DE102007020999A1 - Ladungspumpe zur Erzeugung einer Eingangsspannung für einen Operationsverstärker - Google Patents

Ladungspumpe zur Erzeugung einer Eingangsspannung für einen Operationsverstärker Download PDF

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Abstract

Eine Ladungspumpe zur Erzeugung einer Eingangsspannung für einen Operationsverstärker enthält einen Speicherkondensator zur Speicherung einer Ladungspumpenspannung und einen Flying-Kondensator, der so konfiguriert ist, dass er während einer ersten Betriebsphase geladen und während einer zweiten Betriebsphase entladen wird. Wenn der Flying-Kondensator entladen wird, lädt er den Speicherkondensator. Eine Stromquelle ist mit dem Flying-Kondensator gekoppelt, und es wird ein Schaltmittel zum Schalten von Strom von der Stromquelle durch den Flying-Kondensator in einer ersten Richtung während der ersten Phase und in einer zweiten, der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung während der zweiten Phase bereitgestellt.

Description

  • Ein echter Operationsverstärker mit Rail-zu-Rail-Eingangssignal mit einer PMOS- oder PMP-Eingangsstufe benötigt eine Bootstrap- oder Ladungspumpenspannung über der Versorgungsspannung, die durch eine Ladungspumpe bereitgestellt wird. Jegliches Rauschen und jegliche Welligkeiten der Ladungspumpenspannung, insbesondere bei hohen Frequenzen, schlagen auf Grund der Nichtübereinstimmung der Eingangsbauelemente, d. h. parasitärer Kondensatoren etc., auf das Ausgangssignal des Operationsverstärkers durch.
  • Die 1A und 1B sind vereinfachte Schaltbilder einer herkömmlichen Ladungspumpe. Der negative Anschluss eines Kondensators C1 ist zwischen einen positiven Versorgungsspannungsabgriff VDD und Masse geschaltet, und der positive Anschluss ist zwischen die positive Versorgungsspannung und einen Ladungspumpenspannungsabgriff geschaltet. Ein Speicherkondensator C2 ist ebenfalls mit dem Ladungspumpenspannungsabgriff und der positiven Versorgungsspannung verbunden. Wie in 1A gezeigt, wird der Kondensator C1 zunächst zwischen die Versorgungsspannung und Masse geschaltet und auf die Versorgungsspannung geladen. In 1B wird dann der positive Anschluss des Kondensators C1 von dem Versorgungsspannungsabgriff getrennt und wieder mit dem Kondensator C2 verbunden, und der negative Anschluss des Kondensators C1 wird von Masse getrennt und mit dem Versorgungsspannungsabgriff VDD verbunden. Hieraus ergibt sich über den Kondensator C1 die zweifache Versorgungsspannung, die dann zur Ladung des Speicherkondensators C2 auf eine Spannung gleich 2VDD verwendet werden kann. Deshalb wird ein solcher bekannter Kondensator häufig Spannungsverdoppler genannt.
  • Die Ausgangsspannung der herkömmlichen Ladungspumpe gemäß 1 ist in 2 gezeigt. Es ist ersichtlich, dass die Ausgangsspannung eine Sägezahnform aufweist. Diese Sägezahnspannungswelligkeit enthält Hochfrequenzoberschwingungen der laufenden Frequenz mit relativ großen Amplituden, die an dem Ausgang der Ladungspumpe ein unerwünschtes Rauschen erzeugen. Zusätzlich zu der Ausgangsspannungswelligkeit erzeugt die herkömmliche Ladungspumpe ein erhebliches Stromversorgungsrauschen. Von dem Ladungspumpenschaltkreis verbrauchter, von der Stromversorgung stammender Strom (der Strom Iq) besteht aus großen Amplitudenstromimpulsen, wenn der Schaltkreis von der ersten Phase in die zweite Phase umschaltet. Der Wert dieser Stromimpulse wird lediglich durch den Schaltwiderstand begrenzt. Stromimpulse erzeugen Versorgungsspannungswelligkeiten auf Grund des Buswiderstands und der Bonddrahtinduktivität, wodurch das Hochfrequenzrauschen des Operationsverstärkers erhöht wird.
  • Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Ladungspumpenspannungsquelle zur Verwendung mit masseseitigen Stromquellen für Rail-zu-Rail-Operationsverstärker bereitzustellen, die eine geringe Welligkeit hat.
  • Die vorliegende Erfindung stellt eine Ladungspumpe zur Erzeugung einer Bootstrap-Spannung, insbesondere einer Bootstrap-Spannung für den masseseitigen Strom einer Eingangsstufe eines Operationsverstärkers, bereit. Die Ladungspumpe umfasst einen Speicherkondensator zur Speicherung einer Ladungspumpenspannung und einen Flying-Kondensator, der so konfiguriert ist, dass er während einer ersten Betriebsphase geladen und während einer zweiten Betriebsphase entladen wird, um den Speicherkondensator zu laden. Eine Stromquelle ist mit dem Flying-Kondensator gekoppelt, und es wird ein Schaltmittel zum Schalten von Strom von der Stromquelle durch den Flying-Kondensator in einer ersten Richtung während der ersten Phase und in einer zweiten, der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung während der zweiten Phase bereitgestellt. Schaltstrom von einer Stromquelle zur Ladung des Flying-Kondensators in der ersten Betriebsphase und zur Entladung des Flying-Kondensators in der zweiten Betriebsphase bestimmt den Strom, der zu dem Flying-Kondensator hin und von diesem weg fließt. Somit stellt die vorliegende Erfindung eine Ladungspumpenspannung bereit, die gleichmäßiger (z. B. symmetrischer und dreieckiger) als die von dem herkömmlichen Spannungsverdoppler erzeugte Sägezahnausgangsspannung ist, so dass es weniger Hochfrequenzanteile und folglich ein geringeres Hochfrequenzrauschen des Operationsverstärkers, in dem die Ladungspumpe verwendet wird, gibt.
  • Des Weiteren kann der Ausgangsspannungspegel geregelt werden, indem die Stromquelle (die eine einstellbare Stromquelle sein kann) so konfiguriert wird, dass sie den richtigen Strompegel zur Ladung des Flying-Kondensators auf die benötigte Spannung bereitstellt. Folglich kann die Ladungspumpenausgangsspannung gezielt für jede beliebige Spannung dimensioniert werden (lediglich beschränkt durch die zweifache Eingangsspannung). Wenn zum Beispiel eine Ausgangsspannung, die das Zweifache der Versorgungsspannung beträgt (wie von einer herkömmlichen Spannungsverdopplungsladungspumpe bereitgestellt), für eine bestimmte Anwendung zu hoch ist, kann die Spannung durch Regelung der Stromquelle auf den benötigten Pegel festgesetzt werden. Die Bereitstellung einer Stromquelle zur Ladung des Flying-Kondensators führt ebenfalls dazu, dass die Ladungspumpe einen Strom ohne Stromimpulse mit großen Amplituden aufweist, was bedeutet, dass in dem Versorgungsbus weniger Rauschen erzeugt wird.
  • Vorzugsweise enthält die Ladungspumpe gemäß der vorliegenden Erfindung eine Regelschleife mit einem Fehlerverstärker, der so eingerichtet ist, dass er eine Ausgangsspannung der Ladungspumpe mit einer Referenzspannung vergleicht. Der Fehlerverstärker erzeugt ein Regelsignal, das so gekoppelt ist, dass es die einstellbare Stromquelle basierend auf der Differenz zwischen der Ausgangsspannung der Ladungspumpe und der Referenzspannung regelt. Hierdurch wiederum wird der Wert, auf den der Flying-Kondensator geladen wird, festgelegt, wodurch der Ausgangsspannungspegel festgelegt wird. Somit kann die benötigte Ausgangsspannung der Ladungspumpe durch Auswahl der Referenzstromquelle zur Bereitstellung der entsprechenden Referenzspannung und durch Auswahl der Kapazität des Flying-Kondensators festgesetzt werden. Die Ausgangsspannung kann in einem rückgekoppelten Betrieb festgesetzt werden. Die Ladungspumpenausgangsspannung kann zum Beispiel mit der Referenzspannung verglichen werden. Wenn die Ausgangsspannung von dem einem durch die Referenzspannung festgelegten Spannungspegel abweicht, wird der durch die Stromquelle bereitgestellte Strom angepasst. Auf diese Weise wird der Stromwert dem zweifachen Laststrom der Ladungspumpe angeglichen, und die Ausgangsspannung wird dem durch die Referenzspannung festgelegten Spannungspegel angeglichen. Insbesondere kann die Referenzspannung so festgesetzt werden, dass sie der Ausgangsspannung gleicht.
  • Wenn die Zeitkonstante der Regelschleife wesentlich größer als eine Periode der Schaltsequenz des Schaltmittels ist, ist der von der Stromquelle gezogene Strom im Grunde konstant. Die Ladung und Entladung des Flying-Kondensators unter Verwendung eines Konstantstroms bedeutet, dass der von der Ladungspumpe gezogene Strom konstant ist, wodurch Spannungswelligkeiten in der Stromversorgung verringert werden.
  • Vorzugsweise umfasst die Ladungspumpe eine Steuereinheit zur Steuerung des Schaltens des Schaltmittels. Das Schaltmittel umfasst vorzugsweise einen ersten Schaltpfad zur Schaltung von Strom durch den Flying-Kondensator in der ersten Richtung und einen zweiten Schaltpfad zur Schaltung von Strom durch den Flying-Kondensator in der zweiten Richtung. Der zweite Schaltpfad kann durch einen einzelnen Steueranschluss in der Steuereinheit geregelt werden, wodurch die Komplexität des Ladungspumpenschaltkreises verringert wird. Die Steuereinheit stellt der Schaltanordnung einen Rückkopplungsmechanismus bereit, was bedeutet, dass die Stromquelle, wenn der Speicherkondensator durch den Flying-Kondensator auf die benötigte Ladungspumpenspannung geladen wurde, sofort so geschaltet werden kann, dass er damit beginnt, den Flying-Kondensator wieder aufzuladen.
  • Die vorliegende Erfindung stellt ebenfalls ein Verfahren zur Bereitstellung einer Bootstrap-Spannung bereit. Insbesondere ein Verfahren zur Bereitstellung einer Bootstrap-Spannung für eine masseseitige Stromquelle eines Operationsverstärkers. Das Verfahren umfasst die Ladung eines Flying-Kondensators während einer ersten Betriebsphase, die Entkopplung und die Entladung des Flying-Kondensators während einer zweiten Betriebsphase und die Ladung eines Speicherkondensators während der zweiten Betriebsphase unter Verwendung von Strom, der durch die Entladung des Flying-Kondensators erzeugt wird. Des Weiteren das Schalten von Strom von einer Stromquelle durch den Flying-Kondensator in einer ersten Richtung während der ersten Phase und in einer zweiten, der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung während der zweiten Phase. Die Verwendung einer geschalteten Stromquelle zur Ladung und Entladung des Flying-Kondensators verringert unerwünschte Frequenzanteile in der Ladungspumpenausgangsspannung und glättet den von der Ladungspumpe gezogenen Strom. Des Weiteren kann der Pegel der Ladungspumpenausgangsspannung nach Bedarf gewählt werden, indem die zur Ladung des Flying-Kondensators verwendete Strommenge festgesetzt wird. Das bedeutet, dass die Ausgangsspannung unterhalb der durch die Technologie vorgegebene Versorgungsspannungsgrenze unterschiedlich eingestellt werden kann.
  • Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der untenstehenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform und aus den beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
  • 1A ein vereinfachtes Schaltbild einer herkömmlichen Ladungspumpe in einer ersten Betriebsphase;
  • 1B ein vereinfachtes Schaltbild einer herkömmlichen Ladungspumpe in einer ersten Betriebsphase;
  • 2 Graphen der Ausgangsspannung in Abhängigkeit von Zeit und des Versorgungsstroms in Abhängigkeit von Zeit in einer herkömmlichen Ladungspumpe;
  • 3 ein vereinfachtes Schaltbild einer Ladungspumpe gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 4 Graphen der Ausgangsspannung in Abhängigkeit von Zeit und des Versorgungsstroms in Abhängigkeit von Zeit in einer Ladungspumpe gemäß der Erfindung; und
  • 5 ein vereinfachtes Schaltbild einer Ladungspumpe gemäß der Erfindung.
  • 3 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ladungspumpe gemäß der vorliegenden Erfindung. C1 ist der Flying-Kondensator, der wechselweise entweder auf VDD und VSS (d. h. das Massepotential) oder zwischen VDD und VCP geschaltet wird, um C2 zu laden. Die Ausgangslast wird durch eine Konstantstromquelle CS, die einen Konstantladestrom ILast aufweist, dargestellt. Die beiden Schalter S1 arbeiten synchron abwechselnd mit den Schaltern S2, S2a. Das Schalten von S2a kann sich von S2 etwas unterscheiden, um unerwünschte Schalteffekte zu vermeiden. Während einer ersten Phase sind die Schalter S2, S2a geschlossen, und C1 wird über VCCS geladen. Während einer zweiten Phase sind S2, S2a geöffnet, und die Schalter S1 sind geschlossen. In der zweiten Phase ist der Flying-Kondensator C1 mit dem Speicherkondensator C2 gekoppelt und entlädt sich in C2. Sowohl der Ladungs- als auch der Entladungsstrom werden durch VCCS geregelt. Dementsprechend hängt die Spannung über C1 von der Dauer der Ladungs- und Entladungsphase und dem Wert des Stroms durch VCCS ab. Die Stärke des für C1 bereitgestellten Stroms wird durch eine Rückkopplungsschleife festgelegt, die einen Fehlerverstärker A und VCCS enthält. Eine Referenzspannung VREF und die Ausgangsspannung VCP sind beide mit dem Fehlerverstärker A gekoppelt. Der Fehlerverstärker erzeugt eine Regelspannung im Verhältnis zu der Differenz zwischen der Referenzspannung VREF und der Ausgangsspannung VCP. Die Regelspannung wird an eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle VCCS angelegt. Die spannungsgesteuerte Stromquelle VCCS wird so gesteuert, dass sie dem Flying-Kondensator C1 einen höheren Konstantstrom bereitstellt, wenn die Spannungsdifferenz an dem Eingang des Fehlerverstärkers A groß ist. Eine geringe Spannungsdifferenz zieht lediglich eine geringe Steuerspannung und somit einen geringen Strom durch VCCS nach sich. Somit bestimmen der Fehlerverstärker A und VCCS gemeinsam die Last des Flying-Kondensator C1 und dadurch die Ausgangsspannung VCP. Allgemein ist die Zeitkonstante des Regelmechanismus größer als die Schaltfrequenz der Schalter S1, S2, S2a, und der Strom durch VCCS bleibt für einen Konstantausgangsstrom ILast im Wesentlichen konstant. Für Vref gleich VCP, ist der von VCC gezogene Strom Iq gleich zwei Mal ILast.
  • 4 zeigt die Ausgangsspannung der Ladungspumpe gemäß 3 in Abhängigkeit von Zeit. Es ist ersichtlich, dass die Ausgangsspannungswelligkeit an Stelle der durch herkömmliche Ladungspumpen erzeugten Sägezahnspannung eine dreieckige Form aufweist. Diese dreieckige Ausgangsspannung enthält weniger Hochfrequenzanteile als eine Sägezahnausgangsspannung und die Amplitude ist halb so groß, wodurch in folgenden mit der Ladungspumpe verbundenen Schaltkreiseinheiten weniger Rauschen erzeugt wird. 4 zeigt ebenfalls den Strom Iq, der von der Ladungspumpe gemäß der Erfindung von VDD gezogen wird. Der Strom Iq ist konstant, ohne scharfe Spitzen und ist gleich dem zweifachen Laststrom ILast (der Stromversorgung für den durch die Ladungspumpe betriebenen Operationsverstärker). Folglich wird das in dem Versorgungsbus erzeugte Rauschen erheblich verringert.
  • 5 zeigt einen Ladungspumpenschaltkreis gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Eine Steuereinheit CTRL, zum Beispiel ein Oszillator, eine Zustandsmaschine oder ein Mikrocontroller, ist zwischen eine positive und eine negative Versorgungsspannung VDD bzw. VSS geschaltet. Der Steuereinheit CTRL werden Ausgangsanschlüsse S1, S2 und S2a zur Steuerung von Schaltern in dem Ladungspumpenschaltkreis unter Verwendung eines frei schwingenden Oszillators oder einer Taktfrequenz oder der Spannung an dem Drain von MP1 als Indikator des Ladungs- oder Entladungszustands des Flying-Kondensators bereitgestellt.
  • Ein Flying-Kondensator C1 ist mit zwei durch MOS-Transistoren implementierten Schaltpfaden verbunden. Der erste Schaltpfad kann so betrieben werden, dass er den Kondensator C1 zwischen die positive Versorgungsspannung VDD und die negative Versorgungsspannung VSS, die Masse sein kann, schaltet, und ist durch einen NMOS-Transistor MN0 und einen PMOS-Transistor MP9 implementiert, wobei die Transistoren MN0 und MN9 als Schalter fungieren. Der Gate-Anschluss des Transistors MN0 ist mit dem Anschluss S2 der Steuereinheit CTRL verbunden, und der Gate-Anschluss des Transistors des Transistors MP9 ist mit dem Anschluss S2a der Steuereinheit CTRL verbunden, so dass die Steueranschlüsse S2 und S2a die Schalter in dem ersten Schaltpfad öffnen und schließen, indem sie entsprechende Gate-Spannungen an den Transistoren MN0 bzw. MP9 anlegen. Man kann zum Durchschalten und Sperren der Schalttransistoren MN0 und MP9 ebenso einen einzelnen Steueranschluss an der Steuereinheit CTRL verwenden.
  • Der zweite Schaltpfad kann so betrieben werden, dass er den Kondensator C1 zwischen die positive Versorgungsspannung VDD und den Ladungspumpenspannungsabgriff VCP schaltet, und ist durch zwei PMOS-Schalttransistoren MP0 und MP5 implementiert. Die Gate-Anschlüsse beider Transistoren MP0 und MP5 sind mit dem Steueranschluss S1 der Steuereinheit CTRL verbunden, so dass der Steueranschluss S1 die Schalter in dem zweiten Schaltpfad öffnet und schließt, indem er an beiden Transistoren MP0 und MP5 eine entsprechende Gate-Spannung anlegt.
  • Eine durch einen PMOS-Transistor MP1 implementierte Stromquelle ist zwischen den positiven Versorgungsspannungsabgriff VDD und den Kondensator C1 in beiden Schaltpfaden geschaltet, so dass die Stromquelle MP1 mit einem ersten Anschluss des Kondensators C1 verbunden ist, wenn der erste Schaltpfad durchgeschaltet ist, und die Stromquelle mit einem zweiten Anschluss des Kondensators C1 verbunden ist, wenn der zweite Schaltpfad durchgeschaltet ist. Der Gate-Anschluss des Stromquellentransistors MP1 stellt die in 3 gezeigte spannungsgesteuerte Stromquelle VCCS dar. Das Gate von MP1 ist mit einem Schaltkreis verbunden, der einen Fehlerverstärker (wie den in 3 gezeigten Fehlerverstärker A) darstellt. Der Fehlerverstärker und der Referenzspannungserzeugungsschaltkreis werden durch MP3, die Stromquelle Iref und den Widerstand R1 bereitgestellt. In diesem Fall ist die Referenzspannung, d. h. die Differenz zwischen der Ausgangsspannung VCP und VDD gleich Vgs MP3 + R1·Iref. Die Verstärkung wird durch MP3, die Referenzstromquelle Iref und den Drain-Anschluss des PMOS-Transistors MP3 bereitgestellt, der so konfiguriert ist, dass er als Fehlerverstärker fungiert. Folglich kann die Ausgangsspannung VCP der Ladungspumpe nach Bedarf geregelt werden, indem für Iref ein entsprechender Wert gewählt wird.
  • Ein Speicherkondensator C2 zur Speicherung der an eine Last anzulegenden Spannung ist zwischen den Ladungspumpenspannungsabgriff VCP und den positiven Versorgungsspannungsabgriff VDD geschaltet.
  • In einer ersten Betriebsphase schalten die Steueranschlüsse S2 und S2a in der Steuereinheit CTRL die Transistoren MP9 und MN0 durch, so dass Strom von dem Stromquellentransistor MP1 durch den Flying-Kondensator C1 von dem positiven Versorgungsspannungsabgriff VDD zu dem negativen Versorgungsspannungsabgriff (Masse) fließt, wodurch der Kondensator C1 geladen wird. In einer zweiten Betriebsphase sperren die Steueranschlüsse S2 und S2a die Transistoren MP9 und MN0 und schalten die Transistoren MP0 und MP5 durch. Das heißt, dass nun tatsächlich der negative Anschluss des Kondensators C1 über die Stromquelle MP1 mit dem positiven Versorgungsspannungsabgriff VDD verbunden ist, und der positive Anschluss des Kondensators C1 mit dem Ladungspumpenspannungsabgriff VCP verbunden ist. Strom von dem Stromquellentransistor MP1 fließt dann durch den Kondensator C1 in der dem Stromfluss durch den Kondensator C1 während der ersten Betriebsphase entgegengesetzten Richtung. Hierdurch wird der Kondensator C1 entladen, und wenn sich der Kondensator C1 entlädt, lädt er den Speicherkondensator C2 auf die benötigte Eingangsspannung des Operationsverstärkers. Wenn an dem Eingangsanschluss cp der Steuereinheit CTRL detektiert wird, dass der Ladungspumpenspannungsabgriff die benötigte Spannung aufweist, sperrt die Steuereinheit CTRL unter Verwendung des Steueranschlusses S1 die Transistoren MP0 und MP5 und schaltet unter Verwendung der Steueranschlüsse S2 bzw. S2a die Transistoren MN0 und MP9 durch. Die erste Betriebsphase der Ladungspumpe beginnt dann erneut, so dass der Flying-Kondensator einen Ladungs- und Entladungszyklus durchführt und die Ladungspumpe ununterbrochen arbeiten kann.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf eine bestimmte Ausführungsform beschrieben wurde, ist diese nicht auf diese Ausführungsform beschränkt und dem Fachmann fallen zweifellos weitere Alternativen ein, die innerhalb des beanspruchten Schutzumfangs der Erfindung liegen.

Claims (7)

  1. Ladungspumpe zur Erzeugung einer Bootstrap-Spannung für einen Operationsverstärker, wobei die Ladungspumpe umfasst: einen Speicherkondensator (C2) zur Speicherung einer Ladungspumpenspannung; einen Flying-Kondensator (C1), der so konfiguriert ist, dass er während einer ersten Betriebsphase geladen und während einer zweiten Betriebsphase entladen wird, um den Speicherkondensator (C2) zu laden, wobei eine Stromquelle (VCCS, MP1) mit dem Flying-Kondensator (C1) gekoppelt ist und ein Schaltmittel (S1, S2, S2a) zum Schalten von Strom von der Stromquelle (VCCS) durch den Flying-Kondensator (C1 in einer ersten Richtung während der ersten Phase und in einer zweiten, der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung während der zweiten Phase bereitgestellt wird.
  2. Ladungspumpe gemäß Anspruch 1, bei dem die Stromquelle eine einstellbare Stromquelle ist.
  3. Ladungspumpe gemäß Anspruch 2, ferner umfassend eine Regelschleife, einschließlich eines Fehlerverstärkers, der so eingerichtet ist, dass er eine Ausgangsspannung der Ladungspumpe (VCP) mit einer Referenzspannung (Vref) vergleicht, wobei der Fehlerverstärker ein Regelsignal erzeugt, das so gekoppelt ist, dass es die einstellbare Stromquelle basierend auf der Differenz zwischen der Ausgangsspannung der Ladungspumpe (VCP) und der Referenzspannung (Vref) regelt.
  4. Ladungspumpe gemäß Anspruch 3, bei der die Zeitkonstante der Regelschleife wesentlich größer ist als eine Periode der Schaltsequenz des Schaltmittels (S1, S2, S2a).
  5. Ladungspumpe gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend eine Steuereinheit zur Steuerung des Schaltmittels.
  6. Ladungspumpe gemäß Anspruch 5, bei der das Schaltmittel einen ersten Schaltpfad zur Schaltung von Strom durch den Flying-Kondensator (C1) in der ersten Richtung und einen zweiten Schaltpfad zur Schaltung von Strom durch den Flying-Kondensator (C1) in der zweiten Richtung umfasst, wobei der zweite Schaltpfad durch einen einzelnen Steueranschluss in der Steuereinheit geregelt wird.
  7. Verfahren zur Bereitstellung einer Eingangsspannung für einen Operationsverstärker, wobei das Verfahren umfasst: Bereitstellung eines Speicherkondensators zur Speicherung der Eingangsspannung, Ladung eines Flying-Kondensators während einer ersten Betriebsphase; Entladung des Flying-Kondensators während einer zweiten Betriebsphase; die Ladung eines Speicherkondensators während der zweiten Betriebsphase unter Verwendung von Strom, der durch die Entladung des Flying-Kondensators erzeugt wird, wobei das Verfahren ferner das Schalten von Strom von einer Stromquelle durch den Flying-Kondensator in einer ersten Richtung während der ersten Phase und in einer zweiten, der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung während der zweiten Phase umfasst.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7719343B2 (en) 2003-09-08 2010-05-18 Peregrine Semiconductor Corporation Low noise charge pump method and apparatus
WO2010008586A2 (en) * 2008-07-18 2010-01-21 Peregrine Semiconductor Corporation Low-noise high efficiency bias generation circuits and method
US8816659B2 (en) 2010-08-06 2014-08-26 Peregrine Semiconductor Corporation Low-noise high efficiency bias generation circuits and method
US9660590B2 (en) 2008-07-18 2017-05-23 Peregrine Semiconductor Corporation Low-noise high efficiency bias generation circuits and method
CA2713473C (en) 2010-08-18 2013-03-12 Lotek Wireless Inc. Device and method for providing power to a microcontroller
US8686787B2 (en) 2011-05-11 2014-04-01 Peregrine Semiconductor Corporation High voltage ring pump with inverter stages and voltage boosting stages
US9264053B2 (en) 2011-01-18 2016-02-16 Peregrine Semiconductor Corporation Variable frequency charge pump
EP2712072B1 (de) 2012-09-21 2016-08-31 Nxp B.V. Ausgangsoberwellenspannungsteuerung für einen kapazitiven Gleichspannungswandler
JP5767660B2 (ja) * 2013-02-20 2015-08-19 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
FR3011146B1 (fr) * 2013-09-23 2015-10-23 Commissariat Energie Atomique Circuit de pompe de charge de generation d'une tension negative
TWI522985B (zh) * 2014-02-26 2016-02-21 友達光電股份有限公司 電荷泵浦電路
US10581312B2 (en) * 2017-12-29 2020-03-03 Texas Instruments Incorporated Multilevel converter using node voltage track and control
US10404175B2 (en) 2017-12-29 2019-09-03 Texas Instruments Incorporated Converter topology with adaptive power path architecture
US10541604B2 (en) * 2018-05-22 2020-01-21 Analog Devices Global Unlimited Company Bias current supply techniques
EP3748828A1 (de) 2019-06-03 2020-12-09 Nxp B.V. Leistungswandler und verfahren zum betrieb davon
US11731163B2 (en) 2020-08-10 2023-08-22 Cirrus Logic Inc. Driver circuitry for piezoelectric transducers

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6411531B1 (en) * 2000-11-21 2002-06-25 Linear Technology Corporation Charge pump DC/DC converters with reduced input noise

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7724551B2 (en) * 2004-12-06 2010-05-25 Rohm Co., Ltd. Step-up circuit and portable device using it
US7190598B1 (en) * 2005-09-02 2007-03-13 Texas Instruments Incorporated Three-phase low noise charge pump and method
GB2431739A (en) * 2005-10-27 2007-05-02 Wolfson Microelectronics Plc Switch current sensing circuit
US7397677B1 (en) * 2006-02-08 2008-07-08 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for charge pump control with adjustable series resistance
JP2007221890A (ja) * 2006-02-15 2007-08-30 Renesas Technology Corp 半導体集積回路
US20070247214A1 (en) * 2006-04-25 2007-10-25 Hsiu-Ping Lin Methods for controlling charge pump and related working voltage generating circuits

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6411531B1 (en) * 2000-11-21 2002-06-25 Linear Technology Corporation Charge pump DC/DC converters with reduced input noise

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WO2008135531A1 (en) 2008-11-13
US20080272833A1 (en) 2008-11-06

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