JPH03109615A - 電圧共振型スイッチング電源 - Google Patents
電圧共振型スイッチング電源Info
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- JPH03109615A JPH03109615A JP1246917A JP24691789A JPH03109615A JP H03109615 A JPH03109615 A JP H03109615A JP 1246917 A JP1246917 A JP 1246917A JP 24691789 A JP24691789 A JP 24691789A JP H03109615 A JPH03109615 A JP H03109615A
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- Japan
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- voltage
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- voltage resonance
- switching power
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 60
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 5
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 5
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000004575 stone Substances 0.000 description 1
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、電圧共振型スイッチング電源の制御特性の改
善に関するものであり、特に入力電圧を分割する分割コ
ンデンサの実効電流の低減をはかるものである。
善に関するものであり、特に入力電圧を分割する分割コ
ンデンサの実効電流の低減をはかるものである。
〈従来の技術〉
スイッチング電源は変動する直流電圧を入力して様々な
負荷に対し一定の直流電圧を供給するものである。電圧
共振型スイッチング電源はスイッチングした電圧の変化
をＬＣ共振を利用して滑らかにする方式のもので、従来
のスイッチング方式のものと比べ、ノイズとスイッチン
グ損失が小さいことが特徴である。
負荷に対し一定の直流電圧を供給するものである。電圧
共振型スイッチング電源はスイッチングした電圧の変化
をＬＣ共振を利用して滑らかにする方式のもので、従来
のスイッチング方式のものと比べ、ノイズとスイッチン
グ損失が小さいことが特徴である。
第３図はハーフブリッジタイプの電圧共振型スイッチン
グ電源の従来例を示す構成図である。
グ電源の従来例を示す構成図である。
第３図において、Ｖｉは入力電圧、１．２は入力電圧Ｖ
ｉを２分割する分割コンデンサ、３．４は入力電圧■ｉ
の両端に直列に接続するＮ０８ＦＥＴ等の半導体スイッ
チ、５．６ ハＭＯ３ＦＥＴ ３．４のゲート・ソース
端子間に接続してＭＯ３ＦＥＴ３．４を駆動する励振電
源、７．８はＨＯ３ＦＥＴ ３．４の寄生ダイオード、
９．１０ ハＨＯｓＦＥＴ３．４のドレイン・ソース端
子間に接続する電圧共振用のコンデンサ、１１は分割コ
ンデンサ１．２の接続点にその一端が接続する電圧共振
用のインダクタ、１２はＭＯＳＦＥＴ３．４の接続点と
インダクタ１１の他端に１次巻線の両端が接続するトラ
ンス、１３．１４はトランス１２の２次巻線ｐ両端にそ
れぞれアノード側を接続する整流用ダイオード、１５．
１６は整流用ダイオード１３．１４と並列接続するスナ
バ用コンデンサ、１７は整流用ダイオード１３．１４の
カソード側にその一端が接続するチョークコイル、１８
．１９はそれぞれチョークコイル１７の他端とトランス
１２の２次巻線の中点との間に接続するフィルタ用コン
デンサ及び負荷抵抗であり、１７．１８は出力フィルタ
を構成する。
ｉを２分割する分割コンデンサ、３．４は入力電圧■ｉ
の両端に直列に接続するＮ０８ＦＥＴ等の半導体スイッ
チ、５．６ ハＭＯ３ＦＥＴ ３．４のゲート・ソース
端子間に接続してＭＯ３ＦＥＴ３．４を駆動する励振電
源、７．８はＨＯ３ＦＥＴ ３．４の寄生ダイオード、
９．１０ ハＨＯｓＦＥＴ３．４のドレイン・ソース端
子間に接続する電圧共振用のコンデンサ、１１は分割コ
ンデンサ１．２の接続点にその一端が接続する電圧共振
用のインダクタ、１２はＭＯＳＦＥＴ３．４の接続点と
インダクタ１１の他端に１次巻線の両端が接続するトラ
ンス、１３．１４はトランス１２の２次巻線ｐ両端にそ
れぞれアノード側を接続する整流用ダイオード、１５．
１６は整流用ダイオード１３．１４と並列接続するスナ
バ用コンデンサ、１７は整流用ダイオード１３．１４の
カソード側にその一端が接続するチョークコイル、１８
．１９はそれぞれチョークコイル１７の他端とトランス
１２の２次巻線の中点との間に接続するフィルタ用コン
デンサ及び負荷抵抗であり、１７．１８は出力フィルタ
を構成する。
又、ｖＯは負荷抵抗１９の両端に加わる出力電圧である
。
。
ここで、第４図は第３図の動作を説明するための動作波
形図である。なお、第４図（イ）は励振電源５の出力、
即ちＭＯＳＦＥＴ ３のゲートドライブ波形であり、ハ
イレベルの時にＮＯ３ＦＥＴ ３がオンとなる。（ロ）
図は励振電源６の出力、即ちＮ０５ＦＥＴ４のゲートド
ライブ波形であり、ハイレベルの時に１４０３ＦＥＴ４
がオンとなる。（ハ）図は１４０３ＦＥＴ３のドレイン
・ソース端子間電圧、（ニ）図はＭＯＳＦＥＴ ３を流
れる電流、（ポ）図はＭＯＳＦＥＴ４を流れる電流、（
へ）図はトランス１２の１次巻線及びインダクタ１１を
流れる電流、クト）図は分割コンデンサー又は２を流れ
る電流、（チ）図は電圧共振用コンデンサ９又は１０を
流れる電流をそれぞれ示している。
形図である。なお、第４図（イ）は励振電源５の出力、
即ちＭＯＳＦＥＴ ３のゲートドライブ波形であり、ハ
イレベルの時にＮＯ３ＦＥＴ ３がオンとなる。（ロ）
図は励振電源６の出力、即ちＮ０５ＦＥＴ４のゲートド
ライブ波形であり、ハイレベルの時に１４０３ＦＥＴ４
がオンとなる。（ハ）図は１４０３ＦＥＴ３のドレイン
・ソース端子間電圧、（ニ）図はＭＯＳＦＥＴ ３を流
れる電流、（ポ）図はＭＯＳＦＥＴ４を流れる電流、（
へ）図はトランス１２の１次巻線及びインダクタ１１を
流れる電流、クト）図は分割コンデンサー又は２を流れ
る電流、（チ）図は電圧共振用コンデンサ９又は１０を
流れる電流をそれぞれ示している。
第４図において（イ）図及び（ロ）図に示すように、Ｍ
ＯＳＦＥＴ ３．４はそれぞれ励＃Ａ電源５．６により
交互に一定時間オンされる０時刻ｔ。′Ｃ″Ｎ０３Ｆ［
１３がオンすると、１４０３ＦＥＴ３には（ニ）図に示
すような電流が流れる。負の電流は寄生ダイオード７を
流れてエネルギを入力に回生じている電流である０時刻
ｔ１でＭＯＳＦＥＴ３がオフすると、電圧共振用コンデ
ンサ９．１０とインダクタ１１により共振状態となる。
ＯＳＦＥＴ ３．４はそれぞれ励＃Ａ電源５．６により
交互に一定時間オンされる０時刻ｔ。′Ｃ″Ｎ０３Ｆ［
１３がオンすると、１４０３ＦＥＴ３には（ニ）図に示
すような電流が流れる。負の電流は寄生ダイオード７を
流れてエネルギを入力に回生じている電流である０時刻
ｔ１でＭＯＳＦＥＴ３がオフすると、電圧共振用コンデ
ンサ９．１０とインダクタ１１により共振状態となる。
この間に分割コンデンサー、２には電流が流れる。これ
がｔ 〜ｔ２の期間であす る。ｔ 〜ｔ３の期間も本来ならば共振状態にあるが、
寄生ダイオード８がオンし、電圧共振用コンデンサ１０
の両端電圧はほぼ零電圧に保持されている。即ちＭＯＳ
ＦＥＴ ３の両端には入力電圧が掛り、Ｎ０５ＦＥＴ４
の両端はほぼ零電圧になっている。この時、ＭＯＳＦＥ
Ｔ４をオンすれば（時刻ｔ３）、スイ・ｙチング損失は
非常に小さくなる。ｔ 〜ｔ４の期間は、ＭＯＳＦＥＴ
４がオンしている状態であり、ｔ２〜ｔ３の期間と同様
に分割コンデンサー、２を流れる電流がインダクタ１１
に流れこむ０Ｍ０８ＦＥＴ４をオフ（時刻１４）すると
、前記ｔ１〜ｔ２の期間と同様に、再び共振状態となり
、ＭＯＳＦＥＴ４の両＃ｉ電圧は上がってい＜（１〜ｔ
５の期間）０、ｔ〜ｔ の期間は前記ｔ２〜ｔ３の期間
と同様に６ 寄生ダイオード７のために電圧共振用コンデンサ９の両
端は零電圧を保持する。即ちＭＯＳＦＥＴ４の両端には
入力電圧が掛り、ＭＯＳＦＥＴ３の両端はほぼ零電圧に
なっている。この時、ＭＯＳＦＥＴ ３をオンすれば（
時刻ｔ６）、スイッチング損失は非常に小さくなる。こ
のような動作を繰返し、トランス１２の１次巻線には、
（へ）図に示すような励振電流が流れ、２次側にエネル
ギを伝達する。
がｔ 〜ｔ２の期間であす る。ｔ 〜ｔ３の期間も本来ならば共振状態にあるが、
寄生ダイオード８がオンし、電圧共振用コンデンサ１０
の両端電圧はほぼ零電圧に保持されている。即ちＭＯＳ
ＦＥＴ ３の両端には入力電圧が掛り、Ｎ０５ＦＥＴ４
の両端はほぼ零電圧になっている。この時、ＭＯＳＦＥ
Ｔ４をオンすれば（時刻ｔ３）、スイ・ｙチング損失は
非常に小さくなる。ｔ 〜ｔ４の期間は、ＭＯＳＦＥＴ
４がオンしている状態であり、ｔ２〜ｔ３の期間と同様
に分割コンデンサー、２を流れる電流がインダクタ１１
に流れこむ０Ｍ０８ＦＥＴ４をオフ（時刻１４）すると
、前記ｔ１〜ｔ２の期間と同様に、再び共振状態となり
、ＭＯＳＦＥＴ４の両＃ｉ電圧は上がってい＜（１〜ｔ
５の期間）０、ｔ〜ｔ の期間は前記ｔ２〜ｔ３の期間
と同様に６ 寄生ダイオード７のために電圧共振用コンデンサ９の両
端は零電圧を保持する。即ちＭＯＳＦＥＴ４の両端には
入力電圧が掛り、ＭＯＳＦＥＴ３の両端はほぼ零電圧に
なっている。この時、ＭＯＳＦＥＴ ３をオンすれば（
時刻ｔ６）、スイッチング損失は非常に小さくなる。こ
のような動作を繰返し、トランス１２の１次巻線には、
（へ）図に示すような励振電流が流れ、２次側にエネル
ギを伝達する。
この方式の特徴は、半導体スイッチ３．４がオンする時
、半導体スイッチ３．４に掛る電圧かほぼ零であること
、オフする時、共振によって立上がりがゆるやかになる
ことの２つの理由でスイッチング損失を非常に小さくす
ることができる。
、半導体スイッチ３．４に掛る電圧かほぼ零であること
、オフする時、共振によって立上がりがゆるやかになる
ことの２つの理由でスイッチング損失を非常に小さくす
ることができる。
〈発明が解決しようとする課題〉
しかしながら、上記従来技術に示すハーフブリッジタイ
プの電圧共振型スイッチング電源においては、電圧共振
用のコンデンサ９．１０を半導体スイッチ３．４の両端
に接続した構成としており、入力電圧Ｖｉを２分割する
分割コンデンサ１．２には、第４図（ト）に示すように
常に電流が流れているため、分割コンデンサに流れる実
効電流が大きくなってしまう、したがって、発熱をおさ
えるなめには分割コンデンサ１．２には許容リプル電流
の大きい大型のコンデンサが必要となり、装置の小型化
を妨げる要因となっていた。
プの電圧共振型スイッチング電源においては、電圧共振
用のコンデンサ９．１０を半導体スイッチ３．４の両端
に接続した構成としており、入力電圧Ｖｉを２分割する
分割コンデンサ１．２には、第４図（ト）に示すように
常に電流が流れているため、分割コンデンサに流れる実
効電流が大きくなってしまう、したがって、発熱をおさ
えるなめには分割コンデンサ１．２には許容リプル電流
の大きい大型のコンデンサが必要となり、装置の小型化
を妨げる要因となっていた。
本発明は上記従来技術の課題を踏まえて成されたもので
あり、入力電圧を２分割する分割コンデンサの実効電流
を低減することにより、装置の小型化が可能な電圧共振
型スイッチング電源を提供することを目的としたもので
ある。
あり、入力電圧を２分割する分割コンデンサの実効電流
を低減することにより、装置の小型化が可能な電圧共振
型スイッチング電源を提供することを目的としたもので
ある。
く課題を解決するための手段〉
上記課題を解決するための本発明の構成は、２つの半導
体スイッチと電圧共振用のインダクタ及びコンデンサか
らなるＬＣ共振回路とを備えたハフブリッジタイプの電
圧共振型スイッチング電源において、前記電圧共振用の
コンデンサを入力電圧を２分割する２つの分割コンデン
サの中点と前記２つの半導体スイッチの中点との間に設
け、前記２つの半導体スイッチがオフの時に前記電圧共
振用のインダクタと前記電圧共振用のコンデンサの間に
ループ電流が生じるように構成したことを特徴とするも
のである。
体スイッチと電圧共振用のインダクタ及びコンデンサか
らなるＬＣ共振回路とを備えたハフブリッジタイプの電
圧共振型スイッチング電源において、前記電圧共振用の
コンデンサを入力電圧を２分割する２つの分割コンデン
サの中点と前記２つの半導体スイッチの中点との間に設
け、前記２つの半導体スイッチがオフの時に前記電圧共
振用のインダクタと前記電圧共振用のコンデンサの間に
ループ電流が生じるように構成したことを特徴とするも
のである。
く作用〉
本発明によると、電圧共振用のコンデンサを入力電圧を
２分割する２つの分割コンデンサの中点と２つの半導体
スイッチの中点との間に設けた構成とすることにより、
入力電圧を２分割する分割コンデンサに流れる電流の実
効値が小さくなるため、許容リプル電流の小さい小型の
コンデンサが使用でき、装置を小型とすることができる
。
２分割する２つの分割コンデンサの中点と２つの半導体
スイッチの中点との間に設けた構成とすることにより、
入力電圧を２分割する分割コンデンサに流れる電流の実
効値が小さくなるため、許容リプル電流の小さい小型の
コンデンサが使用でき、装置を小型とすることができる
。
〈実施例〉
以下、本発明を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明に係わるハーフブリッジタイプの電圧共
振型スイッチング電源の一実施例を示す構成図である。
振型スイッチング電源の一実施例を示す構成図である。
なお、第１図において第３図と同一要素には同一符号を
付して重複する説明は省略するが、第１図と第３図との
相違点は、電圧共振用のコンデンサを第３図においては
半導体スイッチ３．４の両端に接続しているのに対し、
第１図においては分割コンデンサ１．２の中点と半導体
スイッチ３．４の中点との間にコンデンサ２１を接続さ
せた構成としている点である。
付して重複する説明は省略するが、第１図と第３図との
相違点は、電圧共振用のコンデンサを第３図においては
半導体スイッチ３．４の両端に接続しているのに対し、
第１図においては分割コンデンサ１．２の中点と半導体
スイッチ３．４の中点との間にコンデンサ２１を接続さ
せた構成としている点である。
このような構成において、その動作は１次側の電流形成
がある期間で異なる点、即ち分割コンデンサに電流が流
れない期間を持つ点を除いて第３図の装置と同様である
ため、簡略して説明する。
がある期間で異なる点、即ち分割コンデンサに電流が流
れない期間を持つ点を除いて第３図の装置と同様である
ため、簡略して説明する。
第２図は第４図の動作波形図中に示したｔ１〜ｔ５の期
間を４つの動作モードに分けて、１次側の電流形成の状
態を説明するための動作モード図である。第２図におい
て、（イ）図に示すｔ１〜ｔ２の期間では、ＮＯ３ＦＥ
Ｔ３．４は共にオフされた状態であり、電圧共振用コン
デンサ２１とインダクタ１１で構成される閉ループで共
振状態となる。
間を４つの動作モードに分けて、１次側の電流形成の状
態を説明するための動作モード図である。第２図におい
て、（イ）図に示すｔ１〜ｔ２の期間では、ＮＯ３ＦＥ
Ｔ３．４は共にオフされた状態であり、電圧共振用コン
デンサ２１とインダクタ１１で構成される閉ループで共
振状態となる。
この期間では分割コンデンサー、２には電流は流れてい
ない、（ロ）図に示すｔ２〜ｔａの期間では、寄生ダイ
オード８がオンし、電圧共振用コンデンサ２１の両端電
圧は入力電圧Ｖｉを分割コンデンサ１．２により分割し
た電圧に一定に保持されている状態であり、分割コンデ
ンサー、２を流れる電流Ｉｄ１、Ｉｄ２がインダクタ１
１に流れこむ。
ない、（ロ）図に示すｔ２〜ｔａの期間では、寄生ダイ
オード８がオンし、電圧共振用コンデンサ２１の両端電
圧は入力電圧Ｖｉを分割コンデンサ１．２により分割し
た電圧に一定に保持されている状態であり、分割コンデ
ンサー、２を流れる電流Ｉｄ１、Ｉｄ２がインダクタ１
１に流れこむ。
（ハ）図に示すｔ −、−ｔ４の期間では、ＭＯ３ＦＥ
Ｔ４がオンした状態であり、（ロ）図の期間と同様に分
割コンデンサー、２を流れる電流Ｉｄ１、Ｉｄ２がイン
ダクタ１１に流れこむ、（ニ）図に示すｔ４〜ｔ５の期
間では、再びＮＯ３ＦＥＴ ３．４が共にオフとなり、
（イ）図の期間と同様の共振状態となり、分割コンデン
サ１．２には電流は流れない、したがって、分割コンデ
ンサ１及び２に流れる電流は、第４図（ト）に示す斜線
部分を除いた不連続な波形となり、又、電圧共振用コン
デンサ２１に流れる不連続な波形の電流は、電圧共振用
コンデンサが１個になるため、その大きさが（チ）図に
示す斜線部分を含めた波形のように、２倍の大きさの波
形となる。したがって、分割コンデンサ１．２に流れる
電流の実効値は、第４図（ト）に示す斜線の部分だけ少
なくなるため、分割コンデンサ１．２の発熱が小さくな
り、許容リプル電流の小さな小型のコンデンサを使用す
ることができる。
Ｔ４がオンした状態であり、（ロ）図の期間と同様に分
割コンデンサー、２を流れる電流Ｉｄ１、Ｉｄ２がイン
ダクタ１１に流れこむ、（ニ）図に示すｔ４〜ｔ５の期
間では、再びＮＯ３ＦＥＴ ３．４が共にオフとなり、
（イ）図の期間と同様の共振状態となり、分割コンデン
サ１．２には電流は流れない、したがって、分割コンデ
ンサ１及び２に流れる電流は、第４図（ト）に示す斜線
部分を除いた不連続な波形となり、又、電圧共振用コン
デンサ２１に流れる不連続な波形の電流は、電圧共振用
コンデンサが１個になるため、その大きさが（チ）図に
示す斜線部分を含めた波形のように、２倍の大きさの波
形となる。したがって、分割コンデンサ１．２に流れる
電流の実効値は、第４図（ト）に示す斜線の部分だけ少
なくなるため、分割コンデンサ１．２の発熱が小さくな
り、許容リプル電流の小さな小型のコンデンサを使用す
ることができる。
なお、上記実施例において、半導体スイッチ３．４とし
てＮＯ３ＦＥＴを用いたが、これに限るものではない。
てＮＯ３ＦＥＴを用いたが、これに限るものではない。
〈発明の効果〉
以上、実施例と共に具体的に説明したように、本発明に
よれば、入力電圧を２分割する分割コンデンサに流れる
電流の実効値を小さくすることができるので、許容リプ
ル電流の小さい小型のコンデンサが使用でき、装置を小
型化することができる。又、従来２個必要としていた電
圧共振用のコンデンサを１個にできるため、部品点数を
少なくすることができる等の利点を持つハーフブリッジ
タイプの電圧共振型スイッチング電源を実現することが
できる。
よれば、入力電圧を２分割する分割コンデンサに流れる
電流の実効値を小さくすることができるので、許容リプ
ル電流の小さい小型のコンデンサが使用でき、装置を小
型化することができる。又、従来２個必要としていた電
圧共振用のコンデンサを１個にできるため、部品点数を
少なくすることができる等の利点を持つハーフブリッジ
タイプの電圧共振型スイッチング電源を実現することが
できる。
第１図は本発明に係わるハーフブリッジタイプの電圧共
振型スイッチング電源の一実施例を示す構成図、第２図
は第１図装置の１次側の電流形成の状態を説明するため
の動作モード図、第３図は従来例の構成図、第４図は第
１図及び第３図の動作を説明するための動作波形図であ
る。 １．２・・・分割コンデンサ、３．４・・・半導体スイ
ッチ、１１・・・電圧共振用のインダクタ、２１・・・
電圧共振用コンデンサ、Ｖｉ・・・入力電圧、ＶＯ・・
・出力電圧。 石１図 １ Ｚ ケｒ腔１コンテ〉”づ′ ２１ 転共千匙用コンチン゛ワ 、３．４ニ一！’４体スイ、７チ ／／、 イン７
”ワヌＶ７．入ね電圧 Ｖｏ 圧力電圧 五５Ｊ ｉ−門 第Ｚ （Ａ） １＋≦ｔ；＜ｔｒｚの期間 ！ 乙 （ハ） ｔａ二ｔ；＜ｔ４の調ｇｎ■ 図 （ロ） ｖ？≦汐くＷへ期青 （ニ） ｈ≦ｔ＜ｔｓの甚ぜｎ −ト 続 補 正 書（方式） １、事件の表示 特願平１ ２４６９１７号 ２、発明の名称 電圧共振型スイッチング電源 ３、補正する者 名 称 横河電機株式会社 ４、代 理 人
振型スイッチング電源の一実施例を示す構成図、第２図
は第１図装置の１次側の電流形成の状態を説明するため
の動作モード図、第３図は従来例の構成図、第４図は第
１図及び第３図の動作を説明するための動作波形図であ
る。 １．２・・・分割コンデンサ、３．４・・・半導体スイ
ッチ、１１・・・電圧共振用のインダクタ、２１・・・
電圧共振用コンデンサ、Ｖｉ・・・入力電圧、ＶＯ・・
・出力電圧。 石１図 １ Ｚ ケｒ腔１コンテ〉”づ′ ２１ 転共千匙用コンチン゛ワ 、３．４ニ一！’４体スイ、７チ ／／、 イン７
”ワヌＶ７．入ね電圧 Ｖｏ 圧力電圧 五５Ｊ ｉ−門 第Ｚ （Ａ） １＋≦ｔ；＜ｔｒｚの期間 ！ 乙 （ハ） ｔａ二ｔ；＜ｔ４の調ｇｎ■ 図 （ロ） ｖ？≦汐くＷへ期青 （ニ） ｈ≦ｔ＜ｔｓの甚ぜｎ −ト 続 補 正 書（方式） １、事件の表示 特願平１ ２４６９１７号 ２、発明の名称 電圧共振型スイッチング電源 ３、補正する者 名 称 横河電機株式会社 ４、代 理 人
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ２つの半導体スイッチと電圧共振用のインダクタ及びコ
ンデンサからなるＬＣ共振回路とを備えたハーフブリッ
ジタイプの電圧共振型スイッチング電源において、 前記電圧共振用のコンデンサを入力電圧を２分割する２
つの分割コンデンサの中点と前記２つの半導体スイッチ
の中点との間に設け、前記２つの半導体スイッチがオフ
の時に前記電圧共振用のインダクタと前記電圧共振用の
コンデンサの間にループ電流が生じるように構成したこ
とを特徴とする電圧共振型スイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1246917A JPH03109615A (ja) | 1989-09-22 | 1989-09-22 | 電圧共振型スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1246917A JPH03109615A (ja) | 1989-09-22 | 1989-09-22 | 電圧共振型スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03109615A true JPH03109615A (ja) | 1991-05-09 |
| JPH0582150B2 JPH0582150B2 (ja) | 1993-11-17 |
Family
ID=17155676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1246917A Granted JPH03109615A (ja) | 1989-09-22 | 1989-09-22 | 電圧共振型スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03109615A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5635679A (en) * | 1979-08-28 | 1981-04-08 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | Power supply |
-
1989
- 1989-09-22 JP JP1246917A patent/JPH03109615A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5635679A (en) * | 1979-08-28 | 1981-04-08 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | Power supply |
| JPS6196784U (ja) * | 1979-08-28 | 1986-06-21 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0582150B2 (ja) | 1993-11-17 |
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