JPH067746B2

JPH067746B2 - 電圧共振型スイッチング電源

Info

Publication number: JPH067746B2
Application number: JP10900490A
Authority: JP
Inventors: 増生花若; 政樹塩谷
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1989-06-19
Filing date: 1990-04-25
Publication date: 1994-01-26
Anticipated expiration: 2009-01-26
Also published as: JPH03265465A

Description

【発明の詳細な説明】＜産業上の利用分野＞本発明は電圧共振型スイッチング電源の制御特性の改善
に関するものである。

＜従来の技術＞従来の電圧共振型スイッチング電源は、ＬＣ共振を利用
して、MOSFET等の半導体スイッチの電圧の変化を滑らか
に変化する正弦波状の波形にしてスイッチングさせる方
式のもので、スイッチング時の電圧波形が正弦波状（共
振波形）であり、共振電圧が零になった時にスイッチす
ることができるため、スイッチング時のノイズとスイッ
チングロスが小さいという特徴がある。したがって、こ
の電圧共振型スイチング電源は、電源の低ノイズ化、及
び高周波化（装置の小形化に関連する）に有効な方式と
されている。

＜発明が解決しようとする課題＞しかしながら、上記従来技術に示す電圧共振型スイッチ
ング電源においては、共振用素子として固定インダクタ
や固定コンデンサを使用しているため、共振周波数は一
定であり、出力電圧を制御するためには、スイッチング
周波数を変える必要があった。したがって、負荷変動や
入力変動によって、スイッチング周波数が変動するた
め、最低周波数で出力フィルタを設計しなければなら
ず、電源を小形とすることができない。又、スイッチン
グ周波数が広範囲に変化するので、ノイズフィルタが広
範囲をカバーする必要があり、ノイズ低減が難しく、フ
ィルタも大形となる。更に、複数の電源を並列に使用す
る場合、異なるスイッチング周波数間での誤引込みやビ
ートの発生が起きるという課題があった。

本発明は上記従来技術の課題を踏まえて成されたもので
あり、スイッチング周波数が固定のままで、出力電圧が
制御できる電圧共振型スイッチング電源を提供すること
を目的としたものである。

＜課題を解決するための手段＞上記課題を解決するための本発明の第１の構成は、入力
変動や負荷変動に対して出力変動を一定値に制御する電
圧共振型スイッチング電源において、可変インダクタと
コンデンサから成るＬＣ共振回路と、前記コンデンサと
並列に接続する半導体スイッチと、前記可変インダクタ
の制御電流を出力電圧と基準電圧の差に対応して増減さ
せる出力電圧制御回路とを設け、前記制御電流により前
記可変インダクタのインダクタンスを変えて出力電圧を
一定値に制御するように構成したことを特徴とするもの
である。

又、第２の構成は、前記第１の構成において、前記可変
インダクタを２つに分け、一方の可変インダクタの制御
電流を入力電圧に応じて増減させる入力電圧制御回路
と、他方の可変インダクタの制御電流を出力電圧と基準
電圧の差に対応して増減させる出力電圧制御回路とを設
け、前記制御電流によって、前記２つの可変インダクタ
のインダクタンスを変えて、出力電圧を一定値に制御す
るように構成したことを特徴とするものである。

更に、第３の構成は、前記第１の構成において、入力電
圧に応じて前記半導体スイッチのスイッチングのオン時
間を制御するスイッチ制御回路を設け、出力電圧制御に
必要な前記可変インダクタのインダクタンス変化幅を小
さくするように構成したことを特徴とするものである。

＜作用＞本発明によると、出力電圧の高低により制御電流を増減
させ、可変インダクタのインダクタンスを変えて、スイ
ッチング周波数が一定のままで、出力電圧を一定値に制
御することができる。

＜実施例＞以下、本発明を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第１の
実施例を示す回路構成図である。

第１図において、Ｖｉは入力電圧、１，２は入力電圧Ｖ
ｉを２分割する分割用コンデンサ、３，４は入力電圧Ｖ
ｉの両端に直列に接続するMOSFET等の半導体スイチ、
５，６はMOSFET３，４のゲート・ソース端子間に接続し
てMOSFET３，４を駆動する励振電源、７，８はMOSFET
３，４の寄生ダイオード、９，１０はMOSFET３，４のド
レイン・ソース端子間に接続する共振用コンデンサ、１
１は分割用コンデンサ１，２の接続点にインダクタ用巻
線の一端が接続する共振用の可変インダクタ、１２はMO
SFET３，４の接続点と可変インダクタ１１のインダクタ
用巻線の他端に１次巻線の両端が接続するトランス、１
３，１４はトランス１２の２次巻線の両端にそれぞれア
ノード側を接続する整流用ダイオード、１５，１６は整
流用ダイオード１３，１４と並列接続するスナバ用コン
デンサ、１７は整流用ダイオード１３，１４のカソード
側にその一端が接続するチョークコイル、１８，１９は
それぞれチョークコイル１７の他端とトランス１２の中
点との間に接続するフィルタ用コンデンサ及び負荷抵抗
であり、１７，１８は出力フィルタを構成する。Ｖ_０は
負荷抵抗１９の両端に加わる出力電圧である。又、２０
は出力電圧制御回路であり、この出力電圧制御回路２０
は負荷抵抗１９の両端の電圧を分圧する分圧用抵抗２
１，２２、基準電圧２３、分圧用抵抗２１，２２による
分圧出力電圧と基準電圧２３との差をとり増幅する誤差
増幅器２４、負荷抵抗１９の両端の電圧で駆動され誤差増幅器２４の出力
に位相補償を行う位相補償回路２５、位相補償回路２５
の出力の電流増幅を行い可変インダクタ１１の制御巻線
を駆動する電流制御用のトランジスタ２６から成る。

ここで、第２図は第１図装置に用いられる可変インダク
タ１１の構成例である。

第２図において、中央脚に巻かれたｂ１−ｂ２巻線に制
御電流Ｉｃを流し、ａ１−ａ２巻線は発生磁束が中央脚
において、互いに打ち消し合うように中央脚を挟む２つ
の脚に巻いておくことにより、ａ１−ａ２巻線の電圧は
ｂ１−ｂ２巻線には誘起されない。

次に、この可変インダクタの動作原理を説明する。な
お、第３図は磁化（Ｂ−Ｈ）曲線上の磁束の動きを示す
図であり、第４図は可変インダクタのインダクタンスと
制御電流の関係を示す特性図である。制御電流Ｉｃが流
れている状態で、共振電流ＩＬが流れ、初期磁化曲線上
の制御電流Ｉｃで定まる動作点を中心に、共振電流ＩＬ
によって、マイナーループが描かれることになる。この
制御電流Ｉｃが変化すれば、ａ２側はＡ点→Ｂ点→Ｃ
点、ａ１側はＤ点→Ｅ点→Ｆ点と共振電流ＩLによるマ
イナーループは、初期磁化曲線上を移動する。この各動
作点での傾きがインダクタンスＬであるから、この傾き
をプロットしていったものが、第４図に示す可変インダ
クタの特性図となり、制御電流Ｉｃを変えることによ
り、可変インダクタのインダクタンスＬを変えることが
でき、第４図に示すように、制御電流Ｉｃが小さいとイ
ンダクタンスＬは大きくなる。

第５図は第１図装置の動作を説明するための動作波形図
である。なお、第５図において、（イ）図は励振電源５
の出力、即ちMOSFET３のゲートドライブ波形であり、ハ
イレベルの時にMOSFET３がオンとなる。（ロ）図は励振
電源６の出力、即ちMOSFET４のゲートドライブ波形であ
り、ハイレベルの時にMOSFET４がオンとなる。（ハ）図
はMOSFET３のドレイン・ソース端子間電圧である。
（ニ）図はMOSFET３を流れる電流である。（ホ）図はト
ランス１２の１次巻線及び可変インダクタ１１のインダ
クタ用巻線を流れる電流である。MOSFET３，４はそれぞ
れ励振電源５，６により交互に一定時間オンされる。
（（イ）図，（ロ）図）。時刻ｔ０でMOSFET３がオンす
ると、MOSFET３には（ニ）図に示すような電流が流れ
る。負の電流は寄生ダイオード７を流れてエネルギを入
力に回生している電流である。時刻ｔ１でMOSFET３がオ
フすると、共振用コンデンサ９，１０と可変インダクタ
１１により共振状態となる。これがｔ１〜ｔ２の期間で
ある。ｔ２〜ｔ３の期間も本来ならば共振状態にある
が、寄生ダイオード８のために共振用コンデンサ１０の
両端は一定電圧を保持する。即ちMOSFET３の両端には入
力電圧が掛り、MOSFET４の両端はほぼ零電圧になってい
る。この時、MOSFET４のオンすれば（時刻ｔ３）、スイ
ッチングロスは非常に小さくなる。ｔ３〜ｔ４の期間
は、MOSFET４がオンしている。MOSFET４をオフ（時刻ｔ
４）すると、前記ｔ１〜ｔ２の期間と同様に、再び共振
状態となり、MOSFET４の両端電圧は上がっていく（ｔ４
〜ｔ５の期間）。ｔ５〜ｔ６の期間は前記ｔ２〜ｔ３の
期間と同様に寄生ダイオード７のために共振用コンデン
サ９の両端は一定電圧を保持する。即ちMOSFET４の両端
には入力電圧が掛り、MOSFET３の両端はほぼ零電圧にな
っている。この時、MOSFET３をオンすれば（時刻ｔ
６）、スイッチングロスは非常に小さくなる。このよう
な動作を繰返し、トランス１２の１次巻線には、（ホ）
図に示すような励振電流が流れ、２次側にエネルギを伝
達する。

次に、本発明に係わる可変インダクタによる出力電圧制
御について説明する。

第１図に戻り、分圧用抵抗２１，２２により負荷抵抗１
９の両端の電圧を分圧する。この分圧出力電圧と基準電
圧２３との差を誤差増幅器２４でとり、増幅後、この出
力に位相補償回路２５にて位相補償を施した後、電流制
御用トランジスタ２６により電流に変換し、可変インダ
クタ１１の制御電流Ｉｃを変化させる。出力電圧Ｖ_０が
大きい時は、制御電流Ｉｃを減少させるように動作し、
出力電圧Ｖ_０が低い時は、制御電流Ｉｃを増加させるよ
うに動作させることによって、可変インダクタのインダ
クタンスを変化させている。このインダクタンスを変化
させると、共振周波数が変化し、第５図（ハ）に示す
、の傾きが変化するが、零電圧スイッチングを行う
条件さえ満足していれば、この傾きの変化は出力電圧Ｖ
_０には影響を与えない。出力電圧Ｖ_０は近似的に次式で
表わされる。

ただし、Ｎ：トランスの１次側と２次側の巻数比Ｒ：負荷抵抗Ｌ：可変インダクタのインダクタンスである。したがって、インダクタンスＬを小さくする
と、出力電圧Ｖ_０は上昇し、インダクタンスＬを大きく
すると、出力電圧Ｖ_０は減少することになり、可変イン
ダクタのインダクタンスＬを変化させれば、スイッチン
グ周波数を一定に保ったまま、出力電圧Ｖ_０の制御を行
うことができる。

第６図は第１図装置の変形実施例を示す回路構成図であ
る。なお、第６図において第１図と同一要素には同一符
号を付して重複する説明は省略する。第６図と第１図と
の相違点は、スナバ用コンデンサ１５、１６の代りにト
ランス１２の１次巻線の両端にコンデンサ２７を接続す
る構成としたものであり、第１図装置と同様の効果が得
られると共に、コンデンサ２７を通して流れる電流がト
ランス巻線を流れないため、第１図装置に比べ、トラン
ス１２の設計をより容易とすることができる。

第７図（イ）は本発明の電圧共振型スイッチング電源の
第２の実施例を示す回路構成図である。なお、第７図
（イ）において第１図と同一要素には同一符号を付して
重複する説明は省略する。第７図（イ）と第１図との相
違点は、可変インダクタを２つにし、一方の可変インダ
クタ１１ａには入力電圧からのフィードフォワードルー
プを、他方の可変インダクタ１１ｂには出力電圧からの
フィードバックループを設けた構成たした点である。こ
こで、第１図装置に示す共振用のインダクタに可変イン
ダクタを用いて出力制御を行うものは、第８図に示すよ
うに、出力の負荷依存性が大きく、入力変動ΔＬ_１に対
する制御範囲も含めると、比較的大きな制御範囲ΔＬが
必要となる。したがって、可変インダクタの制御範囲が
大きくなり、出力制御の過渡特性が悪化する場合があ
る。この実施例は、この点に着目したものであり、更に
入力電圧からフィーオフォワードに可変インダクタを変
化させることにより出力制御性を改善するものである。

第７図（イ）に戻り、３０は入力電圧Ｖｉの変化に対応
する制御電流Ｉｃ_１を可変インダクタ１１ａの制御巻線
に加える入力電圧制御回路であり、その構成は、第７図
（ロ）に示すように、入力電圧Ｖｉを分圧用抵抗Ｒ_１，
Ｒ_２により分圧し、その分圧出力電圧Ｅｖに関数演算を
施す。その出力Ｅ_０をオペアンプＯＰ_１、トランジスタ
Ｑ_１、抵抗Ｒf_１から成る回路で電流増幅を行い、可変
インダクタ１１ａの制御巻線を駆動する制御電流Ｉc_１
としている。

このような構成において、以下に第１図装置と違う部分
の動作について説明する。第８図に示す負荷範囲の中央
値Ｒomid（図中実線）における入力電圧Ｖｉと２つの可
変インダクタのインダクタンスＬの関係をｆ（Ｖｉ）、
第４図に示した可変インダクタの特性図より、可変イン
ダクタ１１ａのインダクタンスＬ_１と制御電流Ｉｃ_１と
の関係をｇ（Ｉｃ_１）とすると、Ｌ_１＝ｇ（Ｉｃ_１）＝ｇ（Ｆ（Ｖｉ））＝ｆ（Ｖｉ）となるように入力電圧制御回路３０において、関数演算
Ｆ（Ｖｉ）を設定すれば、可変インダクタ１１ａの制御
範囲はΔＬ_１となる。一方、可変インダクタ１１ｂは入
力変動分が可変インダクタ１１ａにより制御されている
ので、負荷変動分だけを制御すれば良く、その制御範囲
は第８図のΔＬ_２である。第１図装置では１つの可変イ
ンダクタ１１でΔＬをカバーしていたが、フィードフォ
ワードループの付加により、フィードバックループの可
変インダクタ１１ｂの変化範囲はΔＬ→ΔＬ_２と小さく
なるので、制御巻線の巻数が少なくてすみ、制御巻線イ
ンダクタンスが小さくなるため、、過渡応答が改善され
る。なお、可変インダクタ１１ａに関しては、入力変動
は負荷変動ほど急激ではなく、適応性は要求されないた
め問題はない。

第９図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第３を
実施例を示す回路構成図である。なお、第９図において
第１図と同一要素には同一符号を付して重複する説明は
省略する。

第９図において、４０はスイッチ制御回路であり、この
スイッチ制御回路４０は入力電圧Ｖｉを分圧する分圧用
抵抗４１，４２、分圧用抵抗４１，４２による入力電圧
Ｖｉの分圧出力に関数演算を施す関数演算回路４３、関
数演算回路４３の出力に基づいてMOSFET３，４のスイッ
チングのオン時間を制御するゲート駆動制御回路４４か
ら成る。このような構成において、以下に第１図装置と
違う部分の動作について説明する。図において、スイッ
チ制御回路４０の分圧用抵抗４１，４２で入力電圧Ｖｉ
を分圧し、その分圧出力電圧に関数演算回路４３で演算
を施した後、ゲート駆動制御回路４４でMOSFET３，４の
スイッチングのオン時間Ｔonに変換している。このスイ
ッチングのオン時間Ｔonと入力電圧Ｖｉとの関係は第１
０図に示すように、入力電圧Ｖｉが大きくなるとスイッ
チングのオン時間Ｔonは短くなる。ゲート駆動制御回路
４４の出力波形は第１１図に示すようになり、スイッチ
ングのオフ時間Ｔoffは共振条件により固定されるた
め、入力電圧Ｖｉによりスイッチングのオン時間Ｔonだ
けを変化させる。即ち、入力電圧Ｖｉが大きい時はMOSF
ET３，４の通電時間を短くして出力側へのエネルギ伝送
を少なくし（（イ）図）、逆に入力電圧Ｖｉが小さい時
は通電時間を長くしてエネルギ伝送を多くする（（ロ）
図）。こようにして、出力電圧Ｖ_０の入力電圧変化に対
する依存性を小さくすることができる。この時、スイッ
チングのオン時間Ｔonが変化すれば、スイッチング周波
数ｆｓも変化するが、入力電圧変化に対して出力電圧Ｖ
_０を制御するために必要なスイッチング周波数ｆｓの変
化は非常に小さく、フィルタ設計やノイズ対策等に対す
る影響は少ない。したがって、スイッチ制御回路４０を
設けることにより、出力電圧の入力電圧変化に対する依
存性を小さくできるため、可変インダクタのインダクタ
ンス変化範囲を小さくすることができる。

なお、上記実施例において、半導体スイッチとして、MO
SFETを用いたが、これに限るものではなく、任意の電子
式スイッチ素子を用いることができる。又、可変インダ
クタとしては第２図に示したものを説明したがこの構成
に限定されるものではなく、制御電流によってインダク
タンスを変化させる構造のものであれば良い。

＜発明の効果＞以上、実施例と共に具体的に説明したもうに、本発明に
よれば、スイッチング周波数が一定のままで、出力電圧
を一定値に制御することができるため、（１）スイッチング周波数を上げることにより、出力フ
ィルタを小形化できる。

（２）出力フィルタの設計をスイッチング周波数に合わ
せて行えば良く、ノイズ対策が容易となる。

（３）複数の電源を並列に使用する場合に生じる電源間
での誤引き込みやビートの発生を無くすことができる。

又、共振用インダクタンスを変化させて出力制御するた
め、（４）制御回路が簡単になり、電源の信頼性を向上でき
る。

（５）制御回路の絶縁が容易となる。

（６）電源投入時、２次側電圧が立上がらない間は、制
御電流も小さく、共振インダクタンスは大きな値を示す
ため、ソフトスタート機能を備えている。

又、入力のフィードフォワードループを設けて、入力電
圧変動を吸収するようにしたので、（７）出力フィードバックのための可変インダクタの変
化範囲を小さくすることができ、過渡応答を改善でき
る。

（８）出力フィードバックの制御電力を小さくできる。

更に、入力電圧に応じて半導体スイッチのスイッチング
のオン時間を制御するスイッチ制御回路を設けた構成と
することにより、出力制御に必要なインダクタンスの変
化幅が小さくなるため、（９）出力制御の過渡特性が改善される。

（１０）可変インダクタの小形化が容易となる。等の効
果を有する電圧共振型スイッチング電源を実現すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第１の
実施例を示す回路構成図、第２図は第１図装置に用いら
れる可変インダクタの一例を示す構成図、第３図は磁化
曲線上の磁束の動きを示す図、第４図は可変インダクタ
のインダクタンスと制御電流の関係を示す図、第５図は
第１図装置の動作を説明するための動作波形図、第６図
は本発明の第１の実施例の変形実施例を示す構成図、第
７図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第２の実
施例を示す回路構成図、第８図は入力変動と負荷変動に
対する可変インダクタの制御範囲との関係を示す図、第
９図は本発明の電圧共振型スイッチング電源の第３の実
施例を示す回路構成図、第１０図は第９図装置の入力電
圧とスイッチングのオン時間の関係を示す図、第１１図
は第９図装置のゲート駆動制御回路の出力波形を示す図
である。３，４…半導体スイッチ、９，１０…共振用コンデン
サ、１１，１１ａ，１１ｂ…可変インダクタ、２０…出
力電圧制御回路、３０…入力電圧制御回路、４０…スイ
ッチ制御回路、Ｉｃ，Ｉｃ_１，Ｉｃ_２…制御電流、Ｖｉ
…入力電圧、Ｖ_０…出力電圧。

フロントページの続き (56)参考文献特開平１−114367（ＪＰ，Ａ) 特公昭62−36466（ＪＰ，Ｂ２) Ｊｏｖａｎｏｖｉ▲ｃ▼，Ｌｅｅ，Ｃｈｅｎ“ＡＺＥＲＯ−ＣＵＲＲＥＮＴ−ＳＷＩＴＣＨＥＤＯＦＦ−ＬＩＮＥＱＵＡＳＩ−Ｒ▲Ｅ▼ＳＯＮＡＮＴＣＯＮＶＥＲＴＥＲＷＩＴＨＲＥＤＵＣＥＤＦＲＥＱＵＥＮＣＹＲＡＮＧＥ” ＨＦＰＣ・ＭＡＹ 1988 ＰＲＯＣＥＤＤＩＮＧＳＰ．15−24

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力変動や負荷変動に対して出力電圧を一
定値に制御する電圧共振型スイッチング電源において、
可変インダクタとコンデンサから成るＬＣ共振回路と、
前記コンデンサに並列に接続され一定周波数の励振電源
で駆動される半導体スイッチと、前記可変インダクタを
流れる電流を取り出すトランスと、このトランスの出力
が整流・ろ波されたのち加えられる負荷抵抗と、前記可
変インダクタの制御電流を前記負荷抵抗に加えられる出
力電圧と基準電圧の差に対応して増減させる出力電圧制
御回路とを設け、前記制御電流により前記可変インダク
タのインダクタンスを変えて出力電圧を一定値に制御す
るように構成したことを特徴とする電圧共振型スイッチ
ング電源。
【請求項２】請求項（１）記載の電圧共振型スイッチン
グ電源において、前記可変インダクタを２つに分け、一
方の可変インダクタの制御電流を入力電圧に応じて増減
させる入力電圧制御回路と、他方の可変インダクタの制
御電流を出力電圧と基準電圧の差に対応して増減させる
出力電圧制御回路とを設け、前記制御電流によって、前
記２つの可変インダクタのインダクタンスを変えて、出
力電圧を一定値に制御するように構成したことを特徴と
する電圧共振型スイッチング電源。
【請求項３】請求項（１）記載の電圧共振型スイッチン
グ電源において、入力電圧に応じて前記半導体スイッチ
のスイッチングのオン時間を制御するスイッチ制御回路
を設け、出力電圧制御に必要な前記可変インダクタのイ
ンダクタンス変化幅を小さくするように構成したことを
特徴とする電圧共振型スイッチング電源。