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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen DC-DC-Aufwärtswandler mit einer Ladungspumpe.
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In
diesem Zusammenhang ist eine Ladungspumpe ein einfacher Schaltungsaufbau,
der einen Kondensator während
einer Ladungsphase auf eine Eingangsspannung lädt und den Kondensator während einer Entladungsphase
in eine Last entlädt.
Eine Schaltanordnung schaltet den Kondensator in Reihe mit der Eingangsspannungsquelle,
so dass die an die Last angelegte Ausgangsspannung doppelt so hoch
wie die Eingangsspannung ist. Mit demselben Konzept können mehrere
Kondensatoren während
einer Ladungsphase jeweils auf die Eingangsspannung geladen und
während
der Entladungsphase miteinander und mit der Eingangsspannungsquelle
in Reihe geschaltet werden. Wenn die Ausgangsspannung der Ladungspumpe
doppelt so hoch wie die Eingangsspannung ist, wird die Ladungspumpe
Spannungsverdoppler genannt, wenn die Ausgangsspannung dreimal so
hoch wie die Eingangsspannung ist, ist die Ladungspumpe ein DC-DC-Aufwärtswandler,
der einen Ladungspumpen-Spannungsverdreifacher umfasst.
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Mit
einem passenden Aufbau der Ladungspumpe und der zugehörigen Schaltanordung
ist es möglich, einen
DC-DC-Aufwärtswandler
herzustellen, der sowohl in einer Spannungsverdopplungs- als auch
in einer Spannungsverdreifachungsbetriebsart arbeiten kann. Diese
Art Wandler wird in bestimmten mobilen Anwendungen benötigt, in
denen eine Batterie mit einer variablen Spannung während ihrer
Lebenszeit bzw. ihrem Ladungszustand die Eingangsspannungsquelle
ist, und die benötigte
Versorgungsspannung kann ebenfalls variieren. Typische derartige
Anwendungen sind LCD oder TFT-Bildschirme.
In einem derartigen Wandler arbeitet die Ladungspumpe so lange in
der Verdopplungsbetriebsart wie die benötigte Versorgungsspannung durch
Verdopplung der Eingangsspannung von der Batterie erreicht wird.
Wenn die benötigte
Versorgungsspannung die doppelte Batteriespannung übersteigt,
wird die Ladungspumpe in die Verdreifachungsbetriebsart geschaltet.
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Während sich
die Ladungspumpe in der Verdreifachungsbetriebsart befindet, können sich
die Anforderungen an die Ausgangsspannung ändern. Wenn es eine neue Anforderung
einer Ausgangsspannung gibt, die in der Verdopplungsbetriebsart
erreicht werden kann, und sich die Ladungspumpe in der Verdreifachungsbetriebsart
befindet, ist es nur mit einem komplizierten Lastvorhersagemechanismus
möglich,
zurück
in die Verdopplungsbetriebsart zu schalten. In diesem Fall muss
der Wandler jedoch die verdreifachte Spannung herab auf die benötigte Ausgangsspannung
regeln, wodurch viel Energie verschwendet wird.
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Die
vorliegende Erfindung stellt einen DC-DC-Aufwärtswandler mit einer Ladungspumpe
bereit, die wahlweise in einer Spannungsverdopplungs- oder in einer
Spannungsverdreifachungsbetriebsart arbeitet und von der Verdreifachungs-
in die Verdopplungsbetriebsart zurückgeschaltet werden kann, ohne
dass ein komplizierter Lastvorhersagemechanismus benötigt wird.
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Die
Erfindung stellt einen DC-DC-Aufwärtswandler mit einer Ladungspumpe
bereit, die wahlweise in einer Spannungsverdopplungs- oder in einer
Spannungsverdreifachungsbetriebsart arbeitet. Eine Schaltanordnung
verbindet die Ladungspumpe während
einer Ladungsphase mit einem Eingangsspannungsanschluss und während einer
Entladungsphase mit einem Ausgangsspannungsanschluss. Eine steuerbare
Stromquelle ist während
der Entladungsphase in Reihe mit der Ladungspumpe geschaltet. Ein
Fehlerverstärker
hat einen ersten Eingang, der mit einer Referenzspannung verbunden
ist, einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgangsspannungsanschluss
verbunden ist, und einen Ausgang, der mit einem Steuereingang der
steuerbaren Stromquelle verbunden ist. Der Wandler weist ferner
einen Betriebsartenumschaltungsschaltkreis mit einem Paar Komparatoren
auf. Es können
auch unsymmetrische Puffer an Stelle von Komparatoren verwendet
werden. Ein erster Komparator hat einen ersten Eingang, der mit
dem Ausgang des Fehlerverstärkers
verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer ersten Schwellspannungsquelle
verbunden ist. Ein zweiter Komparator hat einen ersten Eingang,
der mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers verbunden ist, und einen
zweiten Eingang, der mit einer zweiten Schwellspannungsquelle verbunden
ist, wobei die zweite Schwellspannung wesentlich höher als
die erste ist. Ein Flipflop hat einen Einstelleingang, der mit dem
Ausgang des ersten Komparators verbunden ist, einen Rücksetzeingang,
der mit dem Ausgang des zweiten Komparators verbunden ist, und einen
Ausgang, der mit der Schaltanordnung verbunden ist, um die Ladungspumpe
von der Verdopplungsbetriebsart in die Verdreifachungsbetriebsart
umzuschalten, wenn die Spannung an dem Ausgang des Fehlerverstärkers die
zweite Schwellspannung übersteigt,
und zurück
in die Verdopplungsbetriebsart umzuschalten, wenn die Ausgangsspannung
an dem Fehlerverstärker
unter die erste Schwellspannung fällt. Die Ausgangsspannung des
Fehlerverstärkers
enthält
die realen Lastinformationen, und deshalb wird kein Lastvorhersagemechanismus
benötigt.
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Weitere
Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der untenstehenden
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform und aus den beigefügten Zeichnungen.
Es zeigen:
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1 eine
Ladungspumpe in Spannungsverdopplungsbetriebsart während der
Ladungsphase;
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2 eine
Ladungspumpe in Spannungsverdopplungsbetriebsart während der
Entladungsphase;
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3 eine
Ladungspumpe in Spannungsverdreifachungsbetriebsart während einer
Ladungsphase eines ersten Kondensators;
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4 eine
Ladungspumpe in Spannungsverdreifachungsbetriebsart während einer
Ladungsphase eines zweiten Kondensators;
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5 eine
Ladungspumpe in Spannungsverdreifachungsbetriebsart während der
Entladungsphase;
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6 einen
DC-DC-Aufwärtswandler,
der eine Ladungspumpe gemäß der Erfindung
umfasst; und
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7 ein
Diagramm der aus einem Fehlerverstärker ausgegebenen Spannung
gegen den Laststrom in einem DC-DC-Aufwärtswandler, der eine Ladungspumpe
gemäß der Erfindung
umfasst.
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Unter
Bezugnahme nun auf 1 bis 5 wird eine
Ladungspumpe gezeigt, die entweder in einer Spannungsverdopplungs-
oder in einer Spannungsverdreifachungsbetriebsart arbeiten kann.
Ein p-leitender MOS-Transistor
MP1, der als Stromquelle fungiert, ist parallel mit einem weiteren
p-leitenden MOS-Transistor MP3
geschaltet. Der Transistor MP3 ist ein normalerweise durchgeschalteter
Schalter ("ON"). Die Transistoren MP1
und MP3 sind jeweils mit einem weiteren p-leitenden MOS-Transistor
MP2 verbunden. Die Source-Anschlüsse
der Transistoren MP1, MP2 und MP3 sind jeweils an einem Spannungseingangsanschluss
Vin miteinander verbunden. Ein Kondensator
C1 und eine Diode D3 sind zwischen die Drain-Anschlüsse der
Transistoren MP1 und MP3 in Reihe geschaltet, so dass die Diode
D3 in der Richtung von Transistor MP3 zu Transistor MP1 vorgespannt
ist. Eine Diode D2 und ein Kondensator C2 sind zwischen die Drain-Anschlüsse der Transistoren
MP3 und MP2 in Reihe geschaltet, so dass die Diode D2 in der Richtung
von MP3 zu MP2 vorgespannt ist. Der Drain-Anschluss des Transistors
MP2 und eine Platte des Kondensators C2 sind ebenfalls mit dem Drain-Anschluss
eines n-leitenden
MOS-Transistors MN2 verbunden. Die Source des Transistors MN2 ist
mit Masse verbunden. Eine Diode D1 ist parallel mit den Dioden D2
und D3 geschaltet. Die Anode einer Diode D0 ist mit einem Knoten
zwischen einer Platte des Kondensators C1 und der Kathode der Diode D3
sowie mit der Kathode der Diode D1 verbunden. Die Kathode der Diode
D0 ist mit einem Kondensator Cout und einem
Spannungsausgangsanschluss Vout verbunden.
Der Kondensator Cout ist ebenfalls mit Masse
verbunden. Ein n-leitender Transistor MN1 hat einen Drain-Anschluss,
der mit dem Drain-Anschluss des Transistors MP1 und mit der nicht
mit der Kathode der Diode D3 verbundenen Platte des Kondensators
C1 verbunden ist. Der Source-Anschluss des Transistors MN1 ist mit
Masse verbunden.
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Während der
Ladungsphase fließt
ein Strom durch den Transistor MP3 und durch die Diode D3 in der Vorspannungsdurchlassrichtung,
durch den Kondensator C1, wodurch der Kondensator C1 geladen wird,
und dann durch den Transistor MN1 hin zu Masse. In der Verdopplungsbetriebsart
sind die durch die Transistoren MP2 und MN2 implementierten Schalter
gesperrt ("OFF"), so dass durch
die Diode D2 und in den Kondensator C2 kein Strom fließt. Der
geladene Kondensator C1 verdoppelt die Versorgungsspannung Vin, wenn er zu der Spannung Vin hinzugefügt wird,
und die Ladungspumpe befindet sich somit in der Verdopplungsbetriebsart. Während der
Entladungsphase wird der Transistor MN1 gesperrt, und der Transistor
MP1 wird auf einen leitenden Zustand vorgespannt, so dass die in
dem Kondensator C1 gespeicherte Ladung in Richtung der Eingangsspannung
Vin angezogen wird, wodurch der Kondensator
Cout auf das Zweifache der Eingangsspannung geladen
wird, wie in 2 ersichtlich ist.
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In
einigen Anwendungen ist es erforderlich, dass die Versorgungsspannung
verdreifacht wird. In diesem Fall wird zunächst der Kondensator C2 geladen.
Um den Kondensator C2 zu laden, ist der Schalter MN1 gesperrt, und
es fließt
Strom durch den normalerweise durchgeschalteten Schalter MP3, durch
die Diode D2 in einer Vorspannungsdurchlassrichtung, durch den Kondensator
C2, durch den durchgeschalteten Schalter MN2 und hin zu Masse. Der
Schalter MP2 is zu diesem Zeitpunkt gesperrt. Um den Kondensator
C1 zu laden, ist der Schalter MP2 durchgeschaltet, und der Schalter
MN2 sperrt. Der Schalter MN1 ist ebenfalls durchgeschaltet. Dann
fließt
Strom durch den Transistor MP2, und der Kondensator C2 entlädt sich
durch die Diode D1. Der aus der Entladung von C2 resultierende Strom
lädt dann
C1, wenn der Strom durch den Transistor MN1 fließt. Das bedeutet, dass die
Spannung an C1 nun doppelt so hoch wie die Versorgungsspannung Vin ist. Der Kondensator C1 wird dann in den
Ausgangskondensator Coup entladen, indem
die Transistoren MN1 und MP2 gesperrt werden und der Transistor
MN2 durchgeschaltet wird und der Transistor MP1 auf einen leitenden
Zustand vorgespannt wird, so dass sich der Kondensator C1 durch
die Diode D0 in den Kondensator Coup entlädt. Die
resultierende verdreifachte Spannung ist dann an dem Spannungsausgangsanschluss
Vout verfügbar.
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In 6 ist
ein DC-DC-Aufwärtswandler,
der eine Ladungspumpe umfasst, gezeigt, der das Umschalten zwischen
der Verdopplungs- und der Verdreifachungsbetriebsart der Ladungspumpe
erreichen kann. Der Ladungspumpenschaltkreis ist der gleiche wie
der in den 1 bis 5 gezeigte,
mit einem Spannungseingangsanschluss VIN und
einem Spannungsausgangsanschluss VOUT. Der
Transistor MP3, der den normalerweise durchgeschalteten Schalter
implementiert, ist jedoch in 6 als S1
gezeigt.
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Der
Gate-Anschluss des Transistors MP1 ist mit dem Gate-Anschluss eines
als Diode geschalteten, p-leitenden MOS-Transistors MP4 zusammengeschaltet.
Der Strom durch den Transistor MP4 wird durch einen in Reihe mit
einem Widerstand R3 geschalteten, n-leitenden Transistor MN3 gesteuert.
Die Transistoren MP4 und MP1 bilden einen Stromspiegel, so dass
der an dem Transistor MP4 angelegte Strom von dem Transistor MP1
kopiert wird, und der Transistor MP1 dann als Stromquelle fungiert,
die durch ein Taktsignal CLK angesteuert wird, so dass die Stromquelle
steuerbar ist. Dasselbe Taktsignal CLK steuert auch den durch den Transistor
MN1 implementierten Schalter und wird auch an dem Gate-Anschluss
des Transistors MN1 angelegt. Die in den Transistoren MP2 und MN2
implementierten Schalter werden durch die Ausgänge der Gates DRVBp bzw. DRVBn
angesteuert. Ein Taktsignal CLK 180°, das exakt die umgekehrte Phase
wie das Taktsignal CLK aufweist, wird an einen ersten Eingang jedes
der Gates DRVBp bzw. DRVBn angelegt. Die Kathode der Diode D0 und
der Spannungsausgangsanschluss Vout sind über einen
Widerstand R1 mit dem positiven Eingang eines Fehlerverstärkers Gm1
verbunden. Ein Widerstand R2 ist zwischen den positiven Eingang
des Fehlerverstärkers
Gm1 und Masse geschaltet. Ein Kondensator CLOAD (entsprechend
dem in 1 bis 5 gezeigten Kondensator Cout) ist ebenfalls zwischen einen Punkt,
der die Kathode der Diode D0, den Ausgangsanschluss Vout und
den Eingangsanschluss des Widerstands R1 verbindet, und Masse angeschlossen.
Die Widerstände
R1 und R2 bilden einen Rückkopplungsteiler,
der so betrieben werden kann, dass er an dem Ausgangsanschluss Vout, eine Rückkopplungsspannung VFB, die
proportional zu und repräsentativ
für die
Ausgangsspannung an dem Ausgangsanschluss Vout ist.
Die Spannung VFB wird an den positiven Anschluss des Fehlerverstärkers Gm1
angelegt, und die Referenzspannung Vref wird
an den negativen Anschluss des Fehlerverstärkers angelegt.
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Die
Ausgangsspannung VREG des Fehlerverstärkers Gm1
wird dann an das Gate des Transistors MN3 und an erste Eingänge eines
ersten Komparators T1 und eines zweiten Komparators T2 angelegt.
Die Komparatoren T1 und T2 sind als unsymmetrische Puffer implementiert.
Ein Kondensator Cc und ein Widerstand Rc sind jeweils zwischen den
Ausgang des Fehlerverstärkers
Gm1 und Masse in Reihe geschaltet. Der Komparator T1 hat auch einen
zweiten Eingang, der so betrieben werden kann, dass er eine Eingangsspannung VT1 empfängt,
bei der es sich um die Schwellspannung des Komparators T1 handelt.
Der Komparator T2 hat auch einen zweiten Eingang, der so betrieben
werden kann, dass er eine Eingangsspannung VT2 empfängt, bei
der es sich um die Schwellspannung des Komparators T2 handelt.
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Die
Ausgangssignale der Komparatoren T1 und T2 werden an ein Flipflop
FF angelegt. Das Ausgangssignal des Komparators T2 wird an den SETZ-Eingang
("SET") des Flipflops FF
angelegt, und der Ausgang des Komparators T1 ist mit dem RÜCKSETZ-Eingang
("RESET") des Flipflops FF
verbunden. Das Taktsignal CLK wird ebenfalls an das Flipflop FF
angelegt. Der Ausgang des Flipflops FF ist mit zweiten Eingängen der
Gates DRVBp bzw. DRVBn verbunden und steuert die Transistoren MP2
bzw. MN2 an.
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Die
das Ausgangssignal der Ladungspumpe repräsentierende Spannung VFB wird
an den positiven Anschluss des Fehlerverstärkers Gm1 angelegt und mit
der Referenzspannung Vref verglichen, die
an den negativen Anschluss des Fehlerverstärkers angelegt wird. Der Fehlerverstärker Gm1
vergleicht die beiden an den positiven bzw. negativen Eingang angelegten
Spannungen und gibt eine resultierende Spannung VREG aus.
Die Spannung VREG steuert den Strom durch
die Transistoren MN3 und MP4 und somit auch durch den Transistor
MP1, und sie wird auch an den ersten Eingang jedes der beiden Komparatoren
T1 bzw. T2 angelegt. Ein Diagramm von VREG,
VT1 und VT2 gegen
den Laststrom ILOAD ist in 7 gezeigt.
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Die
Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers
Gm1 VREG steuert den Transistor MN3. Der
Transistor MN3 arbeitet als Spannungs-Strom-Wandler in der Ausgangsstufe.
Der Strom durch R3 wird über
den Transistor MP4 mit einem Stromverstärkungsfaktor von k in den Transistor
MP1 gespiegelt, bei dem es sich um einen Leistungstransistor handelt.
Die Gate-Source-Spannung von MP1 wird in Abhängigkeit von der Ausgangslast
der Ladungspumpe gesteuert. Der Transistor MN1 und der durch die
Transistoren MP4 und MP1 implementierte, geschaltete Stromspiegel
werden über
das Gate DRV A durch das Taktsignal CLK angesteuert. Die durch die
Transistoren MP2 und MN2 implementierten Schalter werden durch die
Gates DRVBp und DRVBp mit dem phasenverschobenen Takt CLK 180° angesteuert.
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Um
die Ladungspumpe von der Verdopplungsbetriebsart in die Verdreifachungsbetriebsart
und umgekehrt zu schalten, ist keine Lastvorhersage notwendig, da
die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers Gm1 VREG dafür verwendet
wird, um festzustellen, ob die Ladungspumpe von der Verdopplung- in die Verdreifachungsbetriebsart
und umgekehrt geschaltet werden soll, und die Ausgangsspannung VREG die realen Lastinformationen enthält. Die
an den Komparatoren T1 bzw. T2 angelegten Schwellspannungen VT1 und VT2, die feststellen,
ob die Betriebsart der Ladungspumpe von der Verdopplungsbetriebsart
in die Verdreifachungsbetriebsart umgeschaltet wird, hängen direkt
mit dem Laststrom ILOAD zusammen, siehe 7,
mit ILOAD = k·1/R·3dVREG
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Die
Komparatoren T1 und T2 vergleichen das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers Gm1
VREG mit den Schwellspannungen VT1 bzw. VT2 und stellen
ein Ausgangssignal bereit, das das Flipflop FF einstellt oder zurücksetzt.
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Das
Flipflop speichert diese Informationen und schaltet synchron um,
um die Freigabesignale der Gates DRVBp bzw. DRVBn, die die Transistoren
MP2 bzw.
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MN2
ansteuern, zu takten. In der Verdreifachungsbetriebsart sind die
Gates DRVBp bzw. DRVBn freigegeben, und in der Verdopplungsbetriebsart
sind die Gates DRVBp bzw. DRVBn gesperrt. Tabelle 1
| Tatsächliche
Betriebsart | VREG | Eingestellte |
| Verdoppler | < VT2 | Verdoppler |
| Verdoppler | > VT2 | Verdreifacher |
| Verdreifacher | > VT1 | Verdreifacher |
| Verdreifacher | < VT1 | Verdoppler |
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Tabelle
1 zeigt die erforderlichen Bedingungen, um die Ladungspumpe von
der Verdopplungs- in die Verdreifachungsbetriebsart und umgekehrt
zu schalten.
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Wenn
die Ladungspumpe in Verdopplungsbetriebsart arbeitet und VREG kleiner als VT2 ist,
bleibt die Ladungspumpe in der Verdopplungsbetriebsart, aber falls
festgestellt wird, dass VREG größer als
VT2 ist, werden die Gates DRVBp bzw. DRVBn
freigegeben, und die Ladungspumpe wird in die Verdreifachungsbetriebsart umgeschaltet.
Wenn die Ladungspumpe in der Verdreifachungsbetriebsart arbeitet
und VREG größer als VT2 ist, bleiben
die Gates DRVBp bzw. DRVBn freigegeben, und die Ladungspumpe bleibt
in der Verdreifachungsbetriebsart. Wenn jedoch VREG kleiner
als VT1 ist, werden die Gates DRVBp bzw.
DRVBn gesperrt, und die Ladungspumpe wird in die Verdopplungsbetriebsart
umgeschaltet. Um ein unkontrolliertes Schwingen zwischen Verdopplungs-
und Verdreifachungsbetriebsart zu vermeiden, gibt es eine Hysterese
VHYS zwischen den Schwellspannungen VT2 und
VT1, wie in 7 gezeigt.
Die Ladungspumpe kann somit gemäß den Spannungsanforderungen
innerhalb derselben Anwendung zwischen Verdopplungs- und Verdreifachungsbetriebsart
umgeschaltet werden.
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Obwohl
die Erfindung obenstehend unter Bezugnahme auf eine bestimmte Ausführungsform
beschrieben wurde, ist diese nicht auf diese Ausführungsform
beschränkt,
und dem Fachmann fallen zweifellos weitere Alternativen ein, die
innerhalb des beanspruchten Schutzumfangs der Erfindung liegen.