JPH03265465A - 電圧共振型スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は電圧共振型スイッチング電源の制御特性の改善
に関するものである。

〈従来の技術〉 従来の電圧共振型スイッチング電源は、ＬＣ共振を利用
して、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチの電圧の変化を
滑らかに変化する正弦波状の波形にしてスイッチングさ
せる方式のもので、スイッチング時の電圧波形が正弦波
状（共振波形）であり、共振電圧が零になった時にスイ
ッチすることができるため、スイッチング時のノイズと
スイッチングロスが小さいという特徴がある。したがっ
て、この電圧共振型スイッチングを源は、電源の低ノイ
ズ化、及び高周波化（装置の小形化に関連する）に有効
な方式とされている。

〈発明が解決しようとする課題〉 しかしながら、上記従来技術に示す電圧共振型スイッチ
ング電源においては、共振用素子として固定インダクタ
や固定コンデンサを使用しているため、共振周波数は一
定であり、出力電圧を制御するためには、スイッチング
周波数を変える必要があった。したがって、負荷変動や
入力変動によって、スイッチング周波数が変動するため
、最低周波数で出力フィルタを設計しなければならず、
電源を小形とすることができない、又、スイッチング周
波数が広範囲に変化するので、ノイズフィルタが広範囲
をカバーする必要があり、ノイズ低減が難しく、フィル
タも大形となる。更に、複数の電源を並列に使用する場
合、異なるスイッチング周波数間での誤引込みやビート
の発生が起きるという課題があった。

本発明は上記従来技術の課題をＭまえて成されたもので
あり、スイッチング周波数が固定のままで、出力電圧が
制御できる電圧共振型スイッチング電源を提供すること
を目的としたものである。

く課題を解決するための手段〉 上記課題を解決するための本発明の第１の構成は、入力
変動や負荷変動に対して出力電圧を一定値に制御する電
圧共振型スイッチングを源において、可変インダクタと
コンデンサから成るＬＣ共振回路と、前記コンデンサと
並列に接続する半導体スイッチと、前記可変インダクタ
の制御電流を出力電圧と基準電圧の差に対応して増減さ
せる出力電圧制御回路とを設け、前記制御電流により前
記可変インダクタのインダクタンスを変えて出力電圧を
一定値に制御するように構成したことを特徴とするもの
である。

又、第２の構成は、前記第１の構成において、前記可変
インダクタを２つに分け、一方の可変インダクタの制御
電流を入力電圧に応じて増減させる入力電圧制御回路と
、他方の可変インダクタの制御ＴＩＥ流を出力電圧と基
準電圧の差に対応して増減させる出力電圧制御回路とを
設け、前記制ｆｌＩＪｔ流によって、前記２つの可変イ
ンダクタのインダクタンスを変えて、出力電圧を一定値
に制御するように構成したことを特徴とするものである
。

更に、第３の構成は、前記第１の構成において、入力電
圧に応じて前記半導体スイッチのスイッチングのオン時
間を制御するスイッチ制御回路を設け、出力電圧制御に
必要な前記可変インダクタのインダクタンス変化幅を小
さくするように構成したことを特徴とするものである。

く作用〉 本発明によると、出力電圧の高低により制Ｗ電流を増減
させ、可変インダクタのインダクタンスを変えて、スイ
ッチング周波数が一定のままで、出力電圧を一定値に制
御することができる。

〈実施例〉 以下、本発明を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第１の
実施例を示す回路構成図である。

１３　第１図において、ｖｌは入力電圧、１．２は入力
電圧Ｖｉを２分割する分割用コンデンサ、３．４は入力
電圧Ｖｉの両端に直列に接続するＨＯ３ＦＥＴ等の半導
体スイッチ、５．６はＭＯＳＦＥＴ３．４のゲート・ソ
ース端子間に接続してＮ０３ＦＥＴ３　、４を駆動する
励振電源、７．８はＮ０５ＦＥＴ３　、４の寄生ダイオ
ード、９，１０はＭＯＳＦＥＴ３　、４のドレイン・ソ
ース端子間に接続する共振用コンデンサ、１１は分割用
コンデンサ１．２の接続点にインダクタ用巻線の一端が
接続する共振用の可変インダクタ、１２はＮ０ＳＦＥＴ
３　、４の接続点と可変インダクタ１１のインダクタ用
巻線の他端に１次巻線の両端が接続するトランス、１３
．１４はトランス１２の２次巻線の両端にそれぞれアノ
ード側を接続する整流用ダイオード、１５．１６は整流
用ダイオード１３．１４と並列接続するスナバ用コンデ
ンサ、１７は整流用ダイオード１３．１４のカソード側
にその一端が接続するチョークコイル、１８．１９はそ
れぞれチョークコイル１７の他端とトランス１２の中点
との間に接続するフィルタ用コンデンサ及び負荷抵抗で
あり、１７．１８は出力フィルタを構成する。Ｖｏは負
荷抵抗１９の両端に加わる出力電圧である。又、２０は
出力電圧制御回路であり、この出力電圧制御回路２０は
負荷抵抗１９の両端の電圧を分圧する分圧用抵抗２１．
２２、基準電圧２３、分圧用抵抗２１．２２による分圧
出力電圧と基準電圧２３との差をとり増幅する誤差増幅
器２４、負荷抵抗１９の両端の電圧で駆動され誤差増幅
器２４の出力に位相補償を行う位相補償回路２５、位相
補償図＃Ｉ２５の出力の電流増幅を行い可変インダクタ
１１の制御巻線を駆動する電流制御用のトランジスタ２
６から成る。

ここで、第２図は第１図装置に用いられる可変インダク
タ１１の構成例である。

第２図において、中央脚に巻かれたｂｌ　−ｂ２巻線に
制御電流ＩＣ’！−流し、ａｌ−ａ２巻線は発生磁束が
中央脚において、互いに打ち消し合うように中央脚を挟
む２つの脚に巻いておくことにより、ａｌ−ａ２巻線の
電圧はｂｌ−ｂ２巻線には誘起されない。

次に、この可変インダクタの動作原理を説明する。なお
、第３図は磁化（Ｂ−Ｈ）曲線上の磁束の動きを示す図
であり、第４図は可変インダクタのインダクタンスと制
御電流の関係を示す特性図である。制御電流Ｉｃが流れ
ている状態で、共振電流Ｉ［が流れ、初期磁化曲線上の
制御電流ＩＣで定まる動作点を中心に、共振電流Ｉ［に
よって、マイナーループが描かれることになる。この制
御電流１ｃが変化すれば、ａ２側はＡ点→Ｂ点→Ｃ点、
ａ１側はＤ点−＋Ｅ点−＋Ｆ点と共振電流■［によるマ
イナールーアは、初期磁化曲線上を移動する。この各動
作点での傾きがインダクタンスしであるから、この傾き
をプロットしていったものが、第４図に示す可変インダ
クタの特性図となり、制御電流ＩＣを変えることにより
、可変インダクタのインダクタンスＬを変えることがで
き、第４図に示すように、ｆｌｔｌＪ御電流Ｉｃが小さ
いとインダクタンスＬは大きくなる。

第５図は第１図装置の動作を説明するための動作波形図
である。なお、第５図において、（イ）図は励振電源５
の出力、即ちＭＯＳＦＥＴ３のゲートドライブ波形であ
り、ハイレベルの時にＭＯＳＦＥＴ　３がオンとなる。

（ロ）図は励振電源６の出力、即ち１４０ｓＦＥＴ４の
ゲートドライブ波形であり、ハイレベルの時にＮ０３Ｆ
ＥＴ４がオンとなる。（ハ）図はＭＯＳＦＥＴ３のドレ
イン・ソース端子間電圧である。（ニ）図はＭＯＳＦＥ
Ｔ３を流れる電流である。（ホ）図はトランス１２の１
次巻線及び可変インダクタ１１のインダクタ用巻線を流
れる電流である。ＭＯＳＦＥＴ３　。

４はそれぞれ励振電源５．６により交互に一定時間オン
される（（イ）図、（ロ）図）０時刻１０でＮ０３ＦＥ
Ｔ３がオンすると、Ｎ０８ＦＥＴ３には（ニ）図に示す
ような電流が流れる。負の電流は寄生ダイオード７を流
れてエネルギを入力に回生じている電流である０時刻ｔ
１でＮ０５ＦＥＴ　３がオフすると、共振用コンデンサ
９．１０と可変インダクタ１１により共振状態となる。

これがｔ１〜ｔ２の期間である。ｔ２〜ｔ３の期間も本
来ならば共振状態にあるが、寄生ダイオード８のなめに
共振用コンデンサ１０の両端は一定電圧を保持する。即
ちＭＯＳＦＥＴ　３の両端には入力電圧が掛り、ＭＯＳ
ＦＥＴ４の両端はほぼ零電圧になっている。この時、Ｍ
ＯＳＦＥＴ４をオンすれば（時刻ｔ３）、スイッチング
ロスは非常に小さくなる。ｔ３〜ｔ４の期間は、）４０
５ＦＥＴ４がオンしている６Ｍ０３ＦＥＴ４をオフ（時
刻ｔ４）すると、前記ｔ１〜ｔ２の期間と同様に、再び
共振状態となり、ＭＯＳＦＥＴ４の両端電圧は上がって
いく（ｔ４〜ｔ５の期間）、ｔ５〜ｔ６の期間は前記ｔ
２〜ｔ３の期間と同様に寄生ダイオード７のために共振
用コンデンサ９の両端は一定電圧を保持する。即ちＮ０
３ＦＥＴ４の両端には入力電圧が掛り、ＭＯＳＦＥＴ　
３の両端はほぼ零電圧になっている。この時、ＭＯＳＦ
ＥＴ　３をオンすれば（時刻ｔ６）、スイッチングロス
は非常に小さくなる。このような動作を繰返し、トラン
ス１２の１次巻線には、（ホ）図に示すような励振電流
が流れ、２次側にエネルギを伝達する。

次に、本発明に係わる可変インダクタによる出力電圧制
御について説明する。

第１図に戻り、分圧用抵抗２１．２２により負荷抵抗１
９の両端の電圧を分圧する。この分圧出力電圧と基準電
圧２３との差を誤差増幅器２４でとり、増幅後、この出
力に位相補償回路２５にて位相補償を施した後、電流制
御用トランジスタ２６により電流に変換し、可変インダ
クタ１１の制御電流Ｉｃを変化させる。出力電圧■０が
大きい時は、制御電流ＩＣを減少させるように動作し、
出力電圧ＶＯが低い時は、制御電流ＩＣを増加させるよ
うに動作させることによって、可変インダクタのインダ
クタンスを変化させている。このインダクタンスを変化
させると、共振周波数が変化し、第５図（ハ）に示す■
、■の傾きが変化するが、零電圧スイッチングを行う条
件さえ満足していれば、この傾きの変化は出力電圧■０
には影響を与えない、出力電圧■０は近似的に次式で表
わされる。

Ｖｏ　　＝Ｖｉ　　／　　（２Ｎ　　　　　十　　ωＬ
／Ｒ）　　２　）ただし、 Ｎニドランスの１次側と２次側の巻数比Ｒ：負荷抵抗 Ｌ：可変インダクタのインダクタンス である。したがって、インダクタンスＬを小さくすると
、出力電圧Ｖｏは上昇し、インダクタンスＬを大きくす
ると、出力電圧Ｖｏは減少することになり、可変インダ
クタのインダクタンスＬを変化させれば、スイッチング
周波数を一定に保ったまま、出力電圧Ｖｏの制御を行う
ことができる。

第６図は第１図装置の変形実施例を示す回路構成図であ
る。なお、第６図において第１図と同一要素には同一符
号を付して重複する説明は省略する。第６図と第１図と
の相違点は、スナバ用コンデンサ１５．１６の代りにト
ランス１２の１次巻線の両端にコンデンサ２７を接続す
る構成としたものであり、第１図装置と同様の効果が得
られると共に、コンデンサ２７を通して流れる電流がト
ランス巻線を流れないなめ、第１図装置に比べ、トラン
ス１２の設計をより容易とすることができる。

第７図（イ）は本発明の電圧共振型スイッチングＳ源の
第２の実施例を示す回路構成図である。

なお、第７図（イ）において第１図と同一要素には同一
符号を付して重複する説明は省略する。第７図（イ）と
第１図との相違点は、可変インダクタを２つにし、一方
の可変インダクタｌｌａには入力電圧からのフィードフ
ォワードループを、他方の可変インダクタｌｌｂには出
力電圧からのフィードバックルーズを設けた構成とした
点である。

ここで、第１図装置に示す共振用のインダクタに可変イ
ンダクタを用いて出力制御を行うものは、第８図に示す
ように、出力の負荷依存性が大きく、入力変動ΔＬ、に
対する制御範囲も含めると、比較的大きな制御範囲ΔＬ
が必要となる。したがって、可変インダクタの制御範囲
が大きくなり、出力制御の過渡特性が悪化する場合があ
る。この実施例は、この点に着目しなしのであり、更に
入力電圧からフィードフォワードに可変インダクタを変
化させることにより出力制御性を改善するものである。

第７図（イ）に戻り、３０は入力電圧Ｖｉの変化に対応
する制御電流Ｉｃ＋を可変インダクタ１１ａの制御巻線
に加える入力電圧制御回路であり、その構成は、第７図
（ロ）に示すように、入力電圧ｖ１を分圧用抵抗Ｒｔ　
、　Ｒ２により分圧し、その分圧出力電圧Ｅ１に関数演
算を施す。その出力ＥｏをオペアンプＯＰ１、トランジ
スタＱｔ、抵抗Ｒ１，から成る回路で電流増幅を行い、
可変インダクタｌｌａの制御巻線を駆動する制御を流工
Ｃ０としている。

このような構成において、以下に第１図装置と違う部分
の動作について説明する。第８図に示す負荷範囲の中央
値Ｒｏａｉｄ（図中実線）における入力電圧Ｖｉと２つ
の可変インダクタのインダクタンスＬの関係をｆ　（Ｖ
ｉ　）、第４図に示した可変インダクタの特性図より、
可変インダクタｌｌａのインダクタンスＬ１と制ｍ電流
Ｉｃ、との関係をｇ（ＩＣ７）とすると、 Ｌ＋　　＝ｇ　　（Ｉｃ＋　　）　　＝ｇ　　（Ｆ　　
（Ｖｉ　　）　　）＝ｆ　　（Ｖ＋　　） となるように入力電圧制御回路３０において、間数演算
Ｆ（Ｖｉ）を設定すれば、可変インダクタ１１ａの制御
範囲はΔＬ、となる。一方、可変インダクタ１１ｂは入
力変動分が可変インダクタ１１ａにより制御されている
ので、負荷変動分だけを制御すれば良く、その制御範囲
は第８図のΔＬ２である。第１図装置では１つの可変イ
ンダクタ１１でΔＬをカバーしていたが、フィードフォ
ワードルーズの付加により、フィードバックルーズの可
変インダクタｌｌｂの変化範囲はΔＬ−＋ΔＬ２と小さ
くなるので、制御巻線の巻数が少なくてすみ、制御巻線
インダクタンスが小さくなるため、過渡応答が改善され
る。なお、可変インダクタ１１ａに関しては、入力変動
は負荷変動はど急激ではなく、連応性は要求されないた
め問題はない。

第９図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第３の
実施例を示す回路構成図である。なお、第９図において
第１図と同一要素には同一符号を付して重複する説明は
省略する。

第９図において、４０はスイッチ制御回路であり、この
スイッチ制御回路４０は入力電圧ｖ１を分圧する分圧用
抵抗４１，４２、分圧用抵抗４１゜４２による入力電圧
Ｖｉの分圧出力に関数演算を施す関数演算回路４３、関
数演算回路４３の出力に基づいてＭＯＳＦＥＴ３　、４
のスイッチングのオン時間を制御するゲート駆動制御回
路４４から成る。

このような構成において、以下に第１図装置と違う部分
の動作について説明する０図において、スイッチ制御回
路４０の分圧用抵抗４１．４２で入力電圧Ｖｉを分圧し
、その分圧出力電圧に関数演算回路４３で演算を施した
後、ゲート駆動制御回路４４でＮ０３ＦＥＴ３　、４の
スイッチングのオン時間Ｔｏｎに変換している。このス
イッチングのオン時間Ｔｏｎと入力電圧Ｖｉとの関係は
第１０図に示すように、入力電圧Ｖｉが大きくなるとス
イッチングのオン時間Ｔｏｎは短くなる。ゲート駆動制
御回路４４の出力波形は第１１図に示すようになり、ス
イッチングのオフ時間Ｔｏｆｆは共振条件により固定さ
れるため、入力電圧Ｖｉによりスイッチングのオン時間
Ｔｏｎだけを変化させる。即ち、入力電圧Ｖｉが大きい
時はＮ０ＳＦＥＴ３　、４の通電時間を短くして出力側
へのエネルギ伝送を少なくシ（（イ）図）、逆に入力電
圧Ｖｉが小さい時は通電時間を長くしてエネルギ伝送を
多くする（（ロ）図）、このようにして、出力電圧ＶＯ
の入力電圧変化に対する依存性を小さくすることができ
る。

この時、スイッチングのオン時間Ｔｏｎが変化すれば、
スイッチング周波数ｆｓも変化するが、入力電圧変化に
対して出力電圧ＶＯを制御するために必要なスイッチン
グ周波数ｆｓの変化は非常に小さく、フィルタ設計やノ
イズ対策等に対する影響は少ない、したがって、スイッ
チ制御回路４０を設けることにより、出力電圧の入力電
圧変化に対する依存性を小さくできるため、可変インダ
クタのインダクタンス変化範囲を小さくすることができ
る。

なお、上記実施例において、半導体スイッチとして、Ｍ
ＯＳＦＥＴを用いたが、これに限るものではなく、任意
の電子式スイッチ素子を用いることができる。又、可変
インダクタとしては第２図に示したものを説明したが、
この構成に限定されるものではなく、制御電流によって
インダクタンスを変化させる構造のものであれば良い。

〈発明の効果〉 以上、実施例と共に具体的に説明したように、本発明に
よれば、スイッチング周波数が一定のままで、出力電圧
を一定値に制御することができるため、 （１）スイッチング周波数を上げることにより、出力フ
ィルタを小形化できる。

（２）出力フィルタの設計をスイッチング周波数に合わ
せて行えば良く、ノイズ対策が容易となる。

（３）複数の電源を並列に使用する場合に生じる電源間
での誤引き込みやビートの発生を無くすことができる。

又、共振用インダクタンスを変化させて出力制御するた
め、 （４）制御回路が簡単になり、電源の信頼性を向上でき
る。

（５）制御回路の絶縁が容易となる。

（６）を源投入時、２次ｒｐＪ電圧が立上がらない間は
、制御電流も小さく、共振インダクタンスは大きな値を
示すため、ソフトスタートＩＩ能を備えている。

又、入力のフィードフォワードループを設けて、入力電
圧変動を吸収するようにしたので、（７）出力フィード
バックのための可変インダクタの変化範囲を小さくする
ことができ、過渡応答を改善できる。

（８）出力フィードバックの制御電力を小さくできる。

更に、入力電圧に応じて半導体スイッチのスイッチング
のオン時間を制御するスイッチ制御回路を設けた構成と
することにより、出力制御に必要なインダクタンスの変
化幅が小さくなるため、（９ン出力制御の過渡特性が改
善される。

（１０）可変インダクタの小形化が容易となる。

等の効果を有する電圧共振型スイッチング電源を実現す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第１の
実施例を示す回路構成図、第２図は第１図装置に用いら
れる可変インダクタの一例を示す構成図、第３図は磁化
曲線上の磁束の動きを示す図、第４図は可変インダクタ
のインダクタンスと制御電流の関係を示す図、第５図は
第１図装置の動作を説明するための動作波形図、第６図
は本発明の第１の実施例の変形実施例を示す構成図、第
７図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第２の実
施例を示す回路構成図、第８図は入力変動と負荷変動に
対する可変インダクタの制御範囲との関係を示す図、第
９図は本発明の電圧共振型スイッチングを源の第３の実
施例を示す回路構成図、第１０図は第９図装置の入力電
圧とスイッチングのオン時間の関係を示す図、第１１図
は第９図装置のゲート駆動制御回路の出力波形を示す図
である。 ３．４・・・半導体スイッチ、９．１０・・・共振用コ
ンデンサ、１１．ｌｌａ、ｌｌｂ・・・可変インダクタ
、２０・・・出力電圧制御回路、３ｏ・・・久方電圧制
御回路、４０・・・スイッチ制御回路、Ｉｃ、Ｉｃ。 Ｉｃ２・・・制御を流、Ｖｉ・・・入力電圧、Ｖｏ・・
・出方電圧。 第２図 第３図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力変動や負荷変動に対して出力電圧を一定値に
   制御する電圧共振型スイッチング電源において、可変イ
   ンダクタとコンデンサから成るＬＣ共振回路と、前記コ
   ンデンサと並列に接続する半導体スイッチと、前記可変
   インダクタの制御電流を出力電圧と基準電圧の差に対応
   して増減させる出力電圧制御回路とを設け、前記制御電
   流により前記可変インダクタのインダクタンスを変えて
   出力電圧を一定値に制御するように構成したことを特徴
   とする電圧共振型スイッチング電源。
2. （２）請求項１記載の電圧共振型スイッチング電源にお
   いて、前記可変インダクタを２つに分け、一方の可変イ
   ンダクタの制御電流を入力電圧に応じて増減させる入力
   電圧制御回路と、他方の可変インダクタの制御電流を出
   力電圧と基準電圧の差に対応して増減させる出力電圧制
   御回路とを設け、前記制御電流によって、前記２つの可
   変インダクタのインダクタンスを変えて、出力電圧を一
   定値に制御するように構成したことを特徴とする電圧共
   振型スイッチング電源。
3. （３）請求項１記載の電圧共振型スイッチング電源にお
   いて、入力電圧に応じて前記半導体スイッチのスイッチ
   ングのオン時間を制御するスイッチ制御回路を設け、出
   力電圧制御に必要な前記可変インダクタのインダクタン
   ス変化幅を小さくするように構成したことを特徴とする
   電圧共振型スイッチング電源。