JPS6194566A - 磁束制御形絶縁電源回路 - Google Patents
磁束制御形絶縁電源回路Info
- Publication number
- JPS6194566A JPS6194566A JP21585484A JP21585484A JPS6194566A JP S6194566 A JPS6194566 A JP S6194566A JP 21585484 A JP21585484 A JP 21585484A JP 21585484 A JP21585484 A JP 21585484A JP S6194566 A JPS6194566 A JP S6194566A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- series
- power supply
- winding
- controlled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
電子機器に供給する磁束制御形絶縁電源スイッチングレ
ギュレータに関するものご特に負１ｉＩ電力が１２０Ｗ
以上の場合にスイッチング素子、共振コンデンサの耐電
圧の低下と可飽和リアクタトランスの小形軽量化を計っ
て電飾ブロックのコストダウンと制御範囲を拡大して国
内、米国地域、あるいは欧州地域までカバーするワイド
レンジ化を１′＋Ｊ能とし、負荷短絡時の保護素子が不
要である電源システムに関する。
ギュレータに関するものご特に負１ｉＩ電力が１２０Ｗ
以上の場合にスイッチング素子、共振コンデンサの耐電
圧の低下と可飽和リアクタトランスの小形軽量化を計っ
て電飾ブロックのコストダウンと制御範囲を拡大して国
内、米国地域、あるいは欧州地域までカバーするワイド
レンジ化を１′＋Ｊ能とし、負荷短絡時の保護素子が不
要である電源システムに関する。
本願出願人ば先に以−トのような型銑回路を提案した（
特願昭５８−１９６５０９号）。
特願昭５８−１９６５０９号）。
従来の磁束制御形絶縁電源システムの回路図を第９図に
示す。これに構成される磁束制御用直交形出カドランス
（ＰＯＴ）の構造図を第１θ図に示す。従来例はＸ−Ｙ
電源システムとして自励発振方式直交トランス制御１石
構成が、回路構成が簡単、ノイズ不要ｌ！＋＋、ｌ射が
少ない、高効率、大音声出力負荷に耐える等の特長で数
多くカラーテレビジョン等の電源装置とし゛ζ実用化さ
れてきたが下記の欠点、問題点がある。
示す。これに構成される磁束制御用直交形出カドランス
（ＰＯＴ）の構造図を第１θ図に示す。従来例はＸ−Ｙ
電源システムとして自励発振方式直交トランス制御１石
構成が、回路構成が簡単、ノイズ不要ｌ！＋＋、ｌ射が
少ない、高効率、大音声出力負荷に耐える等の特長で数
多くカラーテレビジョン等の電源装置とし゛ζ実用化さ
れてきたが下記の欠点、問題点がある。
一般に負荷電力が１００Ｗ以上の場合、トランス励磁電
流の増加を押えてスイッチング素子、ＡＣ整流平滑コン
デンサの発熱を低減するために国内、米国地域のＡＣ入
力端子では第９図の如＜ＡＣ整流は倍圧整流方式が採用
されるので整流平滑直流′電圧はＦ、１＝１８０〜４０
０Ｖである。この条件で第９図の場合、 ■ 国内向けＡ Ｃ９０〜１２０Ｖでスイッチングトラ
ンジスタＴ１、ダンパーダイオードＤ１．１次側並列共
振コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃｐが１７００Ｖ Ｐに
達するので高耐圧の１８００Ｖ保証の部品が必要となり
、高価である。又米国向けではチョークコイル（Ｆ Ｃ
Ｃ）のインダクタンス増加、あるいはＣ１の容量増加に
てＡＣ１０８〜１４４■にてＶｃｐ≦１７００Ｖを設計
し、欧州向けではＡＣ１８０〜２８８Ｖを全波整流方式
−（： Ｖ ｃｐ≦１７００■とするために自励発振周
波数を制御してそれぞれ設計された ■ 第１０図のＰＯＴは２次側負荷巻線Ｎ２．Ｎ３が巻
装されるため巻面積が増大してフェライト磁心の増加、
２次巻線用ピン端子のためトランスが大形となり高価格 ■ ＡＣ電圧の上昇、負荷が軽くなった場合、１） Ｏ
Ｔのインダクタンスの減少により、１１が増加するため
電力損失が増大し制御範囲が制約されワイドレンジ化が
困難 ■ 低電圧出カラインが短絡の場合、整流ダイオード保
護用のフユーズ、フユーズ抵抗が必要。
流の増加を押えてスイッチング素子、ＡＣ整流平滑コン
デンサの発熱を低減するために国内、米国地域のＡＣ入
力端子では第９図の如＜ＡＣ整流は倍圧整流方式が採用
されるので整流平滑直流′電圧はＦ、１＝１８０〜４０
０Ｖである。この条件で第９図の場合、 ■ 国内向けＡ Ｃ９０〜１２０Ｖでスイッチングトラ
ンジスタＴ１、ダンパーダイオードＤ１．１次側並列共
振コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃｐが１７００Ｖ Ｐに
達するので高耐圧の１８００Ｖ保証の部品が必要となり
、高価である。又米国向けではチョークコイル（Ｆ Ｃ
Ｃ）のインダクタンス増加、あるいはＣ１の容量増加に
てＡＣ１０８〜１４４■にてＶｃｐ≦１７００Ｖを設計
し、欧州向けではＡＣ１８０〜２８８Ｖを全波整流方式
−（： Ｖ ｃｐ≦１７００■とするために自励発振周
波数を制御してそれぞれ設計された ■ 第１０図のＰＯＴは２次側負荷巻線Ｎ２．Ｎ３が巻
装されるため巻面積が増大してフェライト磁心の増加、
２次巻線用ピン端子のためトランスが大形となり高価格 ■ ＡＣ電圧の上昇、負荷が軽くなった場合、１） Ｏ
Ｔのインダクタンスの減少により、１１が増加するため
電力損失が増大し制御範囲が制約されワイドレンジ化が
困難 ■ 低電圧出カラインが短絡の場合、整流ダイオード保
護用のフユーズ、フユーズ抵抗が必要。
従来の装置は上述のように構成されていた。このため、
■ 国内向けＡ Ｃ９０〜１２０■でスイッチングトラ
ンジスタＴ１、ダンパーダイオードＤ１．１次側並列共
振コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃｐが１７００Ｖ Ｐに
達するので高耐圧の１８００Ｖ保証の部品がひつようと
なり、同価である。又米国向けではチョークコイル（Ｐ
ＣＣ）のインダクタンス増加、あるいはＣ１の容量増加
にてＡＣ１０８〜１４４ＶにてＶｃｐ≦１７００Ｖを設
計し、欧州向けてはＡＣ１８０〜２８８■を全波整流方
式でＶｃｐ≦１７００Ｖとするために自励発振周波数を
制御してそれぞれ設置１された （役 第１０図のＰＯＴは２次側負荷巻線Ｎ２．Ｎ３が
巻装されるため巻面積が増大してフェライト磁心の増加
、２次巻線用ピン端子のためトランスが人形となりＴＩ
Ｊ１価格 （■ ＡＣ電化の上昇、負荷が軽くなった場合、１）
ＯＴのインダクタンスの減少により、１１が増加するた
め電力１Ｄ失が増大し制御範囲が制約されワイドレンジ
化が困難 ■ 低電圧出カラインが短絡の場合、整流ダイオード保
罎用のフェーズ、フユーズ抵抗が必要などの問題点があ
った。
ンジスタＴ１、ダンパーダイオードＤ１．１次側並列共
振コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃｐが１７００Ｖ Ｐに
達するので高耐圧の１８００Ｖ保証の部品がひつようと
なり、同価である。又米国向けではチョークコイル（Ｐ
ＣＣ）のインダクタンス増加、あるいはＣ１の容量増加
にてＡＣ１０８〜１４４ＶにてＶｃｐ≦１７００Ｖを設
計し、欧州向けてはＡＣ１８０〜２８８■を全波整流方
式でＶｃｐ≦１７００Ｖとするために自励発振周波数を
制御してそれぞれ設置１された （役 第１０図のＰＯＴは２次側負荷巻線Ｎ２．Ｎ３が
巻装されるため巻面積が増大してフェライト磁心の増加
、２次巻線用ピン端子のためトランスが人形となりＴＩ
Ｊ１価格 （■ ＡＣ電化の上昇、負荷が軽くなった場合、１）
ＯＴのインダクタンスの減少により、１１が増加するた
め電力１Ｄ失が増大し制御範囲が制約されワイドレンジ
化が困難 ■ 低電圧出カラインが短絡の場合、整流ダイオード保
罎用のフェーズ、フユーズ抵抗が必要などの問題点があ
った。
本発明は、１組のスイッチングトランジスタとダイオー
ドとがもう１組のスイッチングトランジスタとダイオー
ドと直列に接続され直流入力電源と結合し、スイッチン
グ素子の中点から絶縁コンバータトランスの１次巻線と
可飽和リアクタトランスの被制御巻線と直列共振コンデ
ンサとが直列に接続され接地されるスイッチング電源回
路において１次側は半導体素子が交互にプッシュプル動
作でスイッチングしスイッチング周波数が直列共振回路
の共振周波数より高く選定されコンバータトランスの２
次巻線から両波整流で直流出力電圧が取り出され、出力
電圧の変動に応じて可飽和リアクタトランスの磁束が制
御されて回路の直列共振周波数をコントロールする様に
した磁束制御形絶縁電源回路である。
ドとがもう１組のスイッチングトランジスタとダイオー
ドと直列に接続され直流入力電源と結合し、スイッチン
グ素子の中点から絶縁コンバータトランスの１次巻線と
可飽和リアクタトランスの被制御巻線と直列共振コンデ
ンサとが直列に接続され接地されるスイッチング電源回
路において１次側は半導体素子が交互にプッシュプル動
作でスイッチングしスイッチング周波数が直列共振回路
の共振周波数より高く選定されコンバータトランスの２
次巻線から両波整流で直流出力電圧が取り出され、出力
電圧の変動に応じて可飽和リアクタトランスの磁束が制
御されて回路の直列共振周波数をコントロールする様に
した磁束制御形絶縁電源回路である。
上述の装置によれば、
■ トランス１ｙＩＩＪ磁電流制御川１−ランス（ＰＲ
Ｔ）は可飽和リアクタトランス（直交あるいは［！、
ＬＦ。
Ｔ）は可飽和リアクタトランス（直交あるいは［！、
ＬＦ。
形）で構成され制御巻線Ｎｃ、被制御巻線ＮＲのめでビ
ン端子の低減、フェライト磁心の低減て小形軽量化され
コストダウンが計られる。
ン端子の低減、フェライト磁心の低減て小形軽量化され
コストダウンが計られる。
■ トランスの励磁は、２石構成のスイッチングトラン
ジスタとダンパーダイオードがプッシュプル動作で交互
に０Ｎ−ＯＦＦを繰り返し、１次側直列共振回路の正負
対称な共振電流で励磁されるため、従来のＦＣＣ，ＰＯ
Ｔが正負非対称な励４４１電流のため磁心の動作ヒステ
リシスカーブは偏磁曲線で動作し磁心損失が大きかった
が、本例では偏磁がなく、ＰＩＴ、ＰＲＴの発熱がない
。
ジスタとダンパーダイオードがプッシュプル動作で交互
に０Ｎ−ＯＦＦを繰り返し、１次側直列共振回路の正負
対称な共振電流で励磁されるため、従来のＦＣＣ，ＰＯ
Ｔが正負非対称な励４４１電流のため磁心の動作ヒステ
リシスカーブは偏磁曲線で動作し磁心損失が大きかった
が、本例では偏磁がなく、ＰＩＴ、ＰＲＴの発熱がない
。
■ ２石構成のプソシュプルスイソチング方式のためス
イッチングトランジスタ、ダンパーダイオード直列共振
コンデンサの耐圧が整流直流入力電圧以下の５００■で
良く信頼性が向上するなどの効果がある。またこれによ
って、■直交トランスの小形軽量化、構成部品の低耐圧
化によってコストダウンが計られる。■制御範囲の拡大
と低耐圧化によって、セミワイド、ワイドレンジでの設
計が可能、■トランスの偏磁がないので発熱低下、■低
電圧ライン短１８でフェイルセーフであるのでサービス
性が向上する。
イッチングトランジスタ、ダンパーダイオード直列共振
コンデンサの耐圧が整流直流入力電圧以下の５００■で
良く信頼性が向上するなどの効果がある。またこれによ
って、■直交トランスの小形軽量化、構成部品の低耐圧
化によってコストダウンが計られる。■制御範囲の拡大
と低耐圧化によって、セミワイド、ワイドレンジでの設
計が可能、■トランスの偏磁がないので発熱低下、■低
電圧ライン短１８でフェイルセーフであるのでサービス
性が向上する。
本発明の実施例である磁束制御形絶縁型銑システムの回
路図を第１図に磁束制御用可飽和リアクタトランスの構
造図を第２図にボす。
路図を第１図に磁束制御用可飽和リアクタトランスの構
造図を第２図にボす。
これらの図に示す様にスイッチングトランジスタＴ□と
ダンパーダイオ−１” Ｄ ｔとが並列に接続され、こ
れと直列にトランジスタＴ２とダイオードＤ２の並列接
続されたスイッチング素子が直流入力電源Ｅｉと直列に
接続されて、スイッチング素子の中点から絶縁コンバー
タトランス（ＰＩＴ）に１次巻線Ｎ１と可飽和リアクタ
トランス（ＰＲＴ）の被制御巻線ＮＲと直列共振コンデ
ンサＣ１とが直列に接続され、さらにそれぞれのスイッ
チングトランジスタＴ１．Ｔ２は交互にプッシュプル動
作をデユーティ比ｌ：１で繰り返ず様にＰＩＴのＮ１上
に励振巻線ＮＢ□、ＮＢ２が巻かれ、自動発振周波数決
定用ベース時定数直列共振回路ＬＢ□。
ダンパーダイオ−１” Ｄ ｔとが並列に接続され、こ
れと直列にトランジスタＴ２とダイオードＤ２の並列接
続されたスイッチング素子が直流入力電源Ｅｉと直列に
接続されて、スイッチング素子の中点から絶縁コンバー
タトランス（ＰＩＴ）に１次巻線Ｎ１と可飽和リアクタ
トランス（ＰＲＴ）の被制御巻線ＮＲと直列共振コンデ
ンサＣ１とが直列に接続され、さらにそれぞれのスイッ
チングトランジスタＴ１．Ｔ２は交互にプッシュプル動
作をデユーティ比ｌ：１で繰り返ず様にＰＩＴのＮ１上
に励振巻線ＮＢ□、ＮＢ２が巻かれ、自動発振周波数決
定用ベース時定数直列共振回路ＬＢ□。
ＣＩ’ｔｌ 、 ＲＲ１、’−Ｒ７＋ ＣＢ２＋
ＲＲ２がまったく等しい定数で構成されている。２次側
はＰＩＴのＮ＋と絶縁し−ＣＮ２．Ｎ３とが巻装され重
負荷へ出力電圧を供給するの、に全波整流方式で直流出
力電圧を取り出し、Ｐ ＲＴの制御巻線の制御はＱ３
トランジスタで誤差電圧を検出してＱ４ トランジスタ
でｊ＋ｌｔ ｑ〒、１し第３図にボず用に負イＭｌ電流
１ｃの変動、ＡＣ入力電圧の変化に依って実線で示した
如く直流制御電流Ｉｃが変化して低電圧直流出力電圧、
ＬＬ ｏ ＋ Ｅ ｏ −Ｌ Ａｐ・・・等が得られ
る。制御電流ＩＣの変化は従来のＸ−Ｙ電源の場合とま
ったく逆゛ζあるので制御用トランジスタＱ３．Ｑ４は
逆極性である。
ＲＲ２がまったく等しい定数で構成されている。２次側
はＰＩＴのＮ＋と絶縁し−ＣＮ２．Ｎ３とが巻装され重
負荷へ出力電圧を供給するの、に全波整流方式で直流出
力電圧を取り出し、Ｐ ＲＴの制御巻線の制御はＱ３
トランジスタで誤差電圧を検出してＱ４ トランジスタ
でｊ＋ｌｔ ｑ〒、１し第３図にボず用に負イＭｌ電流
１ｃの変動、ＡＣ入力電圧の変化に依って実線で示した
如く直流制御電流Ｉｃが変化して低電圧直流出力電圧、
ＬＬ ｏ ＋ Ｅ ｏ −Ｌ Ａｐ・・・等が得られ
る。制御電流ＩＣの変化は従来のＸ−Ｙ電源の場合とま
ったく逆゛ζあるので制御用トランジスタＱ３．Ｑ４は
逆極性である。
この電源回路システムの動作原理を説明すると第４図に
おいてＴ１がＯＮの時ＬＲ，Ｃｔ、Ｌｔの直列共振回路
に電圧Ｅｉが加わり、半周期後には′■゛２がＯＮして
接地される。すなわちＴｔＯＮ明間に直列共振回路に必
要なエネルギーを直流電源から加え、Ｔ”２ＯＮ期間に
エネルギーを消費させ共振電流が１？’ｒ続することと
なる。無負１１１時には電源Ｅｉから流出する平均電流
は零になるためタイオードＤ１とＴ１に流れる電流■１
は同しで、負荷が重くなるにつれてＤｌよりＴ１に流れ
る電流が多くなる。これらの動作波形を第５図に示す。
おいてＴ１がＯＮの時ＬＲ，Ｃｔ、Ｌｔの直列共振回路
に電圧Ｅｉが加わり、半周期後には′■゛２がＯＮして
接地される。すなわちＴｔＯＮ明間に直列共振回路に必
要なエネルギーを直流電源から加え、Ｔ”２ＯＮ期間に
エネルギーを消費させ共振電流が１？’ｒ続することと
なる。無負１１１時には電源Ｅｉから流出する平均電流
は零になるためタイオードＤ１とＴ１に流れる電流■１
は同しで、負荷が重くなるにつれてＤｌよりＴ１に流れ
る電流が多くなる。これらの動作波形を第５図に示す。
出力回路が直列共振回路になっているために出力電圧の
制御は共１辰回路の１ｏ−ｆ特性を利用して回路の共振
周波数ｆｏを可飽和リアクタトランスのｌ、Ｒを可変し
て行なわれる。今ＤＣｆＩ（ｔｉｉの変わりに第６図の
様にＬｌの両端に負荷（氏抗ＲＬを接続したＡＣ負荷に
ついて考えてみる。
制御は共１辰回路の１ｏ−ｆ特性を利用して回路の共振
周波数ｆｏを可飽和リアクタトランスのｌ、Ｒを可変し
て行なわれる。今ＤＣｆＩ（ｔｉｉの変わりに第６図の
様にＬｌの両端に負荷（氏抗ＲＬを接続したＡＣ負荷に
ついて考えてみる。
端子ａ、ｂからみたインピーダンスＩＺ１の周波数特性
は計算の結果第７図Ａの様になる。すなわら負荷が重く
なるほど回路の共振周波数（ｆ。
は計算の結果第７図Ａの様になる。すなわら負荷が重く
なるほど回路の共振周波数（ｆ。
：ＩＺｌが最少となる周波数）は上界することがわかる
。これを第７図Ｂにボず。このごとはＩＺｌの代わりに
共振電流ｉｏの周波数特性、第７１’／Ｉ Ｃをみると
スイッチング周波数１３．〉回路の共振周波数ｆｏに選
ぶと負荷が重くなるに従−２で自ら出力電圧Ｖｏの低−
トを補止するように働くことがわかる。ｆｇ＜ｆｏの場
合は逆に負６：ｆの増加に従ってＶｏはより低下する。
。これを第７図Ｂにボず。このごとはＩＺｌの代わりに
共振電流ｉｏの周波数特性、第７１’／Ｉ Ｃをみると
スイッチング周波数１３．〉回路の共振周波数ｆｏに選
ぶと負荷が重くなるに従−２で自ら出力電圧Ｖｏの低−
トを補止するように働くことがわかる。ｆｇ＜ｆｏの場
合は逆に負６：ｆの増加に従ってＶｏはより低下する。
このようにｒ、＞［ｏの範囲でｆｏをＬＲに依って１１
］変Ｊることによって出力電圧を調整する事がｒＩＪ能
である。又負荷が市くなるにつれて第５図に示す様に共
振電流１ｏの位相が進み、１１は軽負ｊ’＋：ｊではま
ずＤ１電流が流れ続いてＴ１がＯＮする。最大負イ奇出
力Ｐ。ＭａｘではＤｌ、Ｄ２電流が零になり全電流はＴ
１．Ｔ２を流れ、これよりさらに負イｉ：ｙが市くなっ
ても出力電圧は低電するいわゆる垂下特性を持っζいる
ので負荷短絡時でも保護回１洛が不要である。
］変Ｊることによって出力電圧を調整する事がｒＩＪ能
である。又負荷が市くなるにつれて第５図に示す様に共
振電流１ｏの位相が進み、１１は軽負ｊ’＋：ｊではま
ずＤ１電流が流れ続いてＴ１がＯＮする。最大負イ奇出
力Ｐ。ＭａｘではＤｌ、Ｄ２電流が零になり全電流はＴ
１．Ｔ２を流れ、これよりさらに負イｉ：ｙが市くなっ
ても出力電圧は低電するいわゆる垂下特性を持っζいる
ので負荷短絡時でも保護回１洛が不要である。
又スイッチングトランジスタＴ１．Ｔ２ 、ダンパーダ
イオ−ｔ”Ｄｘ 、Ｄ２に印加されるパルス電圧は原理
的に直流入力電圧Ｅｉが最大値であるのごＥ ＋Ｍａｘ
−４００Ｖの場合、１次側直列共振コンデンザＣ１も含
めて全て５００■の構成部品で可能である。
イオ−ｔ”Ｄｘ 、Ｄ２に印加されるパルス電圧は原理
的に直流入力電圧Ｅｉが最大値であるのごＥ ＋Ｍａｘ
−４００Ｖの場合、１次側直列共振コンデンザＣ１も含
めて全て５００■の構成部品で可能である。
又■次側トランス励磁回路は第５図の共振電流はＩＥ弦
波状で常に滑らかであり、スイッチングトランジスタＴ
１．Ｔ２の励振回路も直列共振によって構成される正弦
波状の電流であるために電界によるノイズ不要輻射が少
ない。
波状で常に滑らかであり、スイッチングトランジスタＴ
１．Ｔ２の励振回路も直列共振によって構成される正弦
波状の電流であるために電界によるノイズ不要輻射が少
ない。
さらにトランス（ＰＩＴ、ＰＲＴ）は１次側が第５図の
共振電流ｉｏで、２次側がセンタータップ方式の両波整
流で出力電圧が取り出されるため、正負対称のヒステリ
シスカーブ上で動作するためにトランスの偏磁作用が生
じないためコア損失か少なく、ＰＩＴ、ＰＲＴの発熱が
押さえられる。
共振電流ｉｏで、２次側がセンタータップ方式の両波整
流で出力電圧が取り出されるため、正負対称のヒステリ
シスカーブ上で動作するためにトランスの偏磁作用が生
じないためコア損失か少なく、ＰＩＴ、ＰＲＴの発熱が
押さえられる。
この発明実施例の電源システムと従来の磁束制御形第９
図とを同一負荷条件（７，１ン負荷１２５Ｗ、音声負荷
４０Ｗ）で比較すると従来はｆ ５−８０ｋＨｚで設計
されＰＯＴはＮ１−・６０Ｔ 、 Ｎ ２ ＝ ６０’
Ｉ” ＋ ６０Ｔ 。
図とを同一負荷条件（７，１ン負荷１２５Ｗ、音声負荷
４０Ｗ）で比較すると従来はｆ ５−８０ｋＨｚで設計
されＰＯＴはＮ１−・６０Ｔ 、 Ｎ ２ ＝ ６０’
Ｉ” ＋ ６０Ｔ 。
Ｎ ＡＦ＝ １６Ｔ ＋ １６Ｔ 、 Ｎ ｃ ＝ １
２００１”の巻線が１ケの磁脚が８鶴口のフェライト磁
心に巻かれ、ＰＣＣはｕ−２９磁心で設計されＣ１は３
９００Ｐｌｉ／ １．８ＫＶ、Ｃ２は０．０１４μＦ／
６００Ｖ、Ｔ＋は最大定格１８００Ｖ（選別品）、７Ａ
、Ｄｔは１８００Ｖ、３Ａで構成されていたが本発明例
の場合は、ｆ ｓ ＝ ４０ｋｌｌｚで設計され、ＰＲ
ＴはＮ Ｒ＝ ３５Ｔ 、 Ｎ ｃ ＝ １２００Ｔ
１ＢＩＩｍ口で従来のＰＯＴの半分の体積に小形軽、９
化され、ＰＩＴは従来同様ｕ−２９磁心で構成されＮ＋
−３５Ｔ、 ＮＢ１＝ＮＢ２＝ Ｉ Ｔ、、 Ｎ２
＝３０Ｔ ＋３０ＴＮＡＦ−８Ｔ＋８Ｔが巻装され、Ｃ
ｓ ＝０．１２μＦ／４００■、Ｔ１．Ｔ２は最大定格
５００■、５Ａ、ＤＩ、Ｄ２．４００■、ＩＡにて設計
可能であり、大幅コストダウンが可能である。
２００１”の巻線が１ケの磁脚が８鶴口のフェライト磁
心に巻かれ、ＰＣＣはｕ−２９磁心で設計されＣ１は３
９００Ｐｌｉ／ １．８ＫＶ、Ｃ２は０．０１４μＦ／
６００Ｖ、Ｔ＋は最大定格１８００Ｖ（選別品）、７Ａ
、Ｄｔは１８００Ｖ、３Ａで構成されていたが本発明例
の場合は、ｆ ｓ ＝ ４０ｋｌｌｚで設計され、ＰＲ
ＴはＮ Ｒ＝ ３５Ｔ 、 Ｎ ｃ ＝ １２００Ｔ
１ＢＩＩｍ口で従来のＰＯＴの半分の体積に小形軽、９
化され、ＰＩＴは従来同様ｕ−２９磁心で構成されＮ＋
−３５Ｔ、 ＮＢ１＝ＮＢ２＝ Ｉ Ｔ、、 Ｎ２
＝３０Ｔ ＋３０ＴＮＡＦ−８Ｔ＋８Ｔが巻装され、Ｃ
ｓ ＝０．１２μＦ／４００■、Ｔ１．Ｔ２は最大定格
５００■、５Ａ、ＤＩ、Ｄ２．４００■、ＩＡにて設計
可能であり、大幅コストダウンが可能である。
又従来の場合、日本国内（ＡＣ９０〜１２０Ｖ）、米国
、カナダ（Ａ Ｃ１０８〜１４４Ｖ） 、欧州（ＡＣ２
００〜２８８Ｖ）量刑にＦＣＣ，ＰＯＴを再設計して電
源ブロックを構成していたが、それでもＡＣ′屯圧電圧
−昇に伴ってＩｔ ＝５Ａｐｐ〜７Ａｐｐに増加して電
力変換効率が悪化して信頼性が乏しかった。
、カナダ（Ａ Ｃ１０８〜１４４Ｖ） 、欧州（ＡＣ２
００〜２８８Ｖ）量刑にＦＣＣ，ＰＯＴを再設計して電
源ブロックを構成していたが、それでもＡＣ′屯圧電圧
−昇に伴ってＩｔ ＝５Ａｐｐ〜７Ａｐｐに増加して電
力変換効率が悪化して信頼性が乏しかった。
本発明では１１が入力端子の上昇に伴ってほぼ一定に制
御されるためＡ Ｃ９０Ｖ〜１４４Ｖのセミワイドで設
計してもＩ＋＝５Ａｐｐ〜５．３Ａ ｐｐである、この
ため欧州向けを全波整流でカバーできるため全ｌｕ界で
の電源装置が電力変換効率が良好な状態で設計可能であ
り、電源ブロックの標準化、共通化がｉ１″られ、信頼
性が向上する。
御されるためＡ Ｃ９０Ｖ〜１４４Ｖのセミワイドで設
計してもＩ＋＝５Ａｐｐ〜５．３Ａ ｐｐである、この
ため欧州向けを全波整流でカバーできるため全ｌｕ界で
の電源装置が電力変換効率が良好な状態で設計可能であ
り、電源ブロックの標準化、共通化がｉ１″られ、信頼
性が向上する。
負＋ｉｉｆ側短絡の界雷時には垂下特性に依って出力電
圧は降下するが、さらに低電圧出カラインの短絡時にＰ
ＲＴのＩＣが大幅に減少するためにＬＲが急上昇してト
ランス励磁電流１１を抑制するため、’１５Ｖ、 ３６
Ｖライン短絡にてフユーズあるいはフユーズ抵抗が不要
で整流ダイオードが損傷しないため、サービス性の改善
も計られる。
圧は降下するが、さらに低電圧出カラインの短絡時にＰ
ＲＴのＩＣが大幅に減少するためにＬＲが急上昇してト
ランス励磁電流１１を抑制するため、’１５Ｖ、 ３６
Ｖライン短絡にてフユーズあるいはフユーズ抵抗が不要
で整流ダイオードが損傷しないため、サービス性の改善
も計られる。
本発明の他の実施例として第１図のＮ２巻線と並列に並
列共振コンデン′＋Ｏｚ（点線で示す）を接続する事で
ある。Ｃ２を附加する串に依ってさらに２次側交流出力
電圧がＮ２のインダクタンスと０２との並列共振周波数
を１次側直列共振周波数ｆ−０とほぼ等しく選定する事
に依って、上昇するので最大負萄亀力が増大する効果が
ある。
列共振コンデン′＋Ｏｚ（点線で示す）を接続する事で
ある。Ｃ２を附加する串に依ってさらに２次側交流出力
電圧がＮ２のインダクタンスと０２との並列共振周波数
を１次側直列共振周波数ｆ−０とほぼ等しく選定する事
に依って、上昇するので最大負萄亀力が増大する効果が
ある。
第８図は本発明の他の実施例を示す。この場合は、ＰＩ
ＴＯＮＩＳ線とＰＲＴのＮ８巻線とが並列に接続されて
構成される場合、あるいは発振回路を他励方式として外
部同期をとり、発振、ドライブの構成で７１．Ｔ２をド
ライブする手段でもｒＪＪ能である。
ＴＯＮＩＳ線とＰＲＴのＮ８巻線とが並列に接続されて
構成される場合、あるいは発振回路を他励方式として外
部同期をとり、発振、ドライブの構成で７１．Ｔ２をド
ライブする手段でもｒＪＪ能である。
■ 従来技術では直交トランスに２次側負荷巻線が巻装
れるため磁心、ボビンビン端子数が多いのでトランス構
造が大形であり高価であったが、本発明ではＰ ＲＴを
可飽和リアクタトランスとして直交あるいはＥＥ溝構造
小形化してコストダウンを計る事が可能となった。
れるため磁心、ボビンビン端子数が多いのでトランス構
造が大形であり高価であったが、本発明ではＰ ＲＴを
可飽和リアクタトランスとして直交あるいはＥＥ溝構造
小形化してコストダウンを計る事が可能となった。
（の ２イコ構成のブツシュプル動作でスイッチングト
ランジスタとダンパーダイオードが交互にスイッチング
するため半導体の耐圧が５００■以］・となり従来の１
８００Ｖと比較して低耐圧化され特殊仕様でない一般の
安価な半導体の構成となり、同時に１次側共振コンデン
サの低耐圧化、２次側共振コンデンサの削除が可能。
ランジスタとダンパーダイオードが交互にスイッチング
するため半導体の耐圧が５００■以］・となり従来の１
８００Ｖと比較して低耐圧化され特殊仕様でない一般の
安価な半導体の構成となり、同時に１次側共振コンデン
サの低耐圧化、２次側共振コンデンサの削除が可能。
■ ＡＣ入力電圧の上昇、負荷が軽くなってもＰＲＴの
インダクタンスが増大して制御されるためセミワイド、
ワイドレンジの設計が可能で′電源ブロックの標準化、
共通化が可能。
インダクタンスが増大して制御されるためセミワイド、
ワイドレンジの設計が可能で′電源ブロックの標準化、
共通化が可能。
（つ 従来は１石構成のためＰＣＣとＰＯＴが偏磁され
ていたが、本発明例でＰＩＴとＰＲＴば偏磁されない。
ていたが、本発明例でＰＩＴとＰＲＴば偏磁されない。
■ 従来は低電圧ライン短絡時に保護回路素子が必要で
あったが本発明ではその必要がない。
あったが本発明ではその必要がない。
第１図は本発明の一例の構成図、第２図〜第８図はその
説明のための図、第９し１、第１０図は従来の装置の説
明のための図である。 ＰＩＴは絶縁コンバータトランス、Ｐ ＲＴは可飽和リ
アクタートランスである。 Ｉｃ（ｍＡ＞ 第５図
説明のための図、第９し１、第１０図は従来の装置の説
明のための図である。 ＰＩＴは絶縁コンバータトランス、Ｐ ＲＴは可飽和リ
アクタートランスである。 Ｉｃ（ｍＡ＞ 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、１組のスイッチングトランジスタとダイオードとが
もう１組のスイッチングトランジスタとダイオードと直
列に接続され直流入力電源と結合し、スイッチング素子
の中点から絶縁コンバータトランスの１次巻線と可飽和
リアクタトランスの被制御巻線と直列共振コンデンサと
が直列に接続され接地される磁束制御形絶縁電源回路に
おいて１次側は半導体素子が交互にプッシュプル動作で
スイッチングしスイッチング周波数が直列共振回路の共
振周波数より高く選定されコンバータトランスの２次巻
線から両波整流で直流出力電圧が取り出され、出力電圧
の変動に応じて可飽和リアクタトランスの磁束が制御さ
れて回路の直列共振周波数をコントロールする様にした
磁束制御形絶縁電源回路。 ２、上記特許請求の範囲第１項においてコンバータトラ
ンスの１次巻線と可飽和リアクタトランスの被制御巻線
とが並列接続した磁束制御形絶縁電源回路。 ３、特許請求の範囲第１項において発振方式が自励ある
いは他励方式の磁束制御形絶縁電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59215854A JPH0710168B2 (ja) | 1984-10-15 | 1984-10-15 | 磁束制御形絶縁電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59215854A JPH0710168B2 (ja) | 1984-10-15 | 1984-10-15 | 磁束制御形絶縁電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6194566A true JPS6194566A (ja) | 1986-05-13 |
| JPH0710168B2 JPH0710168B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=16679372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59215854A Expired - Fee Related JPH0710168B2 (ja) | 1984-10-15 | 1984-10-15 | 磁束制御形絶縁電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0710168B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5635679A (en) * | 1979-08-28 | 1981-04-08 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | Power supply |
| JPS5751234A (en) * | 1980-09-09 | 1982-03-26 | Toshiba Corp | Lead alloy |
-
1984
- 1984-10-15 JP JP59215854A patent/JPH0710168B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5635679A (en) * | 1979-08-28 | 1981-04-08 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | Power supply |
| JPS5751234A (en) * | 1980-09-09 | 1982-03-26 | Toshiba Corp | Lead alloy |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0710168B2 (ja) | 1995-02-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6687137B1 (en) | Resonant switching power supply circuit with voltage doubler output | |
| US7388760B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP4099597B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3132093B2 (ja) | 電源回路 | |
| US6370043B1 (en) | Switching power supply circuit formed as a composite resonance converter | |
| US8014177B2 (en) | Switching power supply with pulse frequency modulation control | |
| JP2002199718A (ja) | 共振型スイッチング電源装置 | |
| KR20020029904A (ko) | 스위칭 전원 회로 | |
| US5640310A (en) | Current resonance type switching power source | |
| US7158389B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2734296B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR20030047787A (ko) | 스위칭 전원회로 | |
| US5327334A (en) | Zero current switching DC-DC converter incorporating a tapped resonant inductor | |
| JP2006500889A (ja) | 複共振ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3137155B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JPS6194566A (ja) | 磁束制御形絶縁電源回路 | |
| JP3326655B2 (ja) | 電流共振型スイッチング電源 | |
| JPH08149816A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPS6236468B2 (ja) | ||
| JPH05176531A (ja) | 電源回路 | |
| JP2001136745A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH08103076A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002034250A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH02188904A (ja) | 偏磁防止変圧器 | |
| JPH10225117A (ja) | スイッチング電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |