anfällig für Kurzschlüsse.

Ausgehend von der Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 wird durch das Kennzeichen von Anspruch 1 die Aufgabe gelöst, daß die entstehende Hochfrequenz-Störstrahlung wesentlich herabgesetzt wird.

Erfindungsgemäß wird dieses dadurch erreicht, daß die ungeregelte Gleichspannung einem Resonanzkreis zugeführt und die an

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diesem entstehende Spannung gleichgerichtet wird. Die Regelung wird erreicht durch eine relativ einfache Schaltung, die einen Oszillator benutzt, um die Frequenz zu regeln, mit welcher die Schalter die ungeregelte Spannung an den Resonanzkreis abgeben, oder durch Veränderung der Resonanzfrequenz dieses Schaltkreises. Auch könnte eine Kombination dieser Verfahren verwendet werden. Unabhängig davon, welches dieser Verfahren verwendet wird, kann die Ausgangsgleichspannung erhöht werden, indem die Schaltfrequenz und die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises einander genähert werden, und die Ausgangsgleichspannung kann herabgesetzt werden, indem der Unterschied dieser Frequenzen größer gemacht wird.

Der Resonanzkreis kann derart ausgebildet sein, daß dessen Hauptinduktivität durch eine Induktionsspule in Reihe mit der Primärwicklung eines Transformators realisiert wird und dessen Kapazität parallel zur Sekundärwicklung und zur Last geschaltet wird. Die Streuinduktivität des Transformators erhöht die Induktivität der in Reihe geschalteten Induktionsspule, und die kombinierte Induktivität ergibt einen Schutz bei einem plötzlichen Kurzschluß.

Obgleich andere Oszillatoren als derjenige gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet werden können, hat der nachfolgend erläuterte Oszillator den Vorteil, daß er einen maximalen Strom beim Beginn jeder Halbperiode abgibt, so daß eine "harte" Einschaltung erreicht wird, was bei kapazitiven Lasten wünschenswert ist. Außerdem hat der bevorzugte Oszillator den Vorteil, daß seine Frequenz unabhängig von der Versorgungsspannung ist.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen erläutert; es zeigt:

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Figur 1 ein Schaltbild eines Netzgeräts gemäß den beiden Varianten der Erfindung,

Figur 1A die Resonanzkurve des Schwingkreises gemäß Figur 1, und

Figuren 2A-D Signal verlaufe zur Erläuterung des Betriebs der Schaltungsanordnung nach Figur 1.

Gemäß Figur 1 ist eine Wechselspannungsquelle 2 mit einem Gleichrichter 4 verbunden, welcher eine ungeregelte Gleichspannung an seinen Ausgangsleitungen 6 und 8 abgibt. Durch Kondensatoren 10 und 12, die zwischen den Leitungen 6 und 8 in Reihe geschaltet sind, und durch Widerstände 14 und 16, die ebenfalls zwischen diesen Leitungen in Reihe geschaltet sind, wird ein Glättungsfilter gebildet. Zwischen den Leitungen 6 und 8 sind auch Schalter s, und Sg verbunden. Die Schalter sind Feldeffekttransistoren, deren Quellen/Saugelektrodenstrecken jeweils zwischen den Leitungen 6 und 8 und einem Eingang eines zu beschreibenden Schwingkreises verbunden sind.

Eine Induktionsspule 1, eine Primärwicklung 20 eines Transformators T und ein den Gleichstrom blockierender Kondensator 21 sind jeweils in Reihe zwischen dem Eingang 18 und Verbindungsleitungen J₁ und Jp der Kondensatoren 10 und 12 und der Widerstände 14 bzw. 16 geschaltet. Eine lösbare Anzapfung 19 ist zwischen der Verbindungsleitung J. und einem nicht dargestellten Umschaltkontakt im Gleichrichter 4 verbunden, so daß dieser entweder bei 110 V oder bei 220 V Wechselspannung betrieben werden kann. Die Sekundärwicklung des Transformators T hat zwei Hälften 22 und 24, und ein Kondensator C ist zu diesen parallel geschaltet. Die Hauptbestandteile des Resonanzkreises sind die Induktionsspule 1 und der Kondensator C, da die Impedanz des Transformators nur sehr wenig Einfluß hat. Der Zweck des Oszillators ist es, jede ge-

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wünschte Abstufung der Ausgangsspannung zu ermöglichen. Die Dioden 26 und 28 sind zwischen den Außenenden der Wicklungshälften 22 und 24 der Sekundärwicklung und einem Eingang eines Filters 30 verbunden, und die Verbindungsleitung der Wicklungen ist mit einem anderen Eingang verbunden. Die gewünschte geregelte Ausgangsgleichspannung tritt an einem Ausgangskondensator 32 auf, der am Ausgang des Filters 30 angeschlossen ist.

Die Regelung des Werts der Ausgangsgleichspannung am Kondensator 32 wird erreicht, indem das Verhältnis zwischen der Frequenz geregelt wird, mit welcher die Schalter si und s2 abwechselnd geschlossen werden, zu der Resonanzfrequenz des Schwingkreises LC bei einem Fehlersignal, welches der Differenz zwischen der Ausgangsgleichspannung und der Referenzspannung entspricht. Falls die Ausgangsspannung zu gering ist, werden die Frequenzen einander näher gebracht. Falls die Ausgangsspannung dagegen zu hoch ist, werden die Frequenzen weiter voneinander getrennt. Das Verhältnis zwischen den Frequenzen kann beeinflußt werden durch Änderung einer dieser Frequenzen oder durch Änderung beider.

Es wird beispielsweise angenommen, daß das Ausgangssignal des Schwingkreises LC als Funktion der Eingangsfrequenz der Kurve 34 in Figur 1A entspricht, und daß die Frequenz, bei welcher die Schalter si und s2 normalerweise betrieben werden, den Wert f_Q hat, der über der Resonanzspitze F liegt. Wenn die Ausgangsgleichspannung erhöht werden soll, wird die Schaltfrequenz erniedrigt und umgekehrt. Statt die Frequenz zu ändern, mit welcher die Schalter betrieben werden, kann entweder der Wert 1 oder der Wert C geändert werden, so daß das Ausgangssignal bezogen auf die Frequenz herauf- oder heruntergeschoben wird. Wenn die Schalter si und s2 mit der Frequenz f_Q betätigt werden und die Ausgangsgleichspannung herabgesetzt werden soll, wird das Ausgangssignal des Schwingkreises LC zu kleineren Frequenzen

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hin verschoben, wie aus der gestrichelten Kurve 34' hervorgeht. Falls die Ausgangsgleichspannung erhöht werden muß, wird das Ausgangssignal zu größeren Frequenzen hin verschoben, wie aus der punktierten Kurve 34" hervorgeht.

In der durch die durchgezogenen Linien dargestellten Schaltung in Figur 1 wird die Regelung erreicht, indem die Betriebsfrequenz der Schalter si und s2 mit einem Oszillator 0 geregelt wird und dessen Frequenz mittels eines FehlersignaTs geregelt wird, welches auf die Differenz zwischen dem tatsächlichen Ausgangsgleichspannungssignal und einem Referenzsignal bezogen ist, das dem Sollwert des Ausgangsgleichspannungssignales entspricht. Ein Widerstand 36, ein Potentiometer 38 und ein Widerstand 40 sind in Reihe zwischen der nicht geerdeten Seite des Kondensators 32 und Masse geschaltet. Der Abgriff des Potentiometers 38 ist mit einem nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 42 verbunden, und dessen invertierender Eingang ist mit einer Quelle 44 für eine Referenzgleichspannung verbunden. Die Verbindung eines Kondensators 46 und eines Widerstands 48 in Reihe zwischen dem Ausgang des Verstärkers 42 und dessen nicht invertierendem Eingang erzeugt ein Fehlersignal am Ausgang, der gleich dem Integral der Differenzen zwischen der Spannung an dem Abgriff des Potentiometers 38 und dem von der Spannungsquelle 44 gelieferten Referenzpotential ist.

Das Fehlersignal wird über einen Widerstand 50 der Basis eines NPN-Transistors Q zugeführt, dessen Kollektor mit einem Punkt einer positiven Betriebsspannung über eine Steuerwicklung 52 verbunden ist, und dessen Emitter über einen Widerstand 54 mit Masse verbunden ist. Die Steuerwicklung 52 ist magnetisch durch einen gemeinsamen Kern 53 mit einer Induktionsspule 1 verbunden, so daß der Induktivität sowie die Frequenz des Oszillators 0 geändert wird, wovon die Induktionsspule 1 einen Teil bildet. Eine Quelle 56 für eine Vorspannung ist mit der Basis des

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Transistors Q Liber einen Widerstand 58 verbunden. Wenn die Fehlerspannung einen Minimalwert hat, stellt sich eine solche Vorspannung ein, daß der im Transistor Q und der Steuerwicklung 52 fließende Strom den Magnetkern 53 zu einem mittleren Punkt seiner BH-Kurve bringt, und dadurch wird die Induktivität der Induktionsspule 1 derart eingestellt, daß die Frequenz des Oszillators 0 einen Wert hat, der beispielsweise f_n in Figur 1A entspricht. Wenn sich der Minimalwert der Fehlerspannung ändert, ändert sich der Strom durch den Transistor Q derart, daß die Induktivität der Induktionsspule 1 und die Frequenz des Oszillators 0 in der geforderten Weise geändert werden.

Wie noch erläutert wird, ändert der Strom durch eine Primärwicklung P eines Transformators im Oszillator die Richtung bei der Oszillatorfrequenz. Die Kopplung zwischen der Primärwicklung P und den entgegengesetzt gepolten, die Schalter steuernden Wicklungen cw1 und cw2, die jeweils zwischen der Steuerelektrode und der Quellenelektrode der Feldeffekttransistorschalter si und s2 verbunden sind, bewirkt, daß der eine Schalter geschlossen und der andere geöffnet wird, wenn Strom in einer Richtung durch die Primärwicklung P fließt und daß die Leitfähigkeit der Schalter umgekehrt wird, wenn Strom durch die Primärwicklung P in der anderen Richtung fließt. Die Frequenz, bei welcher die ungeregelte Gleichspannung am Ausgang des Gleichrichters 4 dem Schwingkreis LC zugeführt wird, wird bestimmt durch das Fehlersignal am Ausgang des Verstärkers 42.

Der Oszillator 0 enthält ein Paar Kondensatoren C, und C₂, die in Reihe geschaltet sind zwischen Masse und einem Punkt mit positiven Potential, und zwar im vorliegenden Fall der Ausgangsleitung 6 des Gleichrichters 4. Der Emitter eines NPN-Transistors Q, und der Emitter eines PNP-Transistors Q₂ sind mit einer Verbindungsleitung J₃ verbunden, und ihre Kollektoren sind jeweils mit den äußeren Enden der Kondensatoren C. und C₂ verbunden. Die Primär-

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wicklung P des Transformators ist zwischen der Verbindungsleitung Jg der Emitteranschlüsse der Transistoren Q₁ und (L und einer Verbindungsleitung J» zwischen den Kondensatoren C, und Cp verbunden. Eine Sekundärwicklung S ist in Reihe geschaltet mit einem einstellbaren Widerstand R zwischen der Verbindungsleitung Jo und den Basisanschlüssen der Transistoren Q, und Q₂-Eine Induktionsspule 1 ist zwischen der Verbindungsleitung J* und den Basisanschlüssen der Transistoren Q₁ und Q₂ verbunden. Wie noch erläutert wird, hängt die Frequenz des Oszillators 0 von der Induktivität der Induktionsspule 1 ab und, wie bereits erläutert wurde, hängt diese Induktivität wiederum ab von dem Magnetfluß des Kernes 53, der die Induktionsspule 1 und die Spule 52 magnetisch koppelt.

Um den Betrieb des Oszillators auszulösen, werden ein Widerstand 60 und ein Kondensator 62 in Reihe zwischen einem Punkt mit positivem Gleichspannungspotential und den Emitteranschlüssen der Transistoren Q₁ und Q₂ verbunden, und eine Zweirichtungs-Thyristordiode 64 ist zwischen Masse und der Verbindungsleitung des Widerstands 60 mit dem Kondensator 62 verbunden.

Bevor die Thyristordiode 64 zündet und den Betrieb des Oszillators 0 triggert, befindet sich die Verbindungsleitung Jg zwischen den Emitteranschlüssen der Transistoren Q₁ und Q₂ auf dem gleichen Potential wie die Verbindungsleitung- J„, die das halbe positive Betriebspotential der Leitung 6 hat aufgrund der Spannungsteilung durch die gleichdimensionierten Kondensatoren C₁ und C₂- Wenn die Thyristordiode 64 zündet, wird die Verbindungsleitung Jg momentan geerdet, so daß ein Strom zur Primärwicklung P in Richtung des gestrichelten Pfeils fließt. Wegen der angegebenen Polaritäten der Primärwicklung P und der Sekundärwicklung S, wird eine Spannung kV , die proportional der Spannung an je-

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dem der Kondensatoren C₁ und C₂ ist, mit einer solchen Polarität in der Sekundärwicklung S induziert, daß vom Basisanschluß des

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Transistors Q_? durch den Widerstand R und die Sekundärwicklung S und zurück zum Emitteranschluß des Transistors Q₂ ein Strom hervorgerufen wird, wie durch die unterbrochenen Pfeile dargestellt ist. Der Maximalwert I dieses Stromes ist gleich (kV - Vg^ )/R, wobei V_ßE die Basis/Emitter-Spannung des Transistors Q₂ ist. Unter diesen Bedingungen leitet der Transistor Q„ und hält dadurch den Stromfluß durch die Primärwicklung P aufrecht. Nach dem ersten Augenblick bewirkt die induzierte Spannung, daß in der Induktionsspule 1 ein ansteigender Strom in der Richtung des ausgezogenen Pfeiles fließt. Wenn der letztgenannte Strom zunimmt, nimmt der Basisstrom vom Transistor Q₂ ab. Wenn der Basisstrom den Wert 0 erreicht, hat der Strom in der Induktionsspule 1 den Wert I, der Transistor Q₂ ist abgeschaltet, und der Stromfluß in der Primärwicklung P hört auf. Der Zusammenbruch des Magnetfeldes der Primärwicklung P induziert nunmehr eine Spannung kV mit entgegengesetzter Polarität in der Sekundärwicklung S und bewirkt dadurch, daß der Strom I =(kV - V_RF )/R in die Basis des Transistors Q, fließt, wie durch den in durchgezogenen Linien dargestellten Pfeil dargestellt ist; dadurch wird der Transistor Q.J leitend. Auf diese Weise wird der Stromfluß in der Primärwicklung P in der Richtung des mit ausgezogenen Linien dargestellten Pfeiles aufrechterhalten.

In Figur 2 ist t~ der Zeitpunkt, in welchem der Transistor Q_? abgeschaltet wird und der Transistor Q. leitfähig wird. Im Zeitpunkt tg hat der Strom in der Induktionsspule 1 den Wert I und wird zu dem Strom I addiert, der in die Basis des Transistors Q₁ als Ergebnis der in der Sekundärwicklung S induzierten Spannung fließt. Wegen der Gleichheit von V_ßE- und V_ßE- sind die beiden Ströme I gleich. Somit ist der ursprünglich in die Basis des Transistors Q₁ im Zeitpunkt t_Q fließende Strom 21 gemäß dem Liniendiagramm 2A. Die Verminderung des ursprünglich von der Induktionsspule 1 in die Basis des Transistors Q₁ fließenden Stromes I wegen des Zusammenbruchs des Magnetfeldes

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der Induktionsspule 1 und der Teilung eines größeren Teiles des Stromes I, der ursprünglich in die Basis des Transistors Q. wegen der in der Sekundärwicklung S induzierten Spannung floß, bewirkt, daß der in die Basis des Transistors (L fließende Strom sich vermindert. Wenn eine Verminderung entsprechend dem Wert I erfolgt, ist der Strom in der Induktionsspule 1 Null, wie bei 66 in dem Diagramm B angezeigt ist, welches den Strom in der Induktionsspule 1 darstellt, und der in die Basis des Transistors Q₁ fließende Strom I entspricht dem Wert bei 68 in Figur 2A.

Außerdem bewirkt die Verminderung des Stromes, daß in der Induktionsspule 1 ein Strom -I fließt wie bei 70 aus Figur 2B hervorgeht, und daß kein Strom in die Basis des Transistors Q₁ fließt, wie aus 72 in Figur 2A hervorgeht. Die Verminderung des Basisstromes des Transistors Q₁ auf Null schaltet auf diese Weise den Transistor Q₁ ab, und der sich ergebende Zusammenbruch des Magnetfeldes der Primärwicklung P bewirkt, daß die induzierte Spannung in der Sekundärwicklung S die Polarität umkehrt und den Transistor Q₂ wieder einschaltet. Im Unterschied zu der vorher beschriebenen Startsituation fließt nunmehr ein Strom I in der Induktionsspule 1 in der Richtung des unterbrochenen Pfeils, der sich überlagert mit dem ursprünglich von der Basis des Transistors Qp gezogenen Strom I infolge der induzierten Spannung in der Sekundärwicklung S, so daß der anfangs in die Basis des Transistors Q₂ fließende Strom gleich -21 ist, wie am Punkt 74 aus Figur 2C hervorgeht.

Wann immer somit der Transistor Q₁ oder der Transistor Q₂ eingeschaltet sind, wird ein großer Strom 21 den entsprechenden Basisanschlüssen zugeführt, um diese schnell einzuschalten, selbst wenn sie mit der kapazitiven Last der Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren verbunden sind, welche die Schalter S₁ und S₂ bilden.

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Aus Figur 2D geht der in der Sekundärwicklung S und dem Widerstand R fließende Strom hervor. Da der Basenstrom des jeweils leitfähigen Transistors Q, oder Q₂ linear vermindert wird, vermindern sich der Kollektor/Emitterstrom und der Strom in der Primärwicklung P ebenfalls linear, so daß eine konstante induzierte Spannung in der Sekundärwicklung S erzeugt wird und folglich ein konstanter Strom in der Sekundärwicklung S und im Widerstand R fließt. Die Spannung an der Primärwicklung verläuft daher rechteckförmig, so daß die Spannung an den Steuerwicklungen cw, und cw₂ ebenfalls rechteckförmig verläuft. Die Neigung m der Abnahme des Basisstromes des Transistors Q₂ ist gleich (V + VgrO/1 entsprechend Figur 2C, und die Neigung der Abnahme des Basisstromes des Transistors Q. hat den gleichen Wert.

Das Verhältnis der Frequenz des Oszillators 0 zu den Werten der einzelnen Parameter kann folgendermaßen ermittelt werden:

1. Falls V gleich der Spannung an der Induktionsspule 1 ist, gilt

2. V = V +V_D[- (zwischen Masse C₀ und der Basis-

CC Dt C

Emitterstrecke des Transistors Q₂)

3. ΔΙ = ^2(kVcc - W

4. Setzt man die Ausdrücke der Gleichungen 2 und 3 in Gleichung 1 ein, so ergibt sich

^R(VBE

^ΔΤ

5. Da Δ T gleich der halben Periode der Kurve in Figur 2B ist, ergibt sich

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_f=

2ΔΤ 4Hkv_cc-v_BE)

Aus Gleichung 5 ist ersichtlich, daß

f - ^R
^f - TTk

ist, falls kV » V_Dr· ist.

CC Dt

Es wird angenommen, daß die Frequenz des Oszillators 0 aufgrund des Stromes im Transistor Q über der Resonanzspitze F des Resonanzkreises LC liegt, wie bei f„ in Figur 1A angedeutet ist. Falls die Ausgangsgleichspannung am Kondensator 32 zu groß wird, wird das Fehlersignal positiv und erhöht die der Basis des Transistors Q zugeführte Spannung sowie den Strom durch diesen und die Spule 52. Dadurch nimmt die inkrementale Induktivität der Induktionsspule 1 ab, und die Frequenz des Oszillators 0 wird erhöht, so daß dessen Frequenz weiter weg von der Resonanzspitzenfrequenz F rückt und die Amplitude der Wechselspannung am Kondensator C und damit die Ausgangsgleichspannung vermindert werden. Falls die Ausgangsgleichspannung zu klein wird, wird die Frequenz des Oszillators 0 vermindert, so daß diese näher an die Resonanzspitzenfrequenz F heranrückt, und die Amplitude der Wechselspannung am Kondensator C und somit die Ausgangsgleichspannung werden erhöht.

Anstatt die Regelung zu erreichen durch Veränderung der Frequenz des Oszillators 0 in der beschriebenen Weise, kann die Regelung der Spannung durchgeführt werden, indem die Frequenz des Oszillators O konstant gehalten wird und die Resonanzfrequenz des abgestimmten Schwingkreises LC verändert wird. Hierzu ist es lediglich erforderlich, einen Umkehrverstärker zwischen den Transistor Q und die Verbindungsleitung der Wider-

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stände 50 und 58 entsprechend dem strichpunktierten Rechteck einzusetzen und die Spule 52 magnetisch mit der Induktionsspule 1 zu koppeln, wie durch die strichpunktiert gezeichnete Spule 52' angedeutet ist. Wenn bei dieser Anordnung die Ausgangsspannung zu tief ist, so wird das Fehlersignal negativ, aber wegen des Umkehrverstärkers 66 wird die der Basis des Transistors Q zugeführte Spannung positiv und dadurch die Induktivität der Induktionsspule 1 reduziert. Dadurch steigt die Spitzenfrequenz f auf einen Wert , welcher näher bei der Frequenz f_Q des Oszillators 0 liegt, und die Amplitude der Wechselspannung am Kondensator C und damit der Wert der Ausgangsgleichspannung werden erhöht. Der Schwingkreis könnte auch dadurch ausgebildet werden, daß die Primärwicklung 20, die Sekundärwicklungen 22 und 24 oder beide Wicklungen zusammen zu einem Schwingkreis ergänzt werden, indem ein Kondensator mit jeder Wicklung parallelgeschaltet wird.

Bei den herkömmlichen Netzgeräten mit Pulsbreitenmodulation führen die Schalter die ungeregelte Gleichspannung direkt dem Transformator zu, und obgleich dessen Ausgang über ein Tiefpaßfilter mit der Last verbunden ist, fließt ein hoher Stromimpuls durch die Erdleitung wegen der kapazitiven Kopplung zwischen Primärwicklung und Sekundärwicklung. In der Schaltung gemäß Figur 1 schwächt die Induktionsspule 1 jedoch die Komponenten des Impulses mit hoher Frequenz, bevor diese die Primärwicklung erreichen, so daß nur eine geringe Energie mit hoher Frequenz über die Masseleitung in die Last eingekoppelt wird durch die Kapazität zwischen den Wicklungen.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE

Schaltungsanordnung zur Abgabe einer geregelten Gleichspannung mit

einer Gleichspannungsquelle,
einem Schwingkreis,

einer Schalteinrichtung zur Verbindung der Gleichspannungsquelle mit dem Schwingkreis,

einer Steuereinrichtung, welche bewirkt, daß die Schalteinrichtung periodisch die Gleichspannung an den Schwingkreis abgibt, so daß dieser eine Wechselspannung erzeugt, einer mit dem Schwingkreis verbundenen Gleichrichtereinrichtung zur Ableitung einer Ausgangsgleichspannung aus der Wechselspannung,
einer Referenzspannungsquelle,
einer Einrichtung zur Ableitung eines Fehlersignales, welches auf die Differenz zwischen der Ausgangsgleichspannung und der Referenzspannung bezogen ist,
dadurch gekennzeichnet , daß eine Einrichtung (Q, 52, 1; Q, 52, 52') die Resonanzfrequenz des Schwingkreises (L, C) und die Frequenz der Einrichtung (0)

!Ο zur Steuerung der Schalteinrichtung (S-, , S2) einander annähert, wenn das Fehlersignal anzeigt, daß die Ausgangsgleichspannung kleiner als die Referenzspannung ist und welche bewirkt, daß die Resonanzfrequenz des Schwingkreises und die Frequenz der Schalteinrichtung unterschiedlicher werden, wenn das Fehlersignal anzeigt, daß die Ausgangsgleichspannung größer ist als die Referenzspannung.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die Frequenzdifferenz ändernde

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Einrichtung eine Einrichtung (, 52, Q) enthält zur Änderung der Frequenz der Steuereinrichtung.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die Frequenzdifferenz ändernde Einrichtung eine Einrichtung (Q, 52, 52') enthält zur Änderung der Resonanzfrequenz des Schwingkreises (L, C).
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

der Schwingkreis eine erste Induktionsspule (L) und einen Kondensator aufweist,

die erste Induktionsspule in Reihe mit einer Primärwicklung (2) eines Transformators geschaltet ist, der Kondensator (C) parallel zur Sekundärwicklung (22, 24) des Transformators angeschlossen ist, die Gleichrichtereinrichtung (26, 28) mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist, und die Steuereinrichtung (0, CW,, CW₂) einen Oszillator enthält, der die Frequenz steuert, mit welcher die Schalteinrichtung die Gleichspannung dem Schwingkreis zuführt, der Oszillator (0) eine zweite Induktionsspule (1) aufweist, der Induktionswert der Induktionsspule die Frequenz des Oszillators steuert, und

die Einrichtung, welche die Resonanzfrequenz des Schwingkreises und die Frequenz der Einrichtung zur Steuerung der Schalteinrichtung einander annähert, eine Einrichtung enthält, welche den Induktivitätswert der zweiten Induktionsspule bei einem Fehlersignal ändert.

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5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator folgendermaßen aufgebaut ist:

ein Paar Kondensatoren (C-,, C^) ist in Reihe geschaltet, eine Einrichtung (4) gibt eine Gleichspannung an die Reihenschaltung der Kondensatoren ab,

ein Paar Transistoren (Q-, , Q_?) verschiedener Leitungstypen hat in Reihe geschaltete Emitter/Kollektorstrecken, die parallel zu dem Paar Kondensatoren derart geschaltet sind, daß Strom durch die Emitter/Kollektor-Strecken in einer Richtung fließen kann, eine Primärwicklung (P) eines Transformators ist angeschlossen zwischen der Verbindung der Transistoren und den entsprechenden Elektroden der miteinander verbundenen Transistoren,

eine Sekundärwicklung (S) des Transformators und ein Widerstand (R) sind in Reihe zwischen der Verbindung der Emitter/ Kollektor-Strecken der Transistoren und deren Basis-Elektroden geschaltet und
die zweite Induktionsspule (1) ist zwischen den Basis-Elektroden der Transistoren und der Verbindung der Kondensatoren angeschlossen.

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