DE1438749B2 - Schaltungsanordnung zur speisung von elektrischen gleichstrommotoren ueber steuerbare gleichrichter - Google Patents

Description

von elektrischen Fahrmotoren eines elektrischen Triebfahrzeugs ist die Aufschaltung des Differentialquotienten des Laststroms auch bei einer mit Phasenanschnittssteuerung arbeitenden Regelschaltung der eingangs erwähnten Art vorteilhaft, weil damit unerwünscht hohe Änderungsgeschwindigkeiten vermieden werden, die zu hohe, gegebenenfalls ruckartige Beschleunigungen des Fahrzeugs zur Folge haben würden. Bei einer solchen D-Regelung, die auf die Änderungsgeschwindigkeit des Laststroms anspricht, können aber durch die nur mit übermäßigem Aufwand zu beseitigende Restwelligkeit des gleichgerichteten Motorstroms Schwierigkeiten auftreten. Wenn die Regelung nämlich für höhere Änderungsgeschwindigkeiten, also höhere Frequenzen des Laststroms, eine so hohe Empfindlichkeit hat, daß die erforderliche Schleifenstabilität gewährleistet ist, spricht sie auch in unerwünschter Weise auf die Wechselstromkomponente des Laststroms an. Dies kann die unangenehme Folge haben, daß die Zündzeitpunkte für die positiven und die negativen Halbwellen an den steuerbaren Gleichrichtern völlig auseinanderlaufen. Wenn nämlich der Strom einer Halbwelle den Zündzeitpunkt erst der nächsten Halbwelle bestimmt, ist es denkbar, daß alle positiven Halbwellen Überstrom und alle negativen Halbwellen Unterstrom haben, wobei die Überstrom führenden Halbwellen die Unterstrom führenden Halbwellen über die Regelung weiter in den Unterstrom steuern und umgekehrt. Dieses Problem wird besonders gravierend, wenn auch die zeitliche Stromänderung als Istwert in die Regelung eingeführt wird.

Die Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine D-Regelung für den Laststrom vorzusehen, welche sowohl auf langsame als auch auf schnelle Änderungen des Laststroms anspricht, ohne jedoch auf die Restwelligkeit des Laststroms mit einem unsymmetrischen Zünden der steuerbaren Gleichrichter zu reagieren.

Bei einer Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Art wird in Anwendung auf die Regelung des Laststroms von elektrischen Fahrmotoren eines Triebfahrzeugs diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein erster, nur auf über einen längeren Zeitbereich anhaltende zeitliche Änderung des Laststroms ansprechender Meßumformer und ein zweiter auf bis in den Bereich der Restwelligkeit gehende zeitliehe Änderungen des Laststroms ansprechender Meßumformer vorgesehen ist, wobei der erste Meßumformer die Ladegeschwindigkeit des Ladekondensators und der zweite Meßumformer die Bezugsspannung jeweils im Sinne einer die Laststromänderungen kornpensierenden Phasenverschiebung der Zündimpulse beeinflußt.

Gemäß der Erfindung wird also eine die Ladegeschwindigkeit des Ladekondensators beeinflussende »langsame« D-Regelung vorgesehen, die auf die Restwelligkeit des Laststroms nicht mehr anspricht. Zur Ausregelung schnellerer Laststromänderungen, die bis in den Bereich der Welligkeitsfrequenz gehen, wird eine zweite, »schnelle« D-Regelung vorgesehen, die im Unterschied zur langsamen Regelung nicht die Ladegeschwindigkeit des Ladekondensators, sondern die mit der Ladespannung zu vergleichende Bezugsspannung beeinflußt. Diese zweitgenannte Regelung, die bei schnellen Laststromänderungen sofort eingreift, versucht jedoch nicht, die Restwelligkeit auszuregeln, was unter Umständen zu der erwähnten Unsymmetrie führen könnte. Dies läßt sich auf folgende Weise erklären:

Da die Bezugsspannung von einem auf schnelle Änderungen des Laststroms ansprechenden Meßumformer beeinflußt wird, ist diese Bezugsspannung ständig von einem dem Differentialquotienten der Laststromwelligkeit entsprechenden Wechselsignal überlagert. Derjenige Teil des Wechselsignals, der einen Einfluß auf den Zündzeitpunkt ausüben könnte, wird durch die Neigung der Rückflanke der Laststromwelligkeit bestimmt, die von der Induktivität des Laststromkreises abhängt und unabhängig vom Aussteuerungsgrad der Gleichrichter stets dieselbe Charakteristik hat. Durch die erfindungsgemäße Aufschaltung des zweiten Meßumformers hat die Restwelligkeit auf den Zündzeitpunkt den gleichen Einfluß, den eine bestimmte zusätzliche Vorspannung zur Bezugsspannung haben würde, und dies kann nicht zu einer versuchten Ausregelung der Restwelligkeit und somit nicht zu der gefürchteten Unsymmetrie der Zündzeitpunkte führen. Es ist kein Problem, im Bedarfsfall, diese »vorgetäuschte« und stets gleichbleibende Vorspannung durch einfache Maßnahmen wie z. B. Justierung des Arbeitspunkts des zugehörigen Meßumformers zu kompensieren.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung hat der zweite Meßumformer für Laststromänderungen kleinen Betrags eine hohe Empfindlichkeit und für größere Laststromänderungen eine herabgesetzte Empfindlichkeit. Man erreicht also einerseits durch die hohe Empfindlichkeit ein stabiles Arbeiten des den zweiten Meßumformer enthaltenden Regelkreises, während nichtlineare Schwingungen, die bei einem hohen Aussteuerungsgrad infolge großer Laststromänderungen auftreten können, vermieden werden.

In einer bevorzugten praktischen Ausführungsform enthält der Zündsteuerkreis als Vergleichseinrichtung einen an der Bezugsspannung liegenden Unijunction-Transistor, dessen Emitter mit dem Ladekondensator verbunden ist, der durch eine einen einstellbaren Konstantstrom liefernde Stromquelle bis auf eine den Unijunction-Transistor zündende Spannung aufladbar ist, während der erste Meßumformer einen Transistor aufweist, der in einem von der Konstantstromquelle abzweigenden und den Ladekondensator umgehenden Nebenstromweg liegt und dessen Leitfähigkeit durch ein seiner Steuerelektrode über ein Differenzierglied zugeführtes Laststromsignal veränderbar ist. Die Ladegeschwindigkeit des Ladekondensators wird also dadurch beeinflußt, daß ein mehr oder weniger großer Teil des von der Konstantstromquelle gelieferten Ladestroms abgezweigt wird. Dies bietet eine besonders vorteilhafte Möglichkeit zur zusätzlichen Aufschaltung der für die Stromregelung notwendigen Laststrombegrenzung, die in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung darin besteht, in den besagten Nebenstromweg parallel zum Transistor des ersten Meßumformers ein Schaltelement einzufügen, welches beim Erreichen eines bestimmten Schwellenwerts des Laststroms durchschaltet. Hiermit wird bei zu hohem Laststrom ein erhöhter Anteil des Ladestroms vom Ladekondensator ferngehalten, so daß dessen Aufladung langsamer erfolgt und der Zündzeitpunkt im Sinne einer Laststromverminderung verzögert wird.

Ein Ansprechen der »langsamen« Regelung auf die Welligkeitsfrequenz wird in einer Ausführungsform der Erfindung dadurch erschwert, daß an einen Punkt des besagten Nebenstromwegs zwischen dem ersten Meßumformer und der Konstantstromquelle ein Kondensator als dämpfender Nebenschluß für im Bereich der Welligkeitsfrequenz liegende Signaländerungen angeschaltet ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend an Hand von Zeichnungen ausführlich beschrieben!

F i g. 1 zeigt eine Starkstromschaltung zur Speisung elektrischer Gleichstrom-Fahrmotoren mit einer in drei Stufen umschaltbaren Steuereinrichtung, in welcher die erfindungsgemäße Regelungsschaltung Anwendung finden kann;

F i g. 2 zeigt einen Zündkreis für einen in der Steuereinrichtung nach F i g. 1 enthaltenen steuerbaren Gleichrichter, der mit den von der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gelieferten Zündimpulsen beaufschlagt werden kann;

F i g. 3 ist das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Lieferung von Zündimpulsen für die Zündkreise der den Laststrom beeinflussenden steuerbaren Gleichrichter;

Fig.4 zeigt den zeitlichen Verlauf einer zur Synchronisierung des Zündsteuerkreises nach Fig.3 herangezogenen Wechselspannung;

F i g. 5 und 6 sind Diagramme, die den Verlauf verschiedener Spannungen in der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 zeigen.

Bevor Einzelheiten eines Ausführungsbeispiels der Erfindung an Hand der F i g. 3 bis 6 erläutert werden, sei zunächst an Hand der F i g. 1 und 2 ein System beschrieben, in dessen Rahmen die Erfindung Anwendung finden kann.

F i g. 1 zeigt die Leistungskreise für eine Anlage mit vier Gleichstrom-Fahrmotoren 10, 11, 12, 13. von denen die Motore 10, 11 und die Motore 12, 13 jeweils mit ihren Feldern 14, 15 bzw. 16, 17 in Reihe geschaltet sind.

Die beiden Motorengruppen sind parallel geschaltet und jeder Parallelzweig enthält geeignete Motorschalter 18, 19, 20, 21 sowie Stromwandlertransformatoren 22 bzw. 23, die Signale liefern, welche dem Motorstrom proportional sind. Die Leistungsversorgung der Antriebsgruppe erfolgt über eine Glättungsdrossel 24 von einer Gleichrichteranordnung.

Die Eingangsleistung für die Anlage wird der Primärseite 25 eines Leistungstransformators 26 zugeführt, dessen Sekundärseite bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel drei getrennte Sekundärwicklungen 27, 28, 29 umfaßt, so daß drei getrennte Sekundärspannungseinheiten gebildet werden.

Die Sekundärwicklungen 27, 28, 29 sind über relaisbetätigte Schalter A 1, A 2 bzw. A 3 mit Vollweggleichrichterbrücken 30,31 bzw. 32 verbunden.

Die Sekundärwicklung 27 ist mit der Gleichrichterbrücke 30 über zwei entgegengesetzt gepolte steuerbare Ignitrons 33, 34 verbunden, die Steuerleitungen 35 bzw. 36 aufweisen, welche jeweils mit einer Zündschaltung gemäß F i g. 2 verbunden sind. Die Ignitrons sind, wie bekannt, mit entgegengesetzter Polung parallel geschaltet, d. h. die Kathode 37 des Ignitrons 34 ist mit der Anode 38 des Ignitrons 33 verbunden und die Anode 39 des Ignitrons 34 ist an die Kathode 40 des Ignitrons 33 angeschlossen, so daß ein Vollwegbetrieb der Gleichrichterbrücke 30 möglich ist.

Durch Steuerung des Zündzeitpunkts (über die Steuerleitungen 35 und 36) in den einzelnen Halbwellen der Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung 27 des Transformators 26 kann die mittlere Spannung am Gleichrichter 30 zwischen einem Maximalwert bei voll voreilender Zündung und einem Minimalwert bei voll nacheilender Zündung gesteuert werden.
• Der Sekundärwicklung 28 ist ein Steuertransformator 43 parallel geschaltet, an dessen Sekundärwicklung 44 eine Steuerspannung zur Verfugung steht.

Die drei Gleichrichtcrbrücken 30. 31, 32 sind in Reihe über die Glättungsdrossel 24 an die beiden parallclgcschalteten Motorgruppen derart angeschlossen, daß sich die gleichgerichteten Spannungen der einzelnen Sekundärwicklungen addieren. Wenn eine Sekundärwicklung abgeschaltet ist, wirken die zugehörigen Gleichrichter nur als Gleichstromverbindung im Motorkreis.

Im Betrieb wird die Anzahl der in das System eingeschalteten Spannungseinheiten durch ein Steuersignal des Bedienungsmanns bestimmt. Innerhalb jeder Stufe erfolgt eine kontinuierliche Spannungssteuerung mit Hilfe der Ignitrons 33 und 34.

Die Zündung der Ignitrons 33, 34 erfolgt beim kleinsten Phasenwinkel (voll verzögerte Zündung) und der Zündzeitpunkt wird entsprechend verschiedener Steuerparameter vorgerückt, so daß eine stetige und gesteuerte Beschleunigung erfolgt. Mit wachsendem Zündwinkel nimmt die Spannung an den Motoren zu.

Während des Betriebs wird der durch die Stromwandler 22, 23 gemessene Motorlaststrom immer begrenzt und geregelt.

F i g. 2 zeigt einen Zündkreis für das Ignitron 33. Zur Vereinfachung der Beschreibung ist nur der Zündkreis für das Ignitron 33 vollständig dargestellt, für das Ignitron 34 kann ein entsprechender oder ähnlicher Kreis verwendet werden.

Der Zündkreis wird durch einen Transformator 46 gespeist, der irgendwie, z. B. über den Transformator 43 (Fig. 1) mit der Stromversorgung verbunden ist. Die Sekundärwicklung 47 des Transformators 46 ist über eine Diode 48 und einen Widerstand 49 mit einem Ladekondensator 50 verbunden, der — wie dargestellt — einerseits an die Kathode 40 des Ignitrons 33 und andererseits an einen steuerbaren Gleichrichter 51 angeschlossen ist. Der steuerbare Gleichrichter 51 kann beispielsweise ein steuerbarer Siliciumgleichrichter sein.

Die Steuerelektrode des steuerbaren Gleichrichters 51 erhält Zündimpulse über einen Impulstransformator 53 und ist über die Steuerleitung 36 mit dem Zündstift des Ignitrons 33 derart verbunden, daß der Kondensator 50 über den Zündstift entladen wird und das Ignitron 33 zündet, wenn dem Gleichrichter 51 vom Impulstransformator 53 ein Zündimpuls zugeführt wird. Das Zündsignal für das Ignitron wird durch eine Reihenreaktanz 54, z. B. einen Transduktor, in Impulsform gebracht. Das Ignitron 34 wird in entsprechender Weise mittels eines Impulstransformators 55 gezündet, der mit der Steuerelektrode eines steuerbaren Gleichrichters in einem entsprechenden Zündkreis für das Ignitron 34 verbunden ist.

Die den in F i g. 2 dargestellten Zündkreis steuernden Impulse werden von der in Fig.3 dargestellten Schaltung erzeugt und Klemmen 56, 57 zugeführt, von denen die letztere über Widerstände 58, 59 mit Steuerelektroden 60, 61 von steuerbaren Gleichrichtern 62 bzw. 63 verbunden ist. Die steuerbaren Gleichrichter 62,63 sind über Dioden 64 bzw. 65 und die Impulstransformatoren 53 bzw. 55 an die Sekundärseite 66 eines Transformators 67 angeschlossen, der mit der Wechsclspannungsquelle, z. B. dem Steuertransformator 43 (F i g. 1) verbunden ist, um die Leistung für die Zündimpulse zu liefern und die Zündfolge der Ignitrons 33, 34 mit abwechselnden Halbwellen der Speisespannung zu synchronisieren. Eine Leitung 68 und Dioden 69, 70 die-

nen als Stromrückleitung.

Die an den Klemmen 56,57 auftretenden Zündimpulse erregen die Steuerelektroden 60, 61 beider steuerbaren Gleichrichter 62. 63. Welches Ignitron während der betreffenden Halbwelle zu zünden hat, wird durch die Polarität der Spannung an der Sekundärseite 66 des Transformators 67 bestimmt, da der Strom durch die Impulstransformatoren 53, 55 in abwechselnden Halbwellen durch eine der beiden Dioden 65 bzw. 64 gesperrt wird.

Es sei beispielsweise angenommen, daß die Spannung an der Sekundärseite 66 des Transformators 67 die eingezeichnete Polarität habe. Wenn die steuerbaren Gleichrichter 62, 63 gezündet haben, fließt Strom durch den Impulstransformator 55, die Diode 64, den steuerbaren Gleichrichter 62, die Leitung 68 und die Diode 70 zurück zur anderen Seite der Wicklung 66. Ein Stromfluß durch den Impulstransformator 53 wird dagegen durch die Diode 65 gesperrt und zusätzlich wird die Sperrspannung an der Diode 65 und dem steuerbaren Gleichrichter 63 auf den Flußspannungsabfall der Diode 70 begrenzt. Während der nächsten Halbwelle, in der die Spannung an der Wicklung 66 die der eingezeichneten entgegengesetzte Polarität hat, fließt beim Zünden der steuerbaren Gleichrichter 62, 63 ein Strom durch den Impulstransformator 53, die Diode 65, den steuerbaren Gleichrichter 63, die Leitung 68 und die Diode 69, während der Stromfluß durch den Impulstransformator 55 durch die Diode 64 gesperrt und die Sperrspannung wieder durch den Flußspannungsabfall der Diode 69 begrenzt wird.

Die den beiden steuerbaren Gleichrichtern 62, 63 zugeführten Zündimpulse lassen also die Ignitrons in der richtigen Reihenfolge zünden, die durch die Phase der Speisespannung bestimmt wird.

Fig.3 zeigt ein Schaltbild des Zündsteuerkreises, der die den Klemmen 56,57 des in F i g. 2 dargestellten Zündkreises zugeführten Zündimpulse erzeugt. Die Schaltungselemente, die in erster Linie für die Erzeugung der Zündimpulse verantwortlich sind, bestehen bei der in F i g. 3 dargestellten Schaltungsanordnung aus einem Unijunction-Transistor 71 und einem Ladekondensator 72. Der Ladekondensator 72 ist zwischen den Emitter 73 des Unijunction-Transistors 71 und eine Masseleitung 74 geschaltet, während die Basiselektroden 75, 76 des Unijunction-Transistors — wie dargestellt — über Widerstände 77 bzw. 78 an eine Leitung 79, die eine geregelte Gleichspannung führt, bzw. an die Masseleitung 74 angeschlossen werden. Die Gleichspannung auf der Leitung 79 wird in üblicher Weise, z. B. durch eine nicht dargestellte Zener-Diode auf einem konstanten Wert wie 20 Volt gehalten.

Die Zündsteuerung erfolgt durch Regelung des Punkts, bei dem der Ladekondensator 72 die Zündspannung des Unijunction-Transistors 71 erreicht, worauf sich der Ladekondensator 72 durch den Emitter 73, die Basis 76 und den Widerstand 78 entlädt und am Widerstand 78 und den Klemmen 56, 57 einen Spannungsimpuls erzeugt. Die Zündsteuerung des Unijunction-Transistors 71 erfolgt sowohl durch Steuerung des in den Ladekondensator 72 fließenden Stroms und damit seiner Aufladegeschwindigkeit als auch der Zwischenbasisspannung zwischen den Basiselektroden 75, 76 des Unijunction-Transistors 71.

In einer nicht niiher dargestellten Begrenzer- und Synchronisierschaltung 80 wird die Spannung, die maximal am Ladekondensator 72 auftreten kann, auf einen Wert des normalen Zündspannungsbercichs begrenzt.

Der in den Ladekondensator 72 fließende Ladestrom wird durch einen Transistor 95 gesteuert, der als Emitterverstärker geschaltet und mit einem Emitterwiderstand % an die Gleichspannungsleitung 79 angeschlossen ist. Der als Emitterverstärker arbeitende Transistor 95 hält den Strom im Emitterwiderstand 96 im Betriebsspannungsbereich praktisch konstant auf einem Wert, der durch die Basisspannung vorgegeben ist, die wiederum bestimmt ist durch den aus den Widerständen 107 und 108 gebildeten Spannungsteiler. Der Ladestrom des Ladekondensators 72 kann daher dadurch gesteuert werden, daß am Verbindungspunkt 97 ein Teil des Stroms über eine Leitung 98 abgezweigt wird. Je größer der durch die Leitung 98 abgezweigte Strom ist, umso weniger Strom fließt in den Ladekondensator 72 und umso mehr wird der Zeitpunkt verzögert, in dem die Zündspannung erreicht wird. Wird weniger Strom durch die Leitung 98 abgezweigt, so fließt mehr Strom in den Ladekondensator 72 und die Zündspannung wird eher erreicht. Die Steuerung des durch die Leitung 98 abgezweigten Stroms zur Verschiebung des Zündimpulses wird weiter unten erläutert.

Die Erzeugung der vom Ladekondensator 72 durch den Unijunction-Transistor 71 fließenden Zündimpulse wird mit der an den Ignitrons 33, 34 liegenden Wechselspannung durch eine Schaltungsanordnung synchronisiert, die Teil der schon erwähnten und hier nicht näher dargestellten Begrenzer- und Synchronisierschaltung 80 ist.

Zum Verständnis des vorliegenden Ausführungsbeispiels der Erfindung genügt es hinsichtlich der Synchronisierung, darauf hinzuweisen, daß die Synchronisation mit dem Rückflankenteil der einzelnen Halbwellen der in F i g. 4 dargestellten Schwingungsform der Versorgungsspannung erfolgt.

Wenn die Rückflanke der Wechselspannung unter einen Begrenzungspegel fällt, der in F i g. 4 durch die gestrichelte Gerade Sdargestellt ist und dem Wert entspricht, bei dem die Einleitung der Synchronisationswirkung erwünscht ist, wird der Ladekondensator 72 mit Masse verbunden, so daß er für die Aufladung während der nächsten Halbwelle entladen ist.

Man beachte, daß der durch die Basissteuerspannung am Transistor 95 vorgegebene Ladestrom nur einen Maximalwert darstellt und daß der tatsächlich in den_ Ladekondensator 72 fließende Ladestrom unter diesen Maximalwert dadurch verringert werden kann, daß ein Teil dieses Stroms durch die Leitung 98 abgezweigt wird, so daß die Zündung gegenüber dem maximal voreilenden Punkt verzögert wird, welcher an sich durch die Basissteuerspannung am Transistor 95 möglich wäre. Wie oben erwähnt, kann die Zündung auch dadurch verzögert werden, daß die Spannung an der Basis 75 des Unijunction-Transistors 71 erhöht wird. Dies kann dadurch erreicht werden, daß dem Verbindungspunkt 86 Strom über eine Leitung 117 zugeführt wird, der den Spannungsabfall am Widerstand 85 vergrößert. Es war bereits erwähnt worden, daß der Motorstrom durch Stromwandler 22, 23, die in F i g. 1 dargestellt sind, gemessen wird. Die Ausgangssignale dieser Stromwandler werden in geeigneter Weise gegeneinander geschaltet oder miteinander verglichen, beispielsweise über zwei Gleichrichterbrücken, so daß der höhere der beiden Ströme als Steuersignal wirksam ist.

Das resultierende Laststromsignal wird der Klemme 118 der in F i g. 3 dargestellten Schaltungsanordnung zugeführt.

Das der Klemme 118 zugeführte Laststromsignal

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wird dann über einen Widerstand 119 und eine Leitung 120 einem Strombegrenzungs- und Leitkreis zugeführt, der im folgenden beschrieben wird.

Die Begrenzung des Laststroms erfolgt mittels eines Transistors 121, dessen Emitter über einen einstellbaren Widerstand 122 und eine Zenerdiode 123 mit Masse verbunden ist. Das Laststromsignal wird der Basis des Transistors 121 über einen Widerstand 124 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 121 ist über einen Widerstand 125 mit der Steuerleitung 98 verbunden, so daß der Transistor 121 den vom Verbindungspunkt 97 abgezweigten Strom steuert und damit die Zündung des Unijunction-Transistors 71 verzögern kann. Wenn das Laststromsignal an der Basis des Transistors 121 einen bestimmten Wert überschreitet, der durch die Zenerdiode 123 bestimmt wird, beginnt die Diode 123 Strom zu führen und im Transistor 121 fließt dementsprechend ein Strom vom Kollektor zum Emitter. Wenn dies eintritt, wird Strom vom Verbindungspunkt 97 über den Widerstand 125, den Transistor 121, den Widerstand 122 und die Diode 123 abgezweigt, um die Zündung des Unijunction-Transistors 71 zu vergrößern und damit die an die Motoren angelegte Spannung herabzusetzen. Der Verstärkungsgrad des Transistors 121 läßt sich mittels des Widerstands 122 auf einen gewünschten Wert einstellen. Der maximale Laststrom der Motoren wird also durch das Abzweigen von Strom durch den Transistor 121 auf einen Wert begrenzt, der von der Durchschlagspannung der Zenerdiode 123 abhängt.

Das Ansprechverhalten des Transistors 121 wird durch die Filterwirkung eines Kondensators 126 beeinflußt, der wie dargestellt zwischen den Kollektor des Transistors 121 und Masse geschaltet ist. Der Kondensator 126 dämpft höhere Frequenzen, insbesondere auch die Frequenz der Restwelligkeit des Laststroms, wie noch näher erläutert wird.

Im folgenden soll kurz auf die mit der Stabilisierung eines Systems der beschriebenen Art zusammenhängenden Probleme eingegangen werden. Wegen der Phasenverschiebung, die durch die vielen verzögernden Elemente in einem System dieser Art eingeführt wird, ist gewöhnlich eine gewisse voreilende Phasenkompensation erforderlich, um einen stabilen Betrieb bei geschlossener Regelschleife zu gewährleisten. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man ein sogenanntes voreilendes oder geschwindigkeitsabhängiges Ansprechverhalten (D-Einfluß) einführt. Bei einem solchen System spricht die Regelung auf die Änderungsgeschwindigkeit des geregelten Parameters an, so daß Instabilitäten und Regelschwingungen verhindert werden.

Bei einer Fahrmotorenregelung der vorliegenden Art ist eine von der Änderungsgeschwindigkeit der Regelgröße abhängige Regelung außer aus Stabilitätsgründen auch deswegen zweckmäßig, da unerwünscht hohe Änderungsgeschwindigkeiten vermieden werden, die zu hohe, gegebenenfalls ruckweise Beschleunigungen zur Folge haben würden, die vom Fahrgast als unangenehm empfunden werden können.

Bei vernünftigen Größen der Glättungsdrossel 24 (Fig. 1) enthält der Motorlaststrom jedoch leider immer noch eine relativ hohe Restwelligkeit. so daß bei Verwendung eines konventionellen geschwindigkeitsabhängigen Systems, das bei höheren Änderungsgeschwindigkeiten oder Frequenzen ausreichend empfindlich ist, um eine stabile Regelschleife zu gewährleisten, ein Ansprechen auch auf die Wechselstromkomponentc des Laststroms eintreten würde.

Würde ein System dieser Art in üblicher Weise verwendet, so bestände die Gefahr, daß die Zündung der Ignitrons bei jeder einzelnen Halbwelle verstellt würde, was wegen der unsymmetrischen Form der überlagerten Wechselspannungskomponente ein unsymmetrisches Zünden der Ignitrons zur Folge hätte: der Zündzeitpunkt des einen Ignitrons könnte dabei dazu neigen, sich dem voll voreilendcn Phasenwinkel zu nähern, während der Zündzeitpunkt des anderen Ignitrons dabei zu einer Verzögerung auf den maximal verzögerten Zündzeitpunkt neigen könnte. Wenn andererseits die Ansprechgeschwindigkeit des D-Systems für Änderungen der Frequenz der Restwelligkeit soweit gedämpft ist, um die oben beschriebenen Schwierigkeiten zu vermeiden, spricht das System nicht genügend schnell auf rasche Laststromänderungen an, und es ist keine ausreichende Schleifenstabilität gewährleistet.

Um die obige Schwierigkeit zu vermeiden, werden zwei geschwindigkeitsempfindliche Systeme verwendet. Der Ansprechbereich des einen von ihnen reicht bis in das Gebiet der Frequenzen der überlagerten Wechselspannungskomponente, es ist jedoch derart in das System eingeschaltet, daß sein Ansprechen auf die raschen Änderungen bei der Laststromwelligkeitsfrequenz kein unsymmetrisches Zünden der Ignitrons verursachen kann. Das zweite geschwindigkeitsempfindliche System bewirkt eine Regelung mit langsameren Änderungsgeschwindigkeiten, so daß positive und negative Beschleunigungen auf Werte begrenzt werden, die vom Fahrgast nicht als störend empfunden werden. Bevor auf nähere Einzelheiten eingegangen wird, soll zuerst die Arbeitsweise der beiden geschwindigkeitsempfindlichen Regelsysteme in F i g. 3 beschrieben werden und anschließend wird das oben erwähnte Problem unter Bezugnahme auf die in den F i g. 5 und 6 dargestellten Schwingungsformen näher erläutert.

Bei der in Fig. 3 dargestellten Anordnung wird die langsam ansprechende Regelung dadurch bewirkt, daß das Laststromsignal einem Transistor 127 über die Leitung 120 und ein Voreilungs-Netzwerk aus einem Kondensator 128 und Widerständen 129, 130, die wie dargestellt geschaltet sind, zugeführt wird. Der Emitter des Transistors 127 ist zur Einstellung des Verstärkungsgrads über einen einstellbaren Widerstand 131 mit Masse verbunden.

Wegen des erwähnten Voreilungsnetzwerks spricht der Transistor 127 auf die Änderungsgeschwindigkeit des über die Leitung 120 zugeführten Laststromsignals an. Das Ausgangssignal des Transistors 127 wird jedoch für den Frequenzbereich der Welligkeitskomponente des Laststroms durch die Filterwirkung eines Kondensators 126 gedämpft oder verzögert. Der Transistor 127 bewirkt also eine mit langsamer Geschwindigkeit verlaufende Korrektur, indem er Strom vom Verbindungspunkt 97 über den Widerstand 125 ableitet, während sein Ansprechverhalten bei höheren Frequenzen einschließlich der Welligkeitsfrequenz durch den Kondensator 126 gedämpft ist. Es sei darauf hingewiesen, daß die durch die Geschwindigkeit der Laststromänderung bewirkte Steuerwirkung des Transistors 127 nur bei Laststromwerten voll wirksam ist, die unter dem Grenzwert liegen, der durch die Durchschlagspannung der Zenerdiode 123 bestimmt wird, da die Zenerdiode 123 bei höheren Stromwerten zu leiten beginnt und das Abzweigen von Strom zum Verzögern des Zündens in der Hauptsache durch den Transistor 121 gesteuert wird.

Die rasch ansprechende von der Geschwindigkeit

der Laststromänderung abhängige Regelung, die für die Stabilisation des Systems erforderlich ist, wird dadurch bewirkt, daß das Laststromsignal einem Transistor !32 über eine Leitung 133 und einen in Reihe geschalteten Kondensator 134 zugeführt wird. Die Ruhespannung an der Basis des Transistors 132 wird durch einen Spannungsteiler bestimmt, der aus Widerständen 135, 136 besteht, die zwischen die Gleichspannungsleitung 79 und Masse geschaltet sind. Der Kollektor des Transistors 132 ist über einen Widerstand 137 mit der Gleichstromleitimg 79 verbunden. Der Emitter des Transistors 132 ist über eine Diode 138 und die Leitung 117 an den Verbindungspunkt 86 25-Hz-Netzes Der Widerstand 119 und der Kondensator 134, die dem Parallelwiderstand der Widerstände 135, 136 in Reihe geschaltet sind, bilden ein Differenziernetzwerk im Eingang des Transistors 132. In die Eingangsleitung zum Transistor ist ein Basiswiderstand 139 geschaltet.

Im Ruhezustand leitet der Transistor 132 und sein Emitterruhestrom stellt die Spannung am Verbindungspunkt 86 und damit an der Basis 75 des Unijunction-Transistors 71 auf einen bestimmten Betriebswert ein, der dem Zustand entspricht, bei dem kein Laststromänderungen entsprechendes Eingangssignal über den Kondensator 134 zugeführt wird. Die maximale bzw. minimale Betriebsspannung an der Basis 75 werden durch den voll leitenden oder gesättigten Zustand bzw. den völlig gesperrten Zustand des Transistors 132 bestimmt, wobei die Aussteuerung zwischen diesen Grenzwerten durch das über den Kondensator 134 zugeführte Signal erfolgt, das der Änderungsgeschwindigkeit oder dem Differentialquotienten des Laststroms entspricht. Wenn zum maximal Laststrom rasch zunimmt und der Transistor 132 in Richtung auf seinen Sättigungsbereich zunimmt, ist der durch die Leitung 117 fließende Emitterstrom dieses Transistors maximal und die Spannung an der Basis 75 des Unijunction-Transistors 71 nimmt dementsprechend ihren maximalen Betriebswert an, so daß die Zündung des Unijunction-Transistors 71 dementsprechend um den maximalen Betrag verzögert wird, der im Rahmen des für die Änderung der Spannung an der Basis 75 gewählten Aussteuerbereichs möglich ist. Wenn der Laststrom schnell abnimmt und der Transistor 132 dementsprechend in den Sperrbereich ausgesteuert wird, nimmt die Spannung an der Basis 75 ihren durch die Widerstände 77, 85 bestimmten Minimalwert an und die Zündung des Unijunction-Transistors wird auf einen Punkt vorgeschoben, der soweit voreilt, wie es der Aussteuerbereich der Basisspannung zuläßt.

Die Aussteuerung zwischen diesen Grenzen erfolgt durch den Transistor 132 als Funktion der über den Kondensator 134 eingekoppelten Änderungsgeschwindigkeit des Laststroms. Änderungsraten des Laststroms in zunehmender Richtung lassen den Emitterstrom in der Leitung 117 und damit die Spannung an der Basis 75 des Unijunction-Transistors ansteigen, wodurch die Zündung verzögert wird. In entsprechender Weise bewirkt eine Änderungsrate in Richtung abnehmender Lastströme eine Verringerung des Stroms in der Leitung 117 und der Spannung an der Basis 75, was ein Vorrücken des Zündzeitpunkts zur Folge hat.

Die Steuerung des Zündzeitpunkts des Unijunction-Transistors 71 durch die Änderung der Spannung an der Basis 75 ist unabhängig von der Steuerung durch Änderung des in den Ladekondensator 72 fließenden Ladestroms. Die Beeinflussung des Zündzeitpunkis durch Steuerung des in den Ladekondensator 72 fließenden Ladestroms wird dabei durch die Laststrombegrcnzungswirkung des Transistors 121 und der Zenerdiode 123 sowie das langsame Ansprechen des Voreilungsnetzwerks des Transistors 127 mit der Dämpfung durch die Filterwirkung des Kondensators 126 bewirkt, während das rasche Ansprechen durch die Steuerung der Spannung an der Basis 75 über das gerade beschriebene Differenzierungsnetzwerk des Transistors 132 gewährleistet ist.

Der Frequenzbereich des Differenzierungsnetzwerks des Transistors 132 erstreckt sich soweit, wie es für eine einwandfreie Regelschleifenstabilisierung erforderlich ist, im Falle eines 5-Hz-Netzes und einer WeI-ligkeitsfrequenz von 50 Hz spricht es auch noch im Welligkeitsfrequenzbereich des Motorlaststroms an. Der Frequenzgang des Voreilungsnetzwerks des Transistors 127 ist andererseits bei dieser Frequenz durch den Kondensator 126 stark gedämpft, um die oben erwähnten Schwierigkeiten durch unsymmetrisches Zünden der Ignitrons zu vermeiden.

Ein unsymmetrisches Zünden der Ignitrons kann auf folgende Weise eintreten: Wenn die durch das eine Ignitron erzeugte Wechselspannungskomponente in der Regelschleife genügend (Bereich zwischen 90° und 210°) verzögert wird, um das Zünden des anderen Ignitrons steuern zu können, kann der resultierende Überstrom von dem einen zu weit voreilend zündenden Ignitron als Signal wirken, das ein zu stark verzögertes Zünden des anderen Ignitrons verursacht, wobei dann der resultierende Unterstrom ein weiteres Voreilen des Zündpunkts des ersten Ignitrons bewirkt. Dieser Effekt kann kumulativ werden, so daß der Zündzeitpunkt der einen Röhre zummaximal voreilenden und der der anderen Röhre zum maximal verzögerten Wert getrieben werden. Eine Filterung des Laststroms im Bereich der Welligkeitsfrequenz, die ausreicht, um diesen unerwünschten Betriebszustand zu verhindern, würde in die Regelschleife eine so große Phasenverzögerung einführen, daß keine einwandfreie Haupischleifenstabilität mehr gewährleistet wäre. Außerdem kann die durch eine solche Filterung bewirkte zusätzliche Phasenverzögerung zu einer weiteren Phasenverzögerung der Welligkeitsschwingung führen, die die gewünschte Wirkung der Dämpfung der Welligkeitsfrequenz hinsichtlich der Röhrenunsymmetrie illusorisch machen würde.

Es wurde vorstehend beschrieben, daß zur Vermeidung der oben erwähnten Schwierigkeiten bei gleichzeitig einwandfreier Hauptschleifenstabilität zwei getrennte Differentialregelungen verwendet werden. Für die langsame Ansprechgeschwindigkeit erfolgt eine Filterung des Laststroms bei der Welligkeitsfrequenz, so daß ein Ansprechen auf mit langsamen mittleren Geschwindigkeiten verlaufenden Laststromänderungen gewährleistet ist. Das rasche Ansprechen erfolgt mit einer Phasenvoreilung von fast vollständig 90° bei der Laststromwelligkeitsfrequenz.

Um ein stabiles Arbeiten zu gewährleisten, muß der Verstärkungsgrad des schnell ansprechenden D-Systems verhältnismäßig hoch sein und kann wegen der Sättigungsgrenzen des Systems entsprechend voll verzögerten und voll voreilenden Zündzeitpunkten der Röhren unstabile nichtlineare Schwingungen hervorrufen. Der Bereich der schnell ansprechenden Differentialregelung des Transistors 132 wird dementsprechend durch das Maximum des Basisspannungseinstellbereichs für die Unijunction-Transistor-Basis 75 bestimmt, entsprechend dem voll gesperrten bzw. gesättigten Zustand des Transistors 132. In der Praxis ist also

der Verstärkungsgrad der auf schnelle Änderungen ansprechenden Regelung für kleine Änderungen im Aussteuer.bereich des Transistors 132 groß, er wird jedoch bei größeren Abweichungen, die den Transistor 132 in den völlig gesperrten oder gesättigten Zustand aussteuern, herabgesetzt. Hierdurch ist die Stabilität des Systems gewährleistet, während gleichzeitig nichtlineare Schwingungen der oben erwähnten Art vermieden werden.

Das Ansprechverhalten des auf rasche Änderungen ansprechenden Systems ist in den F i g. 5 und 6 dargestellt. F i g. 5 entspricht einem gleichbleibenden Betriebszustand, bei dem die Ignitrons ungefähr in der Mitte der jeweiligen Halbwellen zünden. Die Kurve A zeigt den Verlauf der am Verbraucher liegenden Spannung, Kurve Öden Verbraucherstrom und Kurve Cdas Signal, das durch den auf rasche Änderungen ansprechenden Kreis des Transistors 132 erzeugt wird. Die die Röhrenphase bestimmenden Perioden sind im Diagramm C unterhalb der Kurve C dargestellt. Da das Zünden von einem Bezugspunkt mit Punkten synchronisiert wird, wo die angelegte Spannung auf Null abfällt, mit anderen Worten der Rückflanke der Schwingungen der Kurve A, tritt die Zeit, während der der Zündwinkel der als nächstes zu zündenden Röhre bestimmt wird, auf, während beide Röhren gesperrt sind und die Glättungsdrossel 24 den Arbeitsstrom und dessen Abnahmegeschwindigkeit bestimmt. Die Abnahmegeschwindigkeit wird durch das Verhältnis von Lastinduktivität zu Lastwiderstand bestimmt, das praktisch konstant ist, und durch die Laststromamplitude.

Das Ansprechverhalten der schnell ansprechenden Regelung auf die jeweiligen ansteigenden und abfallenden Teile der Wcchsclspannungskomponentc des Laststroms ist in Kurve Cbezüglich eines Mittelwerts (ausgezogen gezeichnete waagerechte Linie) dargestellt. Man sieht, daß die Spannung an der Basis 75 des Unijunction-Transistors 71 bei den einzelnen Zündzeitpunkten etwas unterhalb des Mittelwerts liegt, so daß sich eine im Mittel feste Vorspannung (gestrichelte waagerechte Linie) ergibt, die durch Wahl der Vorspannung an der Basis des Transistors 132 kompensiert werden kann.

Das Ansprechverhalten der auf schnelle Änderungen ansprechenden Regelung auf eine mit bestimmter Geschwindigkeit verlaufenden Änderung des mittleren Laststroms ist in F i g. 6 dargestellt. Es entsprechen die Kurve D der Verbraucher- oder Lastspannung, die Kurve E dem Verbraucher- oder Laststrom und die Kurve F dem Ansprechverhalten des schnell ansprechenden Systems, das durch die Spannung dargestellt wird, die der Basis 75 des Unijunction-Transistors 71 bezüglich des oben beschriebenen kompensierten Ruhewertpegels zugeführt wird. C

Wenn der mittlere Laststrom wächst, wie in Kurve E dargestellt ist, nimmt auch die Zündpunktspannung an

der Basis 75 des Unijunction-Transistors 71 zu, wie die gestrichelte Linie im Diagramm F zeigt. Der Spannungsanstieg an der Basis 75 bewirkt eine Verzögerung der Zündung und eine Differentialregelung der mittleren Geschwindigkeit der Änderung des Laststroms. Bei einer Abnahme des mittleren Laststroms ist der Effekt gerade entgegengesetzt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Speisung von elektrischen Gleichstrommotoren aus einer Wechselspannungsquelle über steuerbare Gleichrichter mit einer Gleichspannung, deren Mittelwert durch Verschiebung des Zündzeitpunkts der Gleichrichter innerhalb jeder Halbwelle der Wechselspannung veränderbar ist, wobei ein Zündsteuerkreis vorgesehen ist, in welchem die Ladespannung eines sich wahrend jeder Halbwelle neu aufladenden Ladekondensators mit einer Bezugsspannung verglichen und ein Zündimpuls für die steuerbaren Gleichrichter erzeugt wird, sobald dieser Vergleich einen vorgegebenen Wert liefert, dadurch gekennzeichnet, daß in Anwendung auf die Regelung des Laststroms von elektrischen Fahrmotoren (10, 11, 12. 13) eines Triebfahrzeugs ein erster, nur auf über einen längeren Zeitbereich anhaltende zeitliche Änderungen des Laststroms ansprechender Meßumformer und ein zweiter auf bis in den Bereich der Restwelligkeit gehende zeitliche Änderungen des Laststroms ansprechender Meßumformer vorgesehen ist, wobei der erste Meßumformer die Ladegeschwindigkeit des Ladekondensators (72) und der zweite Meßumformer die Bezugsspannung jeweils im Sinne einer die Laststromänderungen kompensierenden Phasenverschiebung der Zündimpulse beeinflußt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Meßumformer für Laststromänderungen kleinen Betrags eine hohe Empfindlichkeit und für größere Laststromänderungen eine herabgesetzte Empfindlichkeit hat.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Zündsteuerkreis als Vergleichseinrichtung einen an der Bezugsspannung liegenden Unijunction-Transistor (71) enthält, dessen Emitter (73) mit dem Ladekondensator (72) verbunden ist, der durch eine einen einstellbaren Konstantstrom liefernde Stromquelle bis auf eine den Unijunction-Transistor zündende Spannung aufladbar ist, und daß der erste Meßumformer einen Transistor (127) aufweist, der in einem von der Konstantstromquelle abzweigenden und den Ladekondensator (72) umgehenden Nebenstromweg liegt und dessen Leitfähigkeit durch ein seiner Steuerelektrode über ein Differenzierglied zugeführtes Laststromsignal veränderbar ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in dem von der Konstantstromquelle abzweigenden Nebenstromweg parallel zum Transistor (127) des ersten Meßumformers ein Schaltelement liegt, welches beim Erreichen eines bestimmten Schwellenwerts des Laststroms durchschaltet.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß an einen Punkt des Nebenstromwegs zwischen dem ersten Meßumformer und der Konstantstromquelle ein Kondensator (126) als dämpfender Nebenschluß für im Bereich der Welligkeitsfrequenz liegende Signaländerungen angeschaltet ist.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Speisung von elektrischen Gleichstrommotoren aus einer Wechselspannungsquelle über steuerbare Gleichrichter mit einer Gleichspannung, deren Mittelwert durch Verschiebung des Zündzeitpunkts der Gleichrichter innerhalb jeder Halbwelle der Wechselspannung veränderbar ist, wobei ein Zündsteuerkreis vorgesehen ist, in welchem die Ladespannung eines sich während jeder Halbwelle neu aufladenden Ladekondensators mit einer Bezugsspannung verglichen und ein Zündimpuls für die steuerbaren Gleichrichter erzeugt wird, sobald dieser Vergleich einen vorgegebenen Wert liefert.

Eine solche Schaltungsanordnung ist aus dem »Silicon Controlled Rectifier Manuel«, Second Edition, General Electric, New York 1961, S. 123/124 bekannt.

Gleichrichterschaltungen werden vielfach auch schon bei elektrischen Triebfahrzeugen zur Speisung der Fahrmotoren eingesetzt.

Eine bekannte Schaltungsanordnung der letztgenannten Art, die in der französischen Patentschrift 13 41 186 offenbart ist, enthält mehrere Gleichrichtereinheiten, von denen eine gesteuerte Gleichrichter enthält und eine von Null bis zu einem Höchstwert stetig regelbare Ausgangsspannung liefert. Die anderen Gleichrichtereinheiten liefern jeweils eine konstante Ausgangsspannung, die etwa gleich dem Höchstwert der von der regelbaren Gleichrichtereinheit gelieferten Ausgangsspannung ist. Die regelbare Gleichrichtereinheit kann alleine oder in Reihe mit einer beliebigen Anzahl der eine konstante Ausgangsspannung liefernden Gleichrichtereinheiten in Reihe geschaltet werden.

Es ist ferner aus der Zeitschrift »Elektrie« 1962, S. 292 und 293, eine Schaltungsanordnung zum Speisen elektrischer Fahrmotoren mit einer stetig veränderbaren Gleichspannung aus einer Wechselstromquelle bekannt, die für die verschiedenen Fahrmotoren getrennte Gleichrichterbrücken enthält, welche parallel geschaltet sind und über eine Transduktoren enthaltende Steuer- und Regelschaltung mit einer stetig veränderbaren Wechselspannung gespeist werden. Der Regelschaltung wird ein dem Gesamtstrom entsprechendes Signal zugeführt. In den »AEG-Mitteilungen« 52 (1962) 3/4, S. 53 bis 56, wird weiterhin über Steuerungen für elektrische Fahrmotoren berichtet, bei denen Anfahr- und Bremsvorgänge weitgehend automatisiert sind. Es ist insbesondere bekannt, das Fahrzeug mit einer konstanten, durch den Fahrer einstellbaren Zugkraft anfahren und ebenso mit einer konstanten, einstellbaren Bremskraft bremsen zu lassen. Ein Überbremsschutz, für dessen Ansprechen die Änderungsgeschwindigkeit der Bremsspannung das Kriterium bildet, veranlaßt beim Rädergleiten ein kurzzeitiges Verkleinern der Bremskraft, anschließend wird mit etwas verminderter Bremskraft wieder aufgeschaltet, um ein abermaliges Gleiten zu verhindern.

Schließlich ist aus der deutschen Auslegeschrift 10 39 557 eine Schaltung zur Anzeige des Schleuderns von Fahrmotoren bekannt, die ein polarisiertes Anzeige- oder Steuergerät enthält, das mit dem Fahrmotorstromkreis induktiv und/oder kapazitiv so gekoppelt ist, daß es nur auf zeitliche Minderung, d. h. den negativen Differentialquotienten des Fahrmotorstroms anspricht. Durch das Ansprechen des Steuergeräts kann eine entsprechende Schaltoperation zur Spannungsminderung an den Klemmen des Fahrmotors ausgelöst werden.

Bei Anwendung auf die Regelung des Laststroms