JPS58224559A - スイツチング回路 - Google Patents
スイツチング回路Info
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- JPS58224559A JPS58224559A JP10651082A JP10651082A JPS58224559A JP S58224559 A JPS58224559 A JP S58224559A JP 10651082 A JP10651082 A JP 10651082A JP 10651082 A JP10651082 A JP 10651082A JP S58224559 A JPS58224559 A JP S58224559A
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- JP
- Japan
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- switching
- voltage
- inductance element
- circuit
- transistor
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、スイッチング式電源や電力増幅器等に用い
られるスイッチング回路１″、関する。
られるスイッチング回路１″、関する。
近年、小型、軽量、高効率の特徴をもつスイッチング式
電源がマイクロ・コンピュータその他の発展に伴い、産
業用装置から家庭用電気製品（＝至るまで広く利用され
ており、また、中波帯の電力増幅器等の分野ではＤ級増
幅器、Ｅ級増幅器などのスイッチング式増幅器が使用さ
れている。そして、これらのスイッチング式電源や増幅
器（二用いられるスイッチング回路シ一ついて１種々の
ものが考案されている。
電源がマイクロ・コンピュータその他の発展に伴い、産
業用装置から家庭用電気製品（＝至るまで広く利用され
ており、また、中波帯の電力増幅器等の分野ではＤ級増
幅器、Ｅ級増幅器などのスイッチング式増幅器が使用さ
れている。そして、これらのスイッチング式電源や増幅
器（二用いられるスイッチング回路シ一ついて１種々の
ものが考案されている。
従来のスイッチング式電源等に用いられるスイッチング
回路の一例として、トランスの一次巻線を介してスイッ
チング素子で入力直流電圧をスイッチングし、トランス
の二次巻線に発生した交流を整流、平滑して出力する回
路がある。
回路の一例として、トランスの一次巻線を介してスイッ
チング素子で入力直流電圧をスイッチングし、トランス
の二次巻線に発生した交流を整流、平滑して出力する回
路がある。
しかしこのような回路では入力直流電圧を方形波状にス
イッチングしているため、その高調波成分によるノイズ
の発生が多く、負荷や周辺の機器（二対して悪影響を与
える。また、スイッチング素子のターン・オン、ターン
・オフ時の電圧、電流の変化が急峻なため、その過渡時
に電圧、電流波形が重なって、いわゆるスイッチング損
失が発生し、スイッチング周波数を高くしていくとその
損失が無視できない程大きくなり。
イッチングしているため、その高調波成分によるノイズ
の発生が多く、負荷や周辺の機器（二対して悪影響を与
える。また、スイッチング素子のターン・オン、ターン
・オフ時の電圧、電流の変化が急峻なため、その過渡時
に電圧、電流波形が重なって、いわゆるスイッチング損
失が発生し、スイッチング周波数を高くしていくとその
損失が無視できない程大きくなり。
電力伝達効率の悪化、大量の熱の発生を招く。
これらの欠点は、入力直流電圧を方形状５ニスイツチン
グする形式のスイッチング回路のほとんどに共通してい
る。
グする形式のスイッチング回路のほとんどに共通してい
る。
そこでこのような欠点を解決するものとして、共振形の
スイッチング回路が考案されている。
スイッチング回路が考案されている。
これは回路中にＬＣ共振回路を挿入し、スイッチング素
子での電圧または電流波形を共振波形１ユ、た回路ア、
回路中。電圧、門流ッ形が共振波形となるため、高調波
ノイズが少なく、またスイッチング素子のターン豐オン
、ターン！オフ時の電圧、電流の変化がゆるやかなため
、スイッチング損失のきわめて少ない回路である。
子での電圧または電流波形を共振波形１ユ、た回路ア、
回路中。電圧、門流ッ形が共振波形となるため、高調波
ノイズが少なく、またスイッチング素子のターン豐オン
、ターン！オフ時の電圧、電流の変化がゆるやかなため
、スイッチング損失のきわめて少ない回路である。
これらの回路でスイッチング素子の電圧波形が共振波形
になる回路を電圧共振形スイッチング回路、電流波形が
共振波形（二なる回路を電流共振形スイッチング回路と
呼んでいる。
になる回路を電圧共振形スイッチング回路、電流波形が
共振波形（二なる回路を電流共振形スイッチング回路と
呼んでいる。
このような共振形スイッチング回路の一つの例として、
６日経エレクトロニクス” １９７６゜３．２２１８１
２７頁〜第１４１頁に記載されたＥ級増幅器として構成
されたものがよく知られている。
６日経エレクトロニクス” １９７６゜３．２２１８１
２７頁〜第１４１頁に記載されたＥ級増幅器として構成
されたものがよく知られている。
しかしながら、この文献に示された共振形スイッチング
回路では、ＬＣ共振回路と負荷とが直列に接続されてい
るため、一定の負荷（二対してはノイズやスイッチング
損失がきわめて少ない動作をするが、負荷が変動すると
共振条件からはずれ、最悪の場合、共振用コンデンサや
インダクタンス素子（＝蓄えられたエネルギーをスイッ
チング素子がショートするような動作（二なり、ノイズ
やスイッチング損失が急激に増加するという欠点があっ
た。
回路では、ＬＣ共振回路と負荷とが直列に接続されてい
るため、一定の負荷（二対してはノイズやスイッチング
損失がきわめて少ない動作をするが、負荷が変動すると
共振条件からはずれ、最悪の場合、共振用コンデンサや
インダクタンス素子（＝蓄えられたエネルギーをスイッ
チング素子がショートするような動作（二なり、ノイズ
やスイッチング損失が急激に増加するという欠点があっ
た。
この発明の目的は、負荷の変動に際しても共振条件から
はずれることなく安定に動作する共振形のスイッチング
回路を提供することにある。
はずれることなく安定に動作する共振形のスイッチング
回路を提供することにある。
この発明は、入力直流電圧を第１のインダクタンス素子
を介して第１のコンデンサと並列に接続されたスイッチ
ング素子（二よりスイッチングし、第２のコンデンサと
第２のインダクタンス素子との直列回路を上記スイッチ
ング素子と並列シニ接続した共振形スイッチング回路（
二おいて、第２のインダクタンス素子の両端に現れる電
圧を出力として取出すようにしたことを特徴としている
。
を介して第１のコンデンサと並列に接続されたスイッチ
ング素子（二よりスイッチングし、第２のコンデンサと
第２のインダクタンス素子との直列回路を上記スイッチ
ング素子と並列シニ接続した共振形スイッチング回路（
二おいて、第２のインダクタンス素子の両端に現れる電
圧を出力として取出すようにしたことを特徴としている
。
この発明によれば、スイッチング素子及び回路中の電圧
、電流波形が共振波形シニなり、方形波状にスイッチン
グした場合に比べてきわめて高調波ノイズが少な□い。
、電流波形が共振波形シニなり、方形波状にスイッチン
グした場合に比べてきわめて高調波ノイズが少な□い。
またスイッチング素子がターン・オンする時にはすでに
その両端の電圧は零となっているので、ターン苧オン時
のスイッチング損失はまったく無く、一方、ターン・オ
フする時にはオン時のビーク電源より小さい電流でター
ン・オフすることができ、かつ電圧がゆるやカリニ立上
るため、ターン・オフ時のスイッチング損失も少ない。
その両端の電圧は零となっているので、ターン苧オン時
のスイッチング損失はまったく無く、一方、ターン・オ
フする時にはオン時のビーク電源より小さい電流でター
ン・オフすることができ、かつ電圧がゆるやカリニ立上
るため、ターン・オフ時のスイッチング損失も少ない。
よって従来の回路に比べてきわめてスイッチング損失が
少ない。
少ない。
そして、特（二負荷がｇＩｊ４２のインダクタンス素子
と並列的に接続されることにより、スイッチング回路自
体は閉回路を形成し、負荷の影響を受けにくいため、負
荷変動（二対しても共振条件が乱れることはなく、共振
形スイッチング回路本来の動作を安定に保つことができ
る。
と並列的に接続されることにより、スイッチング回路自
体は閉回路を形成し、負荷の影響を受けにくいため、負
荷変動（二対しても共振条件が乱れることはなく、共振
形スイッチング回路本来の動作を安定に保つことができ
る。
第１図はこの発明の一実施例を示すものである。図にお
いて、１は入力直流電源であり、その正極端は第１のイ
ンダクタンス素子２を介してスイッチング素子、例えば
ＮＰＮ）ランジスタ３のコレクタに接続される。このト
ランジスタ３のベースには所定周期、所定導通幅でトラ
ンジスタ３を開閉動作させるドライブ回路４が接続され
る。トランジスタ３のエミッタは前記電源１の負極端（
二接続され、またトランジスタ３のコレクタ・エミッタ
間には第１のコンデンサ５とダンパー・ダイオード６が
並列接続される。さら（′−トランジスタ３のコレクタ
・エミッタ間には′ｉ４２のコンデンサ７と第２のイン
ダクタンス素子８との直列回路が並列１：接続される。
いて、１は入力直流電源であり、その正極端は第１のイ
ンダクタンス素子２を介してスイッチング素子、例えば
ＮＰＮ）ランジスタ３のコレクタに接続される。このト
ランジスタ３のベースには所定周期、所定導通幅でトラ
ンジスタ３を開閉動作させるドライブ回路４が接続され
る。トランジスタ３のエミッタは前記電源１の負極端（
二接続され、またトランジスタ３のコレクタ・エミッタ
間には第１のコンデンサ５とダンパー・ダイオード６が
並列接続される。さら（′−トランジスタ３のコレクタ
・エミッタ間には′ｉ４２のコンデンサ７と第２のイン
ダクタンス素子８との直列回路が並列１：接続される。
そして、第２のインダクタンス素子８の両端は出力端子
１１．１２に接続され、ここから図示せぬ負荷に電力が
供給される。
１１．１２に接続され、ここから図示せぬ負荷に電力が
供給される。
尚、上記構成Ｃ＝おいて、トランジスタ３のコレクタの
電圧、電流波形が共振波形になるような動作、特に電圧
は一度上昇したあと再び０（Ｖ）まで下降してくるよう
な動作をするように、トランジスタ３のス゛イツチング
ｒ周期及び導通幅。
電圧、電流波形が共振波形になるような動作、特に電圧
は一度上昇したあと再び０（Ｖ）まで下降してくるよう
な動作をするように、トランジスタ３のス゛イツチング
ｒ周期及び導通幅。
第１．第２のインダクタンス素子２．８のインダクタン
ス値、 第１ 、ｌ’Ｇ２のコンデンサ５．７の容量値
等が相互に予じめ設定されている。これらのうち第１の
インダクタンス素子２は共振条件にも影響するが、主に
定電流源として動作する。また、説明を簡単にするため
にトランジスタ３とダイオード６は理想的なスイッチと
し。
ス値、 第１ 、ｌ’Ｇ２のコンデンサ５．７の容量値
等が相互に予じめ設定されている。これらのうち第１の
インダクタンス素子２は共振条件にも影響するが、主に
定電流源として動作する。また、説明を簡単にするため
にトランジスタ３とダイオード６は理想的なスイッチと
し。
回路は定常状態で動作していることとする。
このよう（−構成されたスイッチング回路の動作を第２
因を用いて説明する。第２図（二おい工（ａｌはトラン
ジスタ３のコレクタ電流Ｉ Ｏ、（ｂ）はトランジスタ
３のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｏ１１．（ｃｌはコン
７’７す７（Ｄ電流Ｉ ＯＯ、（ｄ）線出力電圧ｖＯの
各波形図である。
因を用いて説明する。第２図（二おい工（ａｌはトラン
ジスタ３のコレクタ電流Ｉ Ｏ、（ｂ）はトランジスタ
３のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｏ１１．（ｃｌはコン
７’７す７（Ｄ電流Ｉ ＯＯ、（ｄ）線出力電圧ｖＯの
各波形図である。
先ず、トランジスタ３が導通し始めるｔ。の時点（二お
いては、インダクタンス素子２の電流とコンデンサ７の
ＭＬ流Ｉ００は同じ値である。
いては、インダクタンス素子２の電流とコンデンサ７の
ＭＬ流Ｉ００は同じ値である。
トランジスタ３が１導通″１″−なっている期間１ｏ−
１，では、コレクタ電流Ｉｏは共振の弧を描いて徐々（
二上昇し、ピーク時に達した後、下降する。この弧の共
振周波数は、インダクタンス素子２の値によっても影響
されるが、主にコンデンサ７とインダクタンス素子８の
値１；より定まる。
１，では、コレクタ電流Ｉｏは共振の弧を描いて徐々（
二上昇し、ピーク時に達した後、下降する。この弧の共
振周波数は、インダクタンス素子２の値によっても影響
されるが、主にコンデンサ７とインダクタンス素子８の
値１；より定まる。
次１＝トランジスタ３がｔｌの時点：こおいてしゃ断さ
れ、６非導通″Ｃ二なると、コンデンサ５がインダクタ
ンス素子２．８に蓄えられたエネルギー１ユより充電さ
れ始め、その電圧がピーク値に達すると今度は放電を始
め、１．の時点において０ （Ｖｌとなり負の電圧に充
電されようとするが、ダイオード６が順バイアスされて
導通するため、コンデンサ５の電圧は０（ｖ）ｌ二保持
される。このようにシて１期間＄、〜ｔ、ｌ二おいてコ
ンデンサ５の電圧すなわちトランジスタ３のコレクタ・
エミッタ間電圧ＶＯＲは、正弦波状の弧を描いてゆるや
かに変化する。この電圧Ｖｏｇの共振周波数はインダク
タンス素子２゜８のインダクタンス値とコンデンサ５，
７の容量値とが相互に影智しあって定まる。
れ、６非導通″Ｃ二なると、コンデンサ５がインダクタ
ンス素子２．８に蓄えられたエネルギー１ユより充電さ
れ始め、その電圧がピーク値に達すると今度は放電を始
め、１．の時点において０ （Ｖｌとなり負の電圧に充
電されようとするが、ダイオード６が順バイアスされて
導通するため、コンデンサ５の電圧は０（ｖ）ｌ二保持
される。このようにシて１期間＄、〜ｔ、ｌ二おいてコ
ンデンサ５の電圧すなわちトランジスタ３のコレクタ・
エミッタ間電圧ＶＯＲは、正弦波状の弧を描いてゆるや
かに変化する。この電圧Ｖｏｇの共振周波数はインダク
タンス素子２゜８のインダクタンス値とコンデンサ５，
７の容量値とが相互に影智しあって定まる。
次に、ダイオード６Ｃ′−電流が流れ始めてから。
その電流が０ （ＡＩになるまでの期間１〜ｔ、では、
トランジスタ３のコレクタ雫エミッタ間電圧ＶａｇはＯ
（ｖｊに保持される。そしてインダクタンス素子２の電
流値とコンデンサ７の電流値とが同じｉ二なったｔ３の
時点で、トランジスタ３が再び導通され始めるわけであ
る。
トランジスタ３のコレクタ雫エミッタ間電圧ＶａｇはＯ
（ｖｊに保持される。そしてインダクタンス素子２の電
流値とコンデンサ７の電流値とが同じｉ二なったｔ３の
時点で、トランジスタ３が再び導通され始めるわけであ
る。
以上のｔ、〜ｔ、の期間における動作が第１図のスイッ
チング回路の一周期内での動作であり、このような動作
が周期的に繰返されることになる。この時、第２図（Ｃ
） （ｄ）のよう（二回路中の電圧、電流波形は正弦波
に近い共振波形となる。
チング回路の一周期内での動作であり、このような動作
が周期的に繰返されることになる。この時、第２図（Ｃ
） （ｄ）のよう（二回路中の電圧、電流波形は正弦波
に近い共振波形となる。
尚、第２図（＝１〜（ｄ）の各波形図の波高値、負荷へ
供給される電力値等は、電源１の電圧値、負荷のインピ
ーダンス値、インダクタンス素子３゜８のインダクタン
ス値、コンデンサ５，７の容量値等により定まるもので
ある。
供給される電力値等は、電源１の電圧値、負荷のインピ
ーダンス値、インダクタンス素子３゜８のインダクタン
ス値、コンデンサ５，７の容量値等により定まるもので
ある。
以上の説明から明らかなように、このスイッチング回路
では、各部の電圧、ｉ４流波形が共振波形となるため、
きわめて高調波ノイズが少ない。また、ｔ、の時点にお
いてトランジスタ３がしゃ断すなわちターン・オフする
時に、ある過渡期間をもってトランジスタ３４−流れる
電流が減少したとしても、ターン中オフする瞬間の電流
値がピーク電流に比べて少ないことと、トランジスタ３
の両端の電圧がゆるやかに上昇すること）二より、従来
一般のスイッチング回路に比べて、ターン・オフ時のス
イッチング損失は少なくなる。そしてｔ。及びｔ、の時
点においてトランジスタ３が導通、すなわちターン・オ
フする時にはすでにその両端の電圧はは）ｆ零であるた
め、ターン・オン時のスイッチング損失はない。これら
のことから、たとえスイッチング周波数が高くなったと
しても、従来一般のスイッチング回路（＝比べてスイッ
チング損失が無視できる程少ないため、電力伝達効率が
高く。
では、各部の電圧、ｉ４流波形が共振波形となるため、
きわめて高調波ノイズが少ない。また、ｔ、の時点にお
いてトランジスタ３がしゃ断すなわちターン・オフする
時に、ある過渡期間をもってトランジスタ３４−流れる
電流が減少したとしても、ターン中オフする瞬間の電流
値がピーク電流に比べて少ないことと、トランジスタ３
の両端の電圧がゆるやかに上昇すること）二より、従来
一般のスイッチング回路に比べて、ターン・オフ時のス
イッチング損失は少なくなる。そしてｔ。及びｔ、の時
点においてトランジスタ３が導通、すなわちターン・オ
フする時にはすでにその両端の電圧はは）ｆ零であるた
め、ターン・オン時のスイッチング損失はない。これら
のことから、たとえスイッチング周波数が高くなったと
しても、従来一般のスイッチング回路（＝比べてスイッ
チング損失が無視できる程少ないため、電力伝達効率が
高く。
発熱も少なくなる。
また、負荷は第２のインダクタンス素子８と並列的に接
続されており、スイッチング回路自体は閉回路となって
いるため、負荷の影響を受け６二くい。すなわち、設定
され牟回路定数値で得られる蝦大出力電圧以下での負荷
変動に対しては、スイッチング３のスイッチング周期、
導通幅を若干調整しておくことにより共振条件をはずれ
ることはなく、十分安定な動作が得られる。
続されており、スイッチング回路自体は閉回路となって
いるため、負荷の影響を受け６二くい。すなわち、設定
され牟回路定数値で得られる蝦大出力電圧以下での負荷
変動に対しては、スイッチング３のスイッチング周期、
導通幅を若干調整しておくことにより共振条件をはずれ
ることはなく、十分安定な動作が得られる。
尚、上記実施例（＝おいてドライブ回路４に入力信号（
＝応じた変調（パルス幅変調）をかければ、高効率スイ
ッチング式電、力増幅器としても使用できる。
＝応じた変調（パルス幅変調）をかければ、高効率スイ
ッチング式電、力増幅器としても使用できる。
第３図〜第５図にこの発明の他の実施例を示す。第３図
は第１図における第２のインダクタンス素子８をトラン
ス９の一次巻線９＆１１二置換え、トランス９の二次巻
線９ｂの両端を出力端子に接続した例である。この場合
、厳密にはトランス９の励磁インダクタンスが第１図（
二おける第２のインダクタンス８と同じ働きをする。
は第１図における第２のインダクタンス素子８をトラン
ス９の一次巻線９＆１１二置換え、トランス９の二次巻
線９ｂの両端を出力端子に接続した例である。この場合
、厳密にはトランス９の励磁インダクタンスが第１図（
二おける第２のインダクタンス８と同じ働きをする。
このようにトランス９を使用すれば、スイッチング回路
と負荷との絶縁ができ、また巻線比Ｃ二より出力電圧を
任意に設定することができる。
と負荷との絶縁ができ、また巻線比Ｃ二より出力電圧を
任意に設定することができる。
＄４図は第３因の実施例のトランス９の１′次巻線９＆
Ｉと並列に第２のインダクタンス素子８を接続した例で
ある。この場合、トランス９の励磁インダクタンス値は
、共振１′−必要なインダクタンス値よりも大きくさえ
あればインダクタンス素子８により共振周波数等の調整
が可能なため、トランス９の設計が比較的容易になる利
点がある。尚、インダクタンス素子８はトランス９の２
次巻線に並列に接続しても良い。
Ｉと並列に第２のインダクタンス素子８を接続した例で
ある。この場合、トランス９の励磁インダクタンス値は
、共振１′−必要なインダクタンス値よりも大きくさえ
あればインダクタンス素子８により共振周波数等の調整
が可能なため、トランス９の設計が比較的容易になる利
点がある。尚、インダクタンス素子８はトランス９の２
次巻線に並列に接続しても良い。
第５図はこの発明をスイッチング式電諒に応用した例で
あり、第３図のトランス９の２次巻線９ｂｌ二整流平滑
回路１０を接続したものである。この整流平滑回路１０
の出力（ｄｌｌから出力端子１１．１２に直流電力が得
られる。この場合。
あり、第３図のトランス９の２次巻線９ｂｌ二整流平滑
回路１０を接続したものである。この整流平滑回路１０
の出力（ｄｌｌから出力端子１１．１２に直流電力が得
られる。この場合。
絶縁や電圧変換の必要がなければ、トランス９はインダ
クタンス素子８におきかえても良いことは勿論である。
クタンス素子８におきかえても良いことは勿論である。
以上、いくつかの実施例について説明したが、これらの
実施例を適宜組合せて構成することも可能である。また
１以上の説明ではスイッチング素子３を全てＮＰＮ）ラ
ンジスタとして説明したが、スイッチングのできる素子
ならば何でもよい。また、共振条件の設定によってダン
ノヘー・ダイオード６に電流が流れないような動作にも
できるため、その場合、ダンパー・ダイオード６は必要
ない。また、ダンパー・ダイオード６はトランジスタ３
のベース・エミッタ間に接続しても良い。
実施例を適宜組合せて構成することも可能である。また
１以上の説明ではスイッチング素子３を全てＮＰＮ）ラ
ンジスタとして説明したが、スイッチングのできる素子
ならば何でもよい。また、共振条件の設定によってダン
ノヘー・ダイオード６に電流が流れないような動作にも
できるため、その場合、ダンパー・ダイオード６は必要
ない。また、ダンパー・ダイオード６はトランジスタ３
のベース・エミッタ間に接続しても良い。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第２図
はその各部の動作波形図、第３図〜第５図はこの発明の
他の実施例を示す回路構成図である。 １・・・入力直流電源、２・・・第１のインダクタンス
素子、３・・・スイッチング素子、４用ドライブ回ｉ、
ｉ・・・第１のコンデンサ、６・・・ダンパ−９ダイオ
ード、７・・・第２のコンデンｆ、８…第２のインダク
タンス素子、９・・・トランス、１０！・・整流平滑回
路、１１．１２・・・出力端子。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第３図 第４図 第５図
はその各部の動作波形図、第３図〜第５図はこの発明の
他の実施例を示す回路構成図である。 １・・・入力直流電源、２・・・第１のインダクタンス
素子、３・・・スイッチング素子、４用ドライブ回ｉ、
ｉ・・・第１のコンデンサ、６・・・ダンパ−９ダイオ
ード、７・・・第２のコンデンｆ、８…第２のインダク
タンス素子、９・・・トランス、１０！・・整流平滑回
路、１１．１２・・・出力端子。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第３図 第４図 第５図
Claims (3)
- （１）入力直流電源に第１のインダクタンス素子を介し
て接続された所定周期、所定導通幅で開閉制御されるス
イッチング素子と、このスイッチング素子と並列に接続
された第１のコンデンサと、前記スイッチング素子と並
列に接続された第２のコンデンサと第２のインダクタン
ス素子との直列回路とを具備し、第２のインダクタンス
素子の両端電圧を出力として取出すようにしたことを特
徴とするスイッチング回路。 - （２）第２のインダクタンス素子としてトランスの１次
巻線を用い、このトランスの２次巻線から出力を取出す
ようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のスイッチング回路。 - （３）第２のインダクタンス素子の両端１′−現れる電
圧をトランスを介して出力として取出すようにしたこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のスイッチング
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10651082A JPS58224559A (ja) | 1982-06-21 | 1982-06-21 | スイツチング回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10651082A JPS58224559A (ja) | 1982-06-21 | 1982-06-21 | スイツチング回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58224559A true JPS58224559A (ja) | 1983-12-26 |
Family
ID=14435420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10651082A Pending JPS58224559A (ja) | 1982-06-21 | 1982-06-21 | スイツチング回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58224559A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5235502A (en) * | 1989-11-22 | 1993-08-10 | Vlt Corporation | Zero current switching forward power conversion apparatus and method with controllable energy transfer |
| US9478992B2 (en) | 2012-03-06 | 2016-10-25 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power transmission system |
-
1982
- 1982-06-21 JP JP10651082A patent/JPS58224559A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5235502A (en) * | 1989-11-22 | 1993-08-10 | Vlt Corporation | Zero current switching forward power conversion apparatus and method with controllable energy transfer |
| US9478992B2 (en) | 2012-03-06 | 2016-10-25 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power transmission system |
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