JPH0710168B2 - 磁束制御形絶縁電源回路 - Google Patents
磁束制御形絶縁電源回路Info
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- JPH0710168B2 JPH0710168B2 JP59215854A JP21585484A JPH0710168B2 JP H0710168 B2 JPH0710168 B2 JP H0710168B2 JP 59215854 A JP59215854 A JP 59215854A JP 21585484 A JP21585484 A JP 21585484A JP H0710168 B2 JPH0710168 B2 JP H0710168B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 電子機器に供給する磁束制御形絶縁電源スイッチングレ
ギュレータに関するもので特に負荷電力が120W以上の場
合にスイッチング素子、共振コンデンサの耐電圧の低下
と可飽和リアクタトランスの小形軽量化を計って電源ブ
ロックのコストダウンと制御範囲を拡大して国内、米国
地域、あるいは欧州地域までカバーするワイドレンジ化
を可能とし、負荷短絡時の保護素子が不要である電源シ
ステムに関する。
ギュレータに関するもので特に負荷電力が120W以上の場
合にスイッチング素子、共振コンデンサの耐電圧の低下
と可飽和リアクタトランスの小形軽量化を計って電源ブ
ロックのコストダウンと制御範囲を拡大して国内、米国
地域、あるいは欧州地域までカバーするワイドレンジ化
を可能とし、負荷短絡時の保護素子が不要である電源シ
ステムに関する。
〔従来の技術〕 本出願人は先に以下のような電源回路を提案した（特願
昭58-196509号特公平5-48070号公報参照）。
昭58-196509号特公平5-48070号公報参照）。
従来の磁束制御形絶縁電源システムの回路図を第８図に
示す。これに構成される磁束制御用直交形出力トランス
（POT）の構造図を第９図に示す。従来例はＸ−Ｙ電源
システムとして自励発振方式直交トランス制御１石構成
が、回路構成が簡単、ノイズ不要輻射が少ない、高効
率、大音声出力負荷に耐える等の特長で数多くカラーテ
レビジョン等の電源装置として実用化されてきたが下記
の欠点、問題点がある。
示す。これに構成される磁束制御用直交形出力トランス
（POT）の構造図を第９図に示す。従来例はＸ−Ｙ電源
システムとして自励発振方式直交トランス制御１石構成
が、回路構成が簡単、ノイズ不要輻射が少ない、高効
率、大音声出力負荷に耐える等の特長で数多くカラーテ
レビジョン等の電源装置として実用化されてきたが下記
の欠点、問題点がある。
一般に負荷電力が100W以上の場合、トランス励磁電流の
増加を押えてスイッチング素子、AC整流平滑コンデンサ
の発熱を低減するために国内、米国地域のAC入力電圧で
は第８図の如くAC整流は倍圧整流方式が採用されるので
整流平滑直流電圧はEi＝180〜400Vである。この条件で
第８図の場合、 国内向けAC90〜120Vでスイッチングトランジスタ
T1、ダンパーダイオードD1、１次側並列共振コンデンサ
C1の両端電圧Vcpが1700VPに達するので高耐圧の1800V保
証の部品が必要となり、高価である。又米国向けではチ
ョークコイル（PCC）のインダクタンス増加、あるいはC
1の容量増加にてAC108〜144VにてVcp≦1700Vを設計し、
欧州向けではAC180〜288Vを全波整流方式でVcp≦1700V
とするために自励発振周波数を制御してそれぞれ設計さ
れた 第９図のPOTは２次側負荷巻線N2,N3が巻装されるた
め巻面積が増大してフェライト磁心の増加、２次巻線用
ピン端子のためトランスが大形となり高価格 AC電圧の上昇、負荷が軽くなった場合、POTのイン
ダクタンスの減少により、I1が増加するため電力損失が
増大し制御範囲が制約されワイドレンジ化が困難 低電圧出力ラインが短絡の場合、整流ダイオード保
護用のフューズ、フューズ抵抗が必要。
増加を押えてスイッチング素子、AC整流平滑コンデンサ
の発熱を低減するために国内、米国地域のAC入力電圧で
は第８図の如くAC整流は倍圧整流方式が採用されるので
整流平滑直流電圧はEi＝180〜400Vである。この条件で
第８図の場合、 国内向けAC90〜120Vでスイッチングトランジスタ
T1、ダンパーダイオードD1、１次側並列共振コンデンサ
C1の両端電圧Vcpが1700VPに達するので高耐圧の1800V保
証の部品が必要となり、高価である。又米国向けではチ
ョークコイル（PCC）のインダクタンス増加、あるいはC
1の容量増加にてAC108〜144VにてVcp≦1700Vを設計し、
欧州向けではAC180〜288Vを全波整流方式でVcp≦1700V
とするために自励発振周波数を制御してそれぞれ設計さ
れた 第９図のPOTは２次側負荷巻線N2,N3が巻装されるた
め巻面積が増大してフェライト磁心の増加、２次巻線用
ピン端子のためトランスが大形となり高価格 AC電圧の上昇、負荷が軽くなった場合、POTのイン
ダクタンスの減少により、I1が増加するため電力損失が
増大し制御範囲が制約されワイドレンジ化が困難 低電圧出力ラインが短絡の場合、整流ダイオード保
護用のフューズ、フューズ抵抗が必要。
従来の装置は上述のように構成されていた。このため、 国内向けAC90〜120Vでスイッチングトランジスタ
T1、ダンパーダイオードD1、１次側並列共振コンデンサ
C1の両端電圧Vcpが1700VPに達するので高耐圧の1800V保
証の部品がひつようとなり、高価である。又米国向けで
はチョークコイル（PCC）のインダクタンス増加、ある
いはC1の容量増加にてAC108〜144VにてVcp≦1700Vを設
計し、欧州向けではAC180〜288Vを全波整流方式でVcp≦
1700Vとするために自励発振周波数を制御してそれぞれ
設計された 第９図のPOTは２次側負荷巻線N2,N3が巻装されるた
め巻面積が増大してフェライト磁心の増加、２次巻線用
ピン端子のためトランスが大形となり高価格 AC電圧の上昇、負荷が軽くなった場合、POTのイン
ダクタンスの減少により、I1が増加するため電力損失が
増大し制御範囲が制約されワイドレンジ化が困難 低電圧出力ラインが短絡の場合、整流ダイオード保
護用のフューズ、フューズ抵抗が必要などの問題点があ
った。
T1、ダンパーダイオードD1、１次側並列共振コンデンサ
C1の両端電圧Vcpが1700VPに達するので高耐圧の1800V保
証の部品がひつようとなり、高価である。又米国向けで
はチョークコイル（PCC）のインダクタンス増加、ある
いはC1の容量増加にてAC108〜144VにてVcp≦1700Vを設
計し、欧州向けではAC180〜288Vを全波整流方式でVcp≦
1700Vとするために自励発振周波数を制御してそれぞれ
設計された 第９図のPOTは２次側負荷巻線N2,N3が巻装されるた
め巻面積が増大してフェライト磁心の増加、２次巻線用
ピン端子のためトランスが大形となり高価格 AC電圧の上昇、負荷が軽くなった場合、POTのイン
ダクタンスの減少により、I1が増加するため電力損失が
増大し制御範囲が制約されワイドレンジ化が困難 低電圧出力ラインが短絡の場合、整流ダイオード保
護用のフューズ、フューズ抵抗が必要などの問題点があ
った。
本発明は、スイッチングトランジスタとダイオードとが
並列に接続された並列回路を２組設けて直列に接続し、
その直列接続された両端に直流入力電源を接続すると共
に、上記直列接続された接続点を絶縁コンバータトラン
スの１次巻線、可飽和リアクタトランス、及び直列共振
コンデンサとで構成される直列共振回路を介して接地し
て構成される自励発振形の磁束制御形絶縁電源回路にお
いて、上記可飽和リアクタトランスとして直交形の可飽
和リアクタトランスを用い、上記絶縁コンバータトラン
スの１次巻線を上記並列回路のスイッチングトランジス
タにより交互にプッシュプル動作でスイッチングし共振
動作させ、そのスイッチング周波数が上記直列共振回路
の共振周波数より高く選定され、上記絶縁コンバータト
ランスの２次巻線に発生する交流を両波整流して直流出
力電圧を取り出し、この直流出力電圧の変動に応じて、
上記可飽和リアクタトランスの磁束を制御して上記直列
共振回路の共振周波数をコントロールして出力電圧の安
定化を計るようにした磁束制御形絶縁電源回路である。
並列に接続された並列回路を２組設けて直列に接続し、
その直列接続された両端に直流入力電源を接続すると共
に、上記直列接続された接続点を絶縁コンバータトラン
スの１次巻線、可飽和リアクタトランス、及び直列共振
コンデンサとで構成される直列共振回路を介して接地し
て構成される自励発振形の磁束制御形絶縁電源回路にお
いて、上記可飽和リアクタトランスとして直交形の可飽
和リアクタトランスを用い、上記絶縁コンバータトラン
スの１次巻線を上記並列回路のスイッチングトランジス
タにより交互にプッシュプル動作でスイッチングし共振
動作させ、そのスイッチング周波数が上記直列共振回路
の共振周波数より高く選定され、上記絶縁コンバータト
ランスの２次巻線に発生する交流を両波整流して直流出
力電圧を取り出し、この直流出力電圧の変動に応じて、
上記可飽和リアクタトランスの磁束を制御して上記直列
共振回路の共振周波数をコントロールして出力電圧の安
定化を計るようにした磁束制御形絶縁電源回路である。
上述の装置によれば、 トランス励磁電流制御用トランス（PRT）は可飽和
リアクタトランス（直交形）で構成され制御巻線NC、被
制御巻線NRのみでピン端子の低減、フェライト磁心の低
減で小形軽量化されコストダウンが計られる。
リアクタトランス（直交形）で構成され制御巻線NC、被
制御巻線NRのみでピン端子の低減、フェライト磁心の低
減で小形軽量化されコストダウンが計られる。
トランスの励磁は、２石構成のスイッチングトラジ
スタとダンパーダイオードがプッシュプル動作で交互に
ON-OFFを繰り返し、１次側直列共振回路の正負対称な共
振電流で励磁されるため、従来のPCC,POTが正負非対称
な励磁電流のため磁心の動作をヒステリシスカーブは偏
磁曲線で動作し磁心損失が大きかったが、本例では偏磁
がなく、PIT,PRTの発熱がない。
スタとダンパーダイオードがプッシュプル動作で交互に
ON-OFFを繰り返し、１次側直列共振回路の正負対称な共
振電流で励磁されるため、従来のPCC,POTが正負非対称
な励磁電流のため磁心の動作をヒステリシスカーブは偏
磁曲線で動作し磁心損失が大きかったが、本例では偏磁
がなく、PIT,PRTの発熱がない。
２石構成のプッシュプルスイッチング方式のためス
イッチングトランジスタ、ダンパーダイオード直列共振
コンデンサの耐圧が整流直流入力電圧以下の500Vで良く
信頼性が向上する などの効果がある。またこれによって、直交トランス
の小形軽量化、構成部品の低耐圧化によってコストダウ
ンが計られる。制御範囲の拡大と低耐圧化によって、
セミワイド、ワイドレンジでの設計が可能、トランス
の偏磁がないので発熱低下、低電圧ライン短絡でフェ
イルセーフであるのでサービス性が向上する。
イッチングトランジスタ、ダンパーダイオード直列共振
コンデンサの耐圧が整流直流入力電圧以下の500Vで良く
信頼性が向上する などの効果がある。またこれによって、直交トランス
の小形軽量化、構成部品の低耐圧化によってコストダウ
ンが計られる。制御範囲の拡大と低耐圧化によって、
セミワイド、ワイドレンジでの設計が可能、トランス
の偏磁がないので発熱低下、低電圧ライン短絡でフェ
イルセーフであるのでサービス性が向上する。
本発明の実施例である磁束制御形絶縁電源システムの回
路図を第１図に磁束制御用可飽和リアクタトランスの構
造図を第２図に示す。
路図を第１図に磁束制御用可飽和リアクタトランスの構
造図を第２図に示す。
これらの図に示す様にスイッチングトランジスタT1とダ
ンパーダイオードD1とが並列に接続され、これと直列に
トランジスタT2とダイオードD2の並列接続されたスイッ
チング素子が直流入力電源Eiと直列に接続されて、スイ
ッチング素子の中点から絶縁コンバータトランス（PI
T）に１次巻線N1と可飽和リアクタトランス（PRT）の被
制御巻線NRと直列共振コンデンサC1とが直列に接続さ
れ、さらにそれぞれのスイッチングトランジスタT1,T2
は交互にプッシュプル動作をデューティ比1:1で繰り返
す様にPITのN1上に励振巻線NB1,NB2が巻かれ、自励発振
周波数決定用ベース時定数直列共振回路LB1,CB1,RB1、L
B2,CB2,RB2がまったく等しい定数で構成されている。２
次側はPITのN1と絶縁してN2,N3とが巻装されて重負荷へ
出力電圧を供給するのに全波整流方式で直流出力電圧を
取り出し、PRTの制御巻線の制御はQ3トランジスタで誤
差電圧を検出してQ4トランジスタで増幅し第３図に示す
用に負荷電流ICの変動、AC入力電圧の変化に依って実線
で示した如く直流制御電流ICが変化して低電圧直流出力
電圧、▲Ｅ′ ０▼,E0,EAF・・・等が得られる。制御電
流ICの変化は従来のＸ−Ｙ電源の場合とまったく逆であ
るので制御用トランジスタQ3,Q4は逆極性である。
ンパーダイオードD1とが並列に接続され、これと直列に
トランジスタT2とダイオードD2の並列接続されたスイッ
チング素子が直流入力電源Eiと直列に接続されて、スイ
ッチング素子の中点から絶縁コンバータトランス（PI
T）に１次巻線N1と可飽和リアクタトランス（PRT）の被
制御巻線NRと直列共振コンデンサC1とが直列に接続さ
れ、さらにそれぞれのスイッチングトランジスタT1,T2
は交互にプッシュプル動作をデューティ比1:1で繰り返
す様にPITのN1上に励振巻線NB1,NB2が巻かれ、自励発振
周波数決定用ベース時定数直列共振回路LB1,CB1,RB1、L
B2,CB2,RB2がまったく等しい定数で構成されている。２
次側はPITのN1と絶縁してN2,N3とが巻装されて重負荷へ
出力電圧を供給するのに全波整流方式で直流出力電圧を
取り出し、PRTの制御巻線の制御はQ3トランジスタで誤
差電圧を検出してQ4トランジスタで増幅し第３図に示す
用に負荷電流ICの変動、AC入力電圧の変化に依って実線
で示した如く直流制御電流ICが変化して低電圧直流出力
電圧、▲Ｅ′ ０▼,E0,EAF・・・等が得られる。制御電
流ICの変化は従来のＸ−Ｙ電源の場合とまったく逆であ
るので制御用トランジスタQ3,Q4は逆極性である。
この電源回路システムの動作原理を説明すると第４図に
おいてT1がONの時LR,C1,L1の直列共振回路に電圧Eiが加
わり、半周期後にはT2がONして接地される。すなわちT1
ON期間に直列共振回路に必要なエネルギーを直流電源か
ら加え、T2ON期間にエネルギーを消費させ共振電流が持
続することとなる。無負荷時には電源Eiから流出する平
均電流は零になるためダイオードD1とT1に流れる電流I1
は同じで、負荷が重くなるにつれてD1よりT1に流れる電
流が多くなる。これらの動作波形を第５図に示す。出力
回路が直列共振回路になっているために出力電圧の制御
は共振回路のi0−ｆ特性を利用して回路の共振周波数f0
を可飽和リアクタトランスのLRを可変して行なわれる。
今DC負荷の変わりに第６図の様にL1の両端に負荷抵抗RL
を接続したAC負荷について考えてみる。
おいてT1がONの時LR,C1,L1の直列共振回路に電圧Eiが加
わり、半周期後にはT2がONして接地される。すなわちT1
ON期間に直列共振回路に必要なエネルギーを直流電源か
ら加え、T2ON期間にエネルギーを消費させ共振電流が持
続することとなる。無負荷時には電源Eiから流出する平
均電流は零になるためダイオードD1とT1に流れる電流I1
は同じで、負荷が重くなるにつれてD1よりT1に流れる電
流が多くなる。これらの動作波形を第５図に示す。出力
回路が直列共振回路になっているために出力電圧の制御
は共振回路のi0−ｆ特性を利用して回路の共振周波数f0
を可飽和リアクタトランスのLRを可変して行なわれる。
今DC負荷の変わりに第６図の様にL1の両端に負荷抵抗RL
を接続したAC負荷について考えてみる。
端子a,bからみたインピーダンス|Z|の周波数特性は計算
の結果第７図Ａの様になる。すなわち負荷が重くなるほ
ど回路の共振周波数（f0:|Z|が最少となる周波数）は上
昇することがわかる。これを第７図Ｂに示す。このこと
は|Z|の代わりに共振電流i0の周波数特性、第７図Ｃを
みるとスイッチング周波数fS＞回路の共振周波数f0に選
ぶと負荷が重くなるに従って自ら出力電圧V0の低下を補
正するように働くことがわかる。fS＜f0の場合は逆に負
荷の増加に従ってV0はより低下する。
の結果第７図Ａの様になる。すなわち負荷が重くなるほ
ど回路の共振周波数（f0:|Z|が最少となる周波数）は上
昇することがわかる。これを第７図Ｂに示す。このこと
は|Z|の代わりに共振電流i0の周波数特性、第７図Ｃを
みるとスイッチング周波数fS＞回路の共振周波数f0に選
ぶと負荷が重くなるに従って自ら出力電圧V0の低下を補
正するように働くことがわかる。fS＜f0の場合は逆に負
荷の増加に従ってV0はより低下する。
このようにfS＞f0の範囲でf0をLRに依って可変すること
によって出力電圧を調整する事が可能である。又負荷が
重くなるにつれて第５図に示す様に共振電流I0の位相が
進み、I1は軽負荷ではまずD1電流が流れ続いてT1がONす
る。最大負荷出力PoMaxではD1,D2電流が零になり全電流
はT1,T2を流れ、これよりさらに負荷が重くなっても出
力電圧は低下するいわゆる垂下特性を持っているので負
荷短絡時でも保護回路が不要である。
によって出力電圧を調整する事が可能である。又負荷が
重くなるにつれて第５図に示す様に共振電流I0の位相が
進み、I1は軽負荷ではまずD1電流が流れ続いてT1がONす
る。最大負荷出力PoMaxではD1,D2電流が零になり全電流
はT1,T2を流れ、これよりさらに負荷が重くなっても出
力電圧は低下するいわゆる垂下特性を持っているので負
荷短絡時でも保護回路が不要である。
又スイッチングトランジスタT1,T2、ダンパーダイオー
ドD1,D2に印加されるパルス電圧は原理的に直流入力電
圧Eiが最大値であるのでEiMax＝400Vの場合、１次側直
列共振コンデンサC1も含めて全て500Vの構成部品で可能
である。
ドD1,D2に印加されるパルス電圧は原理的に直流入力電
圧Eiが最大値であるのでEiMax＝400Vの場合、１次側直
列共振コンデンサC1も含めて全て500Vの構成部品で可能
である。
又１次側トランス励磁回路は第５図の共振電流は正弦波
状で常に滑らかであり、スイッチングトランジスタT1,T
2の励振回路も直列共振によって構成される正弦波状の
電流であるために電界によるノイズ不要輻射が少ない。
状で常に滑らかであり、スイッチングトランジスタT1,T
2の励振回路も直列共振によって構成される正弦波状の
電流であるために電界によるノイズ不要輻射が少ない。
さらにトランス（PIT,PRT）は１次側が第５図の共振電
流I0で、２次側がセンタータップ方式の両波整流で出力
電圧が取り出されるため、正負対称のヒステリシスカー
ブ上で動作するためにトランスの偏磁作用が生じないた
めコア損失が少なく、PIT,PRTの発熱が押さえられる。
流I0で、２次側がセンタータップ方式の両波整流で出力
電圧が取り出されるため、正負対称のヒステリシスカー
ブ上で動作するためにトランスの偏磁作用が生じないた
めコア損失が少なく、PIT,PRTの発熱が押さえられる。
この発明実施例の電源システムと従来の磁束制御形第８
図とを同一負荷条件（メイン負荷125W、音声負荷40W）
で比較すると従来はfS＝80kHzで設計されPOTはN1＝60
T、N2＝60T＋60T、NAF＝16T＋16T、NC＝1200Tの巻線が
１ケの磁脚が8mm□のフェライト磁心に巻かれ、PCCはｕ
−29磁心で設計されC1は3900PF/1.8KV、C2は0.014μF/6
00V、T1は最大定格1800V（選別品）、7A、D1は1800V、3
Aで構成されていたが本発明例の場合は、fS＝40kHzで設
計され、PRTはNR＝35T、NC＝1200T、8mm□で従来のPOT
の半分の体積に小形軽量化され、PITは従来同様ｕ−29
磁心で構成されN1＝35T、NB1＝NB2＝1T、N2＝30T＋30TN
AF＝8T＋8Tが巻装され、C1＝0.12μF/400V、T1,T2は最
大定格500V、5A、D1,D2、400V、1Aにて設計可能であ
り、大幅コストダウンが可能である。
図とを同一負荷条件（メイン負荷125W、音声負荷40W）
で比較すると従来はfS＝80kHzで設計されPOTはN1＝60
T、N2＝60T＋60T、NAF＝16T＋16T、NC＝1200Tの巻線が
１ケの磁脚が8mm□のフェライト磁心に巻かれ、PCCはｕ
−29磁心で設計されC1は3900PF/1.8KV、C2は0.014μF/6
00V、T1は最大定格1800V（選別品）、7A、D1は1800V、3
Aで構成されていたが本発明例の場合は、fS＝40kHzで設
計され、PRTはNR＝35T、NC＝1200T、8mm□で従来のPOT
の半分の体積に小形軽量化され、PITは従来同様ｕ−29
磁心で構成されN1＝35T、NB1＝NB2＝1T、N2＝30T＋30TN
AF＝8T＋8Tが巻装され、C1＝0.12μF/400V、T1,T2は最
大定格500V、5A、D1,D2、400V、1Aにて設計可能であ
り、大幅コストダウンが可能である。
又従来の場合、日本国内（AC90〜120V）、米国、カナダ
（AC108〜144V）、欧州（AC200〜288V）向別にPCC,POT
を再設計して電源ブロックを構成していたが、それでも
AC電圧の上昇に伴ってI1＝5App〜7Appに増加して電力変
換効率が悪化して信頼性が乏しかった。本発明ではI1が
入力電圧の上昇に伴ってほぼ一定に制御されるためAC90
V〜144Vのセミワイドで設計してもI1＝5App〜5.3Appで
ある、このため欧州向けを全波整流でカバーできるため
全世界での電源装置が電力変換効率が良好な状態で設計
可能であり、電源ブロックの標準化、共通化が計られ、
信頼性が向上する。
（AC108〜144V）、欧州（AC200〜288V）向別にPCC,POT
を再設計して電源ブロックを構成していたが、それでも
AC電圧の上昇に伴ってI1＝5App〜7Appに増加して電力変
換効率が悪化して信頼性が乏しかった。本発明ではI1が
入力電圧の上昇に伴ってほぼ一定に制御されるためAC90
V〜144Vのセミワイドで設計してもI1＝5App〜5.3Appで
ある、このため欧州向けを全波整流でカバーできるため
全世界での電源装置が電力変換効率が良好な状態で設計
可能であり、電源ブロックの標準化、共通化が計られ、
信頼性が向上する。
負荷側短絡の異常時には垂下特性に依って出力電圧は降
下するが、さらに低電圧出力ラインの短絡時にPRTのIC
が大幅に減少するためにLRが急上昇してトランス励磁電
流I1を抑制するため、15V、36Vライン短絡にてフューズ
あるいはフューズ抵抗が不要で整流ダイオードが損傷し
ないため、サービス性の改善も計られる。
下するが、さらに低電圧出力ラインの短絡時にPRTのIC
が大幅に減少するためにLRが急上昇してトランス励磁電
流I1を抑制するため、15V、36Vライン短絡にてフューズ
あるいはフューズ抵抗が不要で整流ダイオードが損傷し
ないため、サービス性の改善も計られる。
〔発明の効果〕 従来技術では直交トランスに２次側負荷巻線が巻装
されるため磁心、ボビンピン端子数が多いのでトランス
構造が大形であり高価であったが、本発明ではPRTを可
飽和リアクタトランスとして直交構造を小形化してコス
トダウンを計る事が可能となった。
されるため磁心、ボビンピン端子数が多いのでトランス
構造が大形であり高価であったが、本発明ではPRTを可
飽和リアクタトランスとして直交構造を小形化してコス
トダウンを計る事が可能となった。
２石構成のプッシュプル動作でスイッチングトラン
ジスタとダンパーダイオードが交互にスイッチングする
ため半導体の耐圧が500V以下となり従来の1800Vと比較
して低耐圧化され特殊仕様でない一般の安価な半導体の
構成となり、同時に１次側共振コンデンサの低耐圧化、
２次側共振コンデンサの削除が可能。
ジスタとダンパーダイオードが交互にスイッチングする
ため半導体の耐圧が500V以下となり従来の1800Vと比較
して低耐圧化され特殊仕様でない一般の安価な半導体の
構成となり、同時に１次側共振コンデンサの低耐圧化、
２次側共振コンデンサの削除が可能。
AC入力電圧の上昇、負荷が軽くなってもPRTのイン
ダクタンスが増大して制御されるためセミワイド、ワイ
ドレンジの設計が可能で電源ブロックの標準化、共通化
が可能。
ダクタンスが増大して制御されるためセミワイド、ワイ
ドレンジの設計が可能で電源ブロックの標準化、共通化
が可能。
従来は１石構成のためPCCとPOTが偏磁されていた
が、本発明例でPITとPRTは偏磁されない。
が、本発明例でPITとPRTは偏磁されない。
従来は低電圧ライン短絡時に保護回路素子が必要で
あったが本発明ではその必要がない。
あったが本発明ではその必要がない。
第１図は本発明の一例の構成図、第２図〜第７図はその
説明のための図、第８図、第９図は従来の装置の説明の
ための図である。 PITは絶縁コンバータトランス、PRTは可飽和リアクター
トランスである。
説明のための図、第８図、第９図は従来の装置の説明の
ための図である。 PITは絶縁コンバータトランス、PRTは可飽和リアクター
トランスである。
Claims (1)
- 【請求項１】スイッチングトランジスタとダイオードと
が並列に接続された並列回路を２組設けて直列に接続
し、その直列接続された両端に直流入力電源を接続する
と共に、上記直列接続された接続点を絶縁コンバータト
ランスの１次巻線、可飽和リアクタトランス、及び直列
共振コンデンサとで構成される直列共振回路を介して接
地して構成される自励発振形の磁束制御形絶縁電源回路
において、上記可飽和リアクタトランスとして直交形の
可飽和リアクタトランスを用い、上記絶縁コンバータト
ランスの１次巻線を上記並列回路のスイッチングトラン
ジスタにより交互にプッシュプル動作でスイッチングし
共振動作させ、そのスイッチング周波数が上記直列共振
回路の共振周波数より高く選定され、上記絶縁コンバー
タトランスの２次巻線に発生する交流を両波整流して直
流出力電圧を取り出し、この直流出力電圧の変動に応じ
て、上記可飽和リアクタトランスの磁束を制御して上記
直列共振回路の共振周波数をコントロールして出力電圧
の安定化を計るようにした磁束制御形絶縁電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59215854A JPH0710168B2 (ja) | 1984-10-15 | 1984-10-15 | 磁束制御形絶縁電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59215854A JPH0710168B2 (ja) | 1984-10-15 | 1984-10-15 | 磁束制御形絶縁電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6194566A JPS6194566A (ja) | 1986-05-13 |
| JPH0710168B2 true JPH0710168B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=16679372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59215854A Expired - Fee Related JPH0710168B2 (ja) | 1984-10-15 | 1984-10-15 | 磁束制御形絶縁電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0710168B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2057168A (en) * | 1979-08-28 | 1981-03-25 | Hewlett Packard Co | Power supplies |
| JPS5751234A (en) * | 1980-09-09 | 1982-03-26 | Toshiba Corp | Lead alloy |
-
1984
- 1984-10-15 JP JP59215854A patent/JPH0710168B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6194566A (ja) | 1986-05-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |