DE4340924A1 - Frequenzstabiler RC-Oszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen frequenzstabilen RC-Oszil­ lator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Viele elektronische Schaltungen heutiger und zukünfti­ ger Generationen benötigen zu ihrer Funktion einen Oszillator, beispielsweise zur Takterzeugung. Die in ihrem Aufbau relativ einfachen RC-Oszillatoren genügen in vielen Anwendungsfällen der Forderung nach einer ko­ stengünstigen Lösung; sie bieten darüber hinaus den Vorteil, im Gegensatz beispielsweise zu Quarzoszilla­ toren, daß sie ohne diskrete Bauteile auskommen und somit voll integrierbar sind.

Ein gravierender Nachteil, der sicherlich seither auch eine weitere Verbreitung gehemmt hat, ist die ausge­ prägte Abhängigkeit ihrer Frequenz von der Batterie­ spannung und der Betriebstemperatur. Bei vielen RC- Oszillatoren ist ebenfalls ein starker Einfluß von Bau­ teil- und Prozeßtoleranzen vorhanden, so daß oftmals große Abweichungen zur gewünschten Frequenz hingenommen werden müssen, insbesondere bei einer kleinen Batterie­ spannung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen inte­ grierbaren RC-Oszillator anzugeben, der bei niedriger Batteriespannung weitgehend unabhängig von Bauteil- und Fertigungstoleranzen und Schwankungen der Batterie­ spannung frequenzstabil arbeitet.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Ein Ladestrom wird in Abhängigkeit eines von einer Stromquelle erzeugten Konstantstromes von einer Ladestromschaltung erzeugt. Die wesentliche Neuerung der Erfindung liegt darin, daß eine für die Stromquelle notwendige und extern bereitgestellte Referenzspannung auch als Schaltschwelle einer Vergleichsschaltung herangezogen wird. Verändert sich diese Referenz­ spannung, indem sie beispielsweise aus irgendeinem Grund ansteigt, vergrößert sich dadurch auch ein durch eine ohmsche Last fließender Strom. Mittels der Ladestromschaltung steigt auch der Ladestrom zum Laden einer frequenzbestimmenden Kapazität. Der Anstieg der Referenzspannung am invertierenden Eingang der Ver­ gleichsschaltung bewirkt aber auch einen größeren Span­ nungshub bis zum Erreichen der Schaltschwelle. Einem durch den erhöhten Ladestrom verursachten schnelleren Spannungsanstieg an der Kapazität steht somit ein höhe­ rer Spannungshub gegenüber, so daß die Zeit bis zum Erreichen der Schaltschwelle gleich groß und damit die Oszillatorfrequenz weiterhin konstant bleibt. Desweite­ ren hat auch die Batteriespannung auf die Oszillator­ frequenz keinen Einfluß, da der von der Stromquelle erzeugte Konstantstrom in Abhängigkeit des Spannungsab­ falles an der frequenzbestimmenden ohmschen Last gere­ gelt wird.

Von zwei prinzipiellen Ausführungen eines frequenzsta­ bilen RC-Oszillators beinhaltet die erste neben einer Stromquelle, dem als Ladeschaltung dienenden Strom­ spiegel und einer aus einem Transistorelement bestehen­ den Entladeschaltung eine Vergleichsschaltung und eine Verzögerungsschaltung, wobei eine ohmsche Last und eine Kapazität frequenzbestimmend sind. Als Stromquelle eignet sich neben der in Fig. 1 und 3 gezeigten Schal­ tungsanordnung besonders die unter dem Aktenzeichen P 43 26 282.1 angemeldete Stromquellenschaltung. Die Vergleichsschaltung, im allgemeinen durch einen Kompa­ rator oder einen als Komparator geschalteten Opera­ tionsverstärker verwirklicht, vergleicht die an der frequenzbestimmenden Kapazität anliegende Spannung mit der die Schaltschwelle darstellenden Referenzspannung. Beim Erreichen dieser Schaltschwelle wird ihrem Ausgang kurzzeitig ein positives Spannungssignal zugeführt, das von der nachfolgenden Verzögerungsschaltung eine bestimmte Zeit lang aufrecht erhalten und an die nach­ geschaltete Entladeschaltung weitergeleitet wird.

Die bei dieser ersten prinzipiellen Ausführung einge­ setzte Entladeschaltung besteht lediglich aus einem einseitig am Bezugspotential liegenden Transistorele­ ment und hat die Aufgabe, die frequenzbestimmende Kapa­ zität dann zu entladen, wenn sie von der Vergleichs­ schaltung über die Verzögerungsschaltung ein positives Spannungssignal erhält.

Die zweite prinzipielle Ausführung eines frequenzstabi­ len RC-Oszillators enthält zwei Vergleichsschaltungen, eine um ein zweites Transistorelement und eine bista­ bile Kippstufe erweiterte Entladeschaltung, wiederum eine Stromquelle und eine aus einem Stromspiegel beste­ hende Ladeschaltung. Hierbei entfällt die Verzöge­ rungsschaltung; frequenzbestimmend sind zwei Kapazi­ täten und eine ohmsche Last.

Dieser in zwei prinzipiellen Ausführungen beschriebene RC-Oszillator wird vorteilhaft in MOS- oder Bipolar­ technologie realisiert. In diesem Fall kann auf die extern bereitgestellte Referenzspannung verzichtet und als Schaltschwelle die Schwellspannung von MOS-Transi­ storen bzw. die Basis-Emitterspannung im Arbeitspunkt von bipolaren Transistoren verwendet werden. Die fre­ quenzbestimmenden Bauelemente, das heißt die ohmsche Last und je nach Ausführung eine oder zwei Kapazitäten, können diskret aufgebaut oder integriert werden. Bei einer Ausführung in einer MOS-Technologie mit inte­ grierten frequenzbestimmenden Bauelementen eignen sich für diese beispielsweise die toleranzarme Gatekapazität eines Transistorelements und ein mit einem sehr geringen Temperaturkoeffizient behafteter Poly-Sili­ zium-Widerstand.

Die mit den vorteilhaften Ausführungsbeispielen erziel­ ten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß nur die Kapazität, die ohmsche Last sowie das Stromübertra­ gungsverhältnis des Stromspiegels frequenzbestimmend sind und somit der durch Parameterstreuung und variabler Betriebsbedingungen hervorgerufene Frequenz­ streubereich wirksam eingeengt wird. Fertigungstoleran­ zen der aktiven Bauelemente (MOS-, Bipolartransisto­ ren), Temperatur und der Absolutwert der Schwellspan­ nung sowie die Betriebsspannung haben auf die Oszilla­ torfrequenz keinen Einfluß. Das hat auch zur Folge, daß bei einem derartigen RC-Oszillator an der aufgebauten integrierten Schaltung in vielen Fällen keine Trimmung zur Einstellung der gewünschten Frequenz vorgenommen werden muß. Beabsichtigte Korrekturen an der frequenzbestimmenden Dimensionierung der wahlweise integrierten Bauelemente, das heißt an der ohmschen Last oder der Kapazität, können dennoch durch Zappen vorgenommen werden.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 einen RC-Oszillator als ein erstes prin­ zipielles Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einer Vergleichsschaltung und einer Ver­ zögerungsschaltung,

Fig. 2 der zeitliche Verlauf der Oszillatorspannung des ersten Ausführungsbeispiels,

Fig. 3 einen RC-Oszillator als ein zweites prin­ zipielles Ausführungsbeispiel der Erfindung mit zwei Vergleichsschaltungen und einer bistabilen Kippstufe,

Fig. 4 der zeitliche Verlauf der Oszillatorspannung des zweiten Ausführungsbeispiels,

Fig. 5 eine erste Weiterbildung des Ausführungsbei­ spiels nach Fig. 1 in MOS-Technologie,

Fig. 6 eine zweite Weiterbildung des Ausführungsbei­ spiels nach Fig. 1 in MOS-Technologie und

Fig. 7 eine dritte Weiterbildung des Ausführungsbei­ spiels nach Fig. 1 in MOS-Technologie.

In Fig. 1 ist eine beispielhafte Ausführung der Erfin­ dung dargestellt. Eine mit dem Bezugszeichen 1 bezeich­ nete Stromsenke setzt sich aus einem Operationsverstär­ ker OP₁₁, einem Transistorelement T₁₁ und einer fre­ quenzbestimmenden ohmschen Last R₁₁, die einseitig auf Bezugspotential liegt, zusammen. Durch den Transistor T₁₁ und die ohmsche Last R₁₁ fließt der aus einem Stromspiegel 2 gezogene Konstantstrom I_K, dessen Wert sich bei einem großen Innenwiderstand der Stromsenke durch den Quotienten aus einer Referenzspannung U_Ref und der strombestimmenden und damit auch frequenzbe­ stimmenden Ohmschen Last R₁₁ bestimmt. Am nichtinver­ tierenden Eingang des Operationsverstärkers OP₁₁ liegt die Referenzspannung U_Ref; an seinem invertierenden Eingang die am Widerstand R₁₁ abfallende Spannung U_R11.

Zusammen mit der ohmschen Last R₁₁ und dem Transistor T₁₁ bildet der Operationsverstärker OP₁₁ einen Regel­ kreis, der bei einem vorgegebenen Wert von R₁₁ einen Konstantstrom I_K, abhängig von der Referenzspannung U_Ref, aber unabhängig von der Batteriespannung U_Bat einstellt. Eine Änderung der Batteriespannung U_Bat be­ wirkt eine Stromänderung durch T₁₁ über seinen Aus­ gangsleitwert und damit ebenfalls eine Änderung des Spannungsabfalls U_R11 an der ohmschen Last R₁₁, was den als Regler eingesetzten Operationsverstärker OP₁₁ dazu veranlaßt, den Leitwert des Drain-Source-Kanals bzw. der Kollektor-Emitterstrecke des als Stellglied wirken­ den Transistors T₁₁ herauf- oder herabzusetzen. Dadurch wird der Strom I_K nachgeregelt und auf den über die Referenzspannung U_Ref vorgegebenen Wert eingestellt.

Dieser in die Stromsenke 1 hineinfließende Strom I_K stellt gleichzeitig den negativen Eingangsstrom des Stromspiegels 2 dar. Über das Stromübertragungsverhält­ nis N₁ wird der negative Ausgangsstrom des Strom­ spiegels 2 bestimmt, der als Ladestrom I_C1 der Kapazi­ tät C₁ dient.

Zu einer Vergleichsschaltung 3 gehören die einseitig am Bezugspotential liegende frequenzbestimmende Kapazität C₁ und ein Komparator oder ein als Komparator geschal­ teter Operationsverstärker OP₃₁. Seinem nichtinvertie­ renden Eingang wird die an der Kapazität liegende Span­ nung U_C1, seinem invertierenden Eingang die Referenz­ spannung U_Ref zugeführt.

Sobald die an der Kapazität C₁ anliegende Spannung U_C1 den Wert der Referenzspannung U_Ref erreicht, wird dem Ausgang des Komparator OP₃₁ eine positive Spannung zu­ geführt. Fig. 2 veranschaulicht den Verlauf der Span­ nungen.

Die Verzögerungsschaltung 6, beispielsweise durch eine monostabile Kippstufe verwirklicht, versetzt nun das als Schalter eingesetzte Transistorelement T₄₁ der Ent­ ladeschaltung 4 in den leitenden Zustand, um die Kapa­ zität C₁ zu entladen. Dabei ist ihre Verzögerungszeit t_VZ2 so groß zu wählen, daß die Kapazität C₁ annähernd vollständig entladen werden kann. Nach der Zeitspanne t_VZ2 fällt die monostabile Kippstufe in ihren stabilen Zustand zurück, wodurch dem Ausgang der Verzögerungs­ schaltung 6 keine positive Spannung mehr zugeführt wird.

Das Fehlen einer positiven Spannung am Gate bzw. an der Basis des Transistorelements T₄₁ der Entladeschaltung 4 versetzt das Transistorelement in den sperrenden Zu­ stand. Ab diesem Zeitpunkt beginnt ein erneutes Laden der Kapazität C₁ und damit eine neue Periode der Oszil­ latorschwingung.

Anhand der folgenden Gleichungen 1 bis 6 soll darge­ stellt werden, daß die Oszillatorfrequenz im wesent­ lichen nur von der ohmschen Last, dem Stromspiegelver­ hältnis und den Kapazitäten bestimmt wird.

Für den Konstantstrom I_K der Stromsenke 1 gilt (Literaturhinweise Tietze, Schenk: Halbleiterschaltungstechnik 4. Auflage, Seite 247):

Für den Stromspiegel 2 gilt, daß sich der Betrag des Ausgangsstroms aus dem Produkt aus Eingangsstrom und dem zugehörigen Stromübertragungsverhältnis ergibt. Be­ zogen auf die vorliegende Schaltungsanordnung lautet diese Beziehung

I_C1 = N₁·I_K (2)

Das Zeitverhalten der Vergleichsschaltung 3 läßt sich mit der Gleichung

beschreiben.

Werden die Gleichungen (1) und (2) entsprechend umge­ formt und in Gleichung (3) eingesetzt, so ergibt sich die Beziehung:

Für eine Periode der Oszillatorfrequenz schließlich gilt unter Berücksichtigung des Zeitverhaltens der Ver­ zögerungsschaltung 6, das mit t_VZ2 beschrieben werden soll:

T_OSZ = t_VZ1 + t_VZ2,

woraus mit

folgt:

Gleichung (4) in Gleichung (5) eingesetzt ergibt für die Oszillatorfrequenz:

Mit der Randbedingung t_VZ1 < t_VZ2 zeigt Gleichung (6), daß die Oszillatorfrequenz im wesentlichen tatsächlich nur von der ohmschen Last, der Kapazität und dem Stromübertragungsverhältnis bestimmt wird.

Fig. 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des fre­ quenzstabilen RC-Oszillators. Die Stromsenke 1 ist in Aufbau und Funktionsweise identisch zu der im ersten Ausführungsbeispiel verwendeten. Gleiches gilt für die Vergleichsschaltung 3; sie ist jedoch in diesem Ausfüh­ rungsbeispiel doppelt vorhanden und ersetzt mit ihrer zweiten Ausführung 5 die in Fig. 1 verwendete Verzöge­ rungsschaltung 6.

Bedingt durch eine zweite Kapazität C₂ wird dem Strom­ spiegel 2 ein drittes Transistorelement T₂₃ hinzuge­ fügt, das der Kapazität C₂ den Ladestrom I_C2 zuführt.

Zusätzlich erfordert diese zweite Kapazität C₂ eine Er­ weiterung der Entladeschaltung 4 um ein zweites Transi­ storelement T₄₂ und ein Schaltungsmittel FF, das die beiden als Schalter zum Entladen der Kapazität C₁ bzw. C₂ eingesetzten Transistorelemente T₄₁ bzw. T₄₂ steuert.

Realisiert werden kann das Schaltungsmittel FF bei­ spielsweise durch eine bistabile Kippstufe. Es hat die Aufgabe, die Transistorelemente T₄₁ und T₄₂ in Ab­ hängigkeit der am Ausgang der beiden Komparatoren OP₃₁ und OP₅₁ anstehenden Spannungen derart zu steuern, daß sich zu einem beliebigen Zeitpunkt das eine Transi­ storelement im Sperrzustand und das andere im leitenden Zustand befindet.

Frequenzbestimmend bei diesem Ausführungsbeispiel eines frequenzstabilen RC-Oszillators sind die ohmsche Last R₁₁, die Kapazitäten C₁ und C₂ und die Stromübertra­ gungsverhältnisse N₁ und N₂.

Fig. 4 zeigt den zeitlichen Verlauf der Oszillator­ spannung U_OSZ. Eine Periode T_OSZ setzt sich aus den beiden Anteilen t_VZ1 und t_VZ2 zusammen, wobei für t_VZ2 gilt:

Hierbei wird die Dauer t_VZ1 (Gleichung 4) unter anderem durch die Kapazität C₁ und die Dauer t_VZ2 unter anderem durch die Kapazität C₂ bestimmt.

Eine Schwingung nach dem Anlegen der Batteriespannung U_Bat beginnt damit, daß eines der beiden Transistor­ elemente T₄₁ oder T₄₂ der Entladeschaltung 4 sperrt und das andere leitet. Welchen Zustand dabei ein Transistorelement einnimmt, ob sperrend oder leitend, hängt bei den hier verwendeten selbstsperrenden n- Kanal-MOSFETs davon ab, welchen Schaltzustand die hier eingesetzte bistabile Kippstufe FF einnimmt, das heißt welchem Ausgang ein positives Spannungssignal zugeführt wird. Derjenige MOSFET, dessen Gate kein positives Spannungssignal zugeführt wird, verbleibt im sperrenden Zustand und ermöglicht so das Laden der jeweiligen parallel geschalteten Kapazität C₁ bzw. C₂. Der andere MOSFET, dessen Gate die bistabile Kippstufe die posi­ tive Spannung zuführt, wechselt in den leitenden Zustand, wodurch die zu ihm parallel geschaltete Kapa­ zität nicht geladen werden kann.

Bedingt durch den jeweiligen Ladestrom I_C1 bzw. I_C2 steigt die Spannung U_C1 bzw. U_C2 an derjenigen Kapazi­ tät C₁ bzw. C₂ an, die geladen wird. Erreicht die Span­ nung U_C1 bzw. U_C2 die Schaltschwelle, gebildet durch den Betrag der am invertierenden Eingang des Kompara­ tors OP₃₁ bzw. OP₅₁ liegenden Referenzspannung U_Ref, wird dem Ausgang des betreffenden Komparators ein posi­ tives Spannungssignal zugeführt. Dieses veranlaßt die bistabile Kippstufe zum Umschalten, so daß das positive Spannungssignal nun am anderen Ausgang anliegt und den­ jenigen Transistor in den leitenden Zustand versetzt, der bisher sperrte. Folglich wird die dazu parallel geschaltete Kapazität, die sich soeben noch im Ladezu­ stand befand, entladen, und die andere Kapazität so lange geladen, bis ihre Spannung die Schwelle erreicht. Durch dieses abwechselnde Laden und Entladen der beiden Kapazitäten C₁ und C₂ kommt die in Fig. 4 gezeigte Oszillation zustande.

In Fig. 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines frequenzstabilen RC-Oszillators dargestellt, wie er in CMOS-Technologie realisiert werden kann. Im Gegensatz zu den Ausführungsbeispielen in Fig. 1 und 3 braucht hier keine externe Referenzspannung bereitgestellt zu werden, da die Schwellspannung V_T der verwendeten MOSFETs T₁ und T₃₁ als Referenzspannung herangezogen wird. Möglich ist diese Methode deshalb, da alle gleichartigen Transistoren, wie beispielweise die in diesem Ausführungsbeispiel verwendeten selbstsperrenden n-Kanal-MOSFETs, in ein und demselben Herstellungspro­ zeß gleiche technologisch bedingte Parameter wie z. B. die gleiche Schwellspannung aufweisen.

Ersetzt man nun in den Gleichungen (1) und (3) die Größe U_Ref durch die nun als Referenzspannung herange­ zogene Schwellspannung V_T, so kann man nachvollziehen, daß auch bei diesem Ausführungsbeispiel des frequenzstabilen RC-Oszillators die Oszillationsfre­ quenz f_OSZ nur vom Stromspiegelverhältnis N₁ der ohm­ schen Last R₁₁ und der Kapazität C₁ bestimmt wird.

Ohne Einfluß auf die Oszillatorfrequenz ist die Batte­ riespannung U_Bat, weiterhin die Schwellspannung V_T, ihre fertigungsabhängige Toleranz und ihre Temperaturabhängigkeit.

Übereinstimmend mit dem in Fig. 1 gezeigten Aus­ führungsbeispiel sind in Fig. 5 der Stromspiegel 2, die Entladeschaltung 4 und die Verzögerungsschaltung 6, weshalb hier lediglich auf die ausführliche Beschrei­ bung dieser Schaltungsteile an entsprechender Stelle verwiesen werden soll.

Bei dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Stromsenke 1 aus einer frequenzbestimmenden ohmschen Last R₁₁ und dem Transistorelement T₁₁ aufge­ baut; den Konstantstrom I_K bezieht sie aus dem Strom­ spiegel 2. Zum Aufbau eines Regelkreises, der den Strom I_K durch die ohmsche Last R₁₁ unabhängig von der Batte­ riespannung U_Bat konstant halten soll, wird zusätzlich zum Stromspiegel 2 ein Transistorelement T₁ und eine Konstantstromquelle K₁ als aktive Last benötigt, die den Konstantstrom I₁ liefert. Dieser Strom I₁ durch­ fließt das Transistorelement T₁ und erzeugt am Source- Drain-Kanal bzw. an der Emitter-Kollektorstrecke einen Spannungsabfall, mit dessen Hilfe das Transistorelement T₁₁ der Stromsenke 1 gesteuert wird. Der konstant zu haltende Strom I_K, der mittels des Transistorelements T₁₁ gesteuert wird, erzeugt seinerseits an der ohmschen Last R₁₁ einen Spannungsabfall, der abgegriffen wird und dazu dient, das Transistorelement T₁ zu steuern.

Eine Änderung des konstant zu haltenden Stroms I_K, bei­ spielsweise durch ein Absinken der Batteriespannung U_Bat, bewirkt mittels der ohmschen Last R₁₁ eine Ände­ rung der Steuerspannung des Transistorelements T₁ und, hervorgerufen durch den dadurch geänderten Widerstand des Source-Drain-Kanals bzw. der Emitter-Kollek­ torstrecke, eine Änderung der Steuerspannung des Transistorelements T₁₁ derart, daß der ursprünglichen Änderung des Stroms I_K entgegengewirkt wird und sich der gewünschte Wert wieder einstellt.

Den für diesen Regelkreis nötigen Sollwert liefert in diesem Ausführungsbeispiel die Schwellspannung V_T bei MOSFETs bzw. die Basis-Emitterspannung im Arbeitspunkt bei bipolaren Transistoren. Dadurch kann die in Fig. 1 und 3 extern bereitgestellte Referenzspannung U_Ref ent­ fallen.

Dieses Prinzip zur Realisierung eines simplifizierten Operationsverstärkers in CMOS-Technologie wird auch zur Ausführung des in der Vergleichsschaltung 3 der Fig. 3 verwendeten Operationsverstärkers OP₅₁ angewandt.

Verursacht durch den Ladestrom I_C1 steigt die Spannung U_C1 an der frequenzbestimmenden Kapazität C₁. Sie wird dem Gate bzw. der Basis des Transistorelements T₃₁ zugeführt, das als Schalter eingesetzt ist und den Strom I₂ entweder in die Verzögerungsschaltung 6 hinein oder nach Masse hin abfließen läßt.

Als Schaltschwelle dient die Schwellspannung V_T bzw. die Basis-Emitterspannung im Arbeitspunkt des Transi­ storelements T₃₁; sein Gate- bzw. Basis-Anschluß stellt den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers dar. Überschreitet die an der Kapazität C₁ liegende Spannung U_C1 diese Schaltschwelle zu einem bestimmten Zeitpunkt, fließt der Strom I₂ nicht mehr in die Verzö­ gerungsschaltung 6 hinein, sondern über den Source- Drain-Kanal bzw. Über die Emitter-Kollektorstrecke des Transistorelements T₃₁ nach Masse hin. Aufgabe der Ver­ zögerungsschaltung 6 ist es, ab diesem Zeitpunkt so­ lange das Transistorelement T₄₁ der Entladeschaltung 4 mittels eines positiven Spannungssignals durch­ zusteuern, bis die Kapazität C₁ weitgehend entladen ist. Sobald die Verzögerungsschaltung 6 kein positives Spannungssignal mehr abgibt, sperrt das Transistorele­ ment T₄₁ und die frequenzbestimmende Kapazität C₁ wird mittels des Stromes I_C1 von neuem geladen.

Dabei wird die Frequenz der Oszillationsspannung aus­ schließlich von der Zeit bestimmt, die die Spannung U_C1 benötigt, um die Schaltschwelle zu erreichen, was wie­ derum durch entsprechende Dimensionierung der ohmschen Last R₁₁, dem Stromspiegelverhältnis N₁ und der Kapazi­ tät C₁ beeinflußt wird.

Fig. 6 zeigt eine Variante des in Fig. 5 dargestell­ ten Ausführungsbeispiels eines frequenzstabilen RC-Os­ zillators. Hierbei wird der Stromspiegel 2 um die Tran­ sistorelemente T₂₃ und T₂₄ erweitert, welche die Konstantströme I₁ und I₂ liefern und somit die Konstantstromquellen K₁ und K₂ (Fig. 5) ersetzen. In allen weiteren Schaltungsteilen stimmt die Fig. 6 mit der Fig. 5 überein.

Fig. 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines frequenzstabilen RC-Oszillators, wobei Schaltungsteile und Verschaltungsmethoden des ersten (Fig. 1) und des dritten (Fig. 5) Ausführungsbeispiels kombiniert werden. Auch diese Ausführung benötigt keine extern bereitgestellte Referenzspannung, da die Schwellspan­ nung VT bzw. die Basis-Emitterspannung im Arbeitspunkt des Transistorelements T₁ dem invertierenden Eingang des Komparators OP₃₁ der Vergleichsschaltung 3 als Schaltschwelle zugeführt wird.

Die Wirkungsweise der Schaltungsteile Stromspiegel 2, Vergleichsschaltung 3, Entladeschaltung 4 und Verzöge­ rungsschaltung 6 ist vom ersten Ausführungsbeispiel (Fig. 1) her bekannt und an entsprechender Stelle be­ schrieben; die Stromsenke 1 in Verbindung mit der Kon­ stantstromquelle K₁ und dem Transistorelement T₁ ent­ stammt dem dritten Ausführungsbeispiel (Fig. 5) und wird ebenfalls an entsprechender Stelle beschrieben.

Claims (9)

1. RC-Oszillatorschaltung mit einer frequenzbestimmen­ den ohmschen Last (R₁₁) und wenigstens einer frequenz­ bestimmenden Kapazität (C₁), gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• a) Es ist eine Stromsenke (1) vorgesehen, die in Ab­ hängigkeit der frequenzbestimmenden ohmschen Last (R₁₁) und einer Referenzspannung (U_Ref) einen Kon­ stantstrom I_K, erzeugt,
• b) der Konstantstrom (I_K) steuert eine Ladestrom­ schaltung (2), die der Kapazität (C₁) einen kon­ stanten Ladestrom (I_C1) zuführt,
• c) ferner ist wenigstens eine Vergleichsschaltung (3, 5) vorgesehen, die einen Vergleich der Ladespan­ nung (U_C) an der Kapazität (C₁) mit der Referenz- Spannung (U_Ref) vornimmt und ein entsprechendes Vergleichsergebnis (V·(U_C1-U_Ref)) erzeugt und
• d) Schließlich ist eine Entladeschaltung (4) für die Kapazität (C₁) vorgesehen, der das Vergleichser­ gebnis (V·(U_C1-U_Ref)) zugeführt wird.

2. RC-Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, gekennzeich­ net durch folgende Merkmale:

• a) Es ist eine weitere frequenzbestimmende Kapazität (C₂) vorgesehen,
• b) die Ladestromschaltung (2) führt auch der weiteren Kapazität (C₂) einen Ladestrom (I_C2) zu,
• c) ferner ist eine weitere Vergleichsschaltung (5) zum Vergleich der Ladespannung (U_C2) an der weite­ ren Kapazität (C₂) mit der Referenzspannung (U_Ref) vorgesehen, die ein entsprechendes Vergleichser­ gebnis (V·(U_C2-U_Ref)) erzeugt und
• d) die Entladeschaltung steuert in Abhängigkeit der Vergleichsergebnisse der beiden Vergleichsschal­ tungen (V·(U_C1-U_Ref); (V·(U_C2-U_Ref)) den Lade- und Entladevorgang der beiden Kapazitäten (C₁; C₂) derart, daß sich zu einem beliebigen Zeitpunkt immer eine Kapazität im Ladezustand und die andere Kapazität im Entladezustand befindet.

3. RC-Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleichsschaltung (3) eine Verzögerungsschaltung (6) nachgeschaltet ist.

4. RC-Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladeschaltung (4) aus einem als Schalter eingesetzten Transistorelement (T₄₁) besteht, das parallel zu der zu entladenden Kapa­ zität (C₁) angeordnet ist.

5. RC-Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladeschaltung (4) aus einem als Schalter eingesetzten Transistorelement (T₄₁; T₄₂) besteht, das parallel zu der zu entladenden Kapazität (C₁; C₂) angeordnet ist, wobei diese Transistorelemente (T₄₁; T₄₂) mittels einer bistabilen Kippstufe (FF) gesteuert werden, deren Schaltzustand vom Ergebnis der beiden Vergleichsschaltungen (3; 5) abhängt, und die
Oszillationsspannung (U_OSZ) am Ausgang der bistabilen Kippstufe (FF) anliegt.

6. RC-Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Ladestromschal­ tung (2) ein Stromspiegel verwendet wird, der vom Strom der Stromsenke (1) gesteuert wird und einen oder mehrere Ausgänge aufweist.

7. RC-Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschal­ tung (3, 5) von der Ladespannung der jeweiligen Kapazi­ tät (C₁, C₂) die Referenzspannung (U_Ref) subtrahiert und bei einem positiven Ergebnis ihrem Ausgang eine positive Spannung zuführt.

8. RC-Oszillatorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromsenke (1) aus einem eine ohmsche Last (R₁₁ ) und ein Transi­ storelement (T₁₁) in Gate- bzw. Basisschaltung enthal­ tenden Strompfad besteht, wobei die Steuerung des Tran­ sistorelements (T₁₁) durch die Ausgangsspannung eines Operationsverstärkers (OP₁₁) erfolgt, der die Differenz zwischen der extern bereitgestellten Referenzspannung (U_Ref) und der an der ohmschen Last (R₁₁) abfallenden Spannung verstärkt.

9. RC-Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1- 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung von der Schwellspannung eines MOSFETs (T₁) bzw. der Basis-Emitterspannung im Arbeitspunkt eines bipolaren Transistorelements bestimmt ist.