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Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der
MOS-Leistungstransistoren und genauer MOS-Leistungstransistoren, die
gemäß der Technologie hergestellt sind, die DMOS
(diffundierter MOS) mit N-Kanal genannt wird, die, wenn ihr Drain mit
einer Versorgungsquelle verbunden ist und ihr Source mit
einer Ladung verbunden ist, eine Gitterspannung erfordern,
die größer ist als die Versorgungsspannung.
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Die Figur 1A stellt eine Schaltung dar, die einen
MOS-Leistungstransistor MP mit N-Kanal aufweist, dessen Drain DP mit
einem ersten Anschluß 1 einer Versorgungsquelle verbunden
ist, die eine positive Spannung VCC liefert, und dessen
Source SP mit einem Ausgangsanschluß 2 der Schaltung
verbunden ist. Eine Ladung L ist zwischen diesen Ausgangsanschluß 2
und den zweiten Anschluß 3 der Versorgungsquelle geschaltet.
Üblicherweise ist der Anschluß 3 auf Masse gelegt.
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Auf klassische Weise wird die Gate-Spannung, die höher ist
als die Versorgungsspannung, von einer Schaltung geliefert,
die "Ladungspumpe" genannt wird, wobei ein Beispiel in dem
Block P1 dargestellt ist. Ein Kommutator 14 ist durch
Anschlüsse 5 und 6 mit den Anschlüssen 1 bzw. 3 der
Versorgungsquelle verschaltet. Er ist über einen Anschluß 7 mit
einem Taktgeber CK verbunden. Eine Hilfsspannungsquelle 8,
die intern in der Schaltung liegt und die eine positive
Hilfsspannung VS liefert, welche kleiner oder gleich VCC ist,
ist mit dem Ausgangsanschluß 9 des Kommutators durch
Zwischenschaltung einer vorwärts polarisierten Diode 10 und
eines Kondensators 11 verbunden. Derjenige der Anschlüsse des
Kondensators, der nicht mit dem Kommutator verbunden ist, ist
mit der Anode einer Diode 12 verbunden, deren Kathode den
Ausgangsanschluß H der Ladungspumpe bildet.
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Das Signal des Taktgebers (Kurve CK der Figur 1B) ist aus
einer regelmäßigen wechselnden Folge von hohen Pegeln und
niedrigen Pegeln gebildet. Wenn dieses Signal des Taktgebers
auf seinem hohen Pegel ist, ist der Ausgang 9 des Kommutators
mit dem Anschluß 3 der Versorgungsquelle verbunden. Wenn das
Signal des Taktgebers auf seinem niedrigen Pegel ist, ist der
Ausgang 9 mit dem Anschluß 1 der Versorgungsquelle verbunden.
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Der Ausgang H der Ladungspumpe wird auf das Gate GP des
MOS-Transistors MP gegeben, auf das er Strompulse IG liefert.
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Die Funktionsweise dieser Schaltung wird mit Bezug auf die
Figur 1B erläutert werden, die das Signal des Taktgebers CK,
die Spannung V(H) am Punkt H und die Spannung VE am
Ausgangsanschluß 2 der Schaltung darstellt.
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Wenn das Signal des Taktgebers CK auf seinem hohen Pegel ist,
wobei somit der Ausgang 9 des Kommutators mit der Masse
verbunden wird, lädt sich der Kondensator 11 mit einer
Spannung VS - Vd auf (wobei Vd die Durchlaßspannung einer
Diode ist). Die Spannung V(H) am Punkt H ist gleich VS - 2Vd.
Wenn das Signal des Taktgebers auf den niedrigen Pegel geht,
wobei der Anschluß 9 dann mit dem Anschluß 1 verbunden ist,
auf den die Spannung VCC gegeben wird, wird die Spannung V(H)
gleich VCC + VS - 2Vd. Die Spannung VCC + VS - 2Vd wird auf
den äquivalenten Kondensator Cequ gegeben, der zwischen dem
Gate des MOS-Transistors MP und der Masse vorliegt, wobei
der Kondensator Cequ diese Spannung während des Laufes des
Taktgebers auf den hohen Pegel speichert und sich während
jedes Laufes des Taktgebers auf den niedrigen Pegel wieder
auflädt.
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Somit erlaubt es die Ladungspumpe P1, impulsartig eine
Spannung V(H) zu erzeugen, die über der Spannung der
Versorgungsquelle VCC liegt, ohne daß auf eine Versorgungsspannung
zurückgegriffen wird, die außerhalb der Schaltung liegt.
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Der Aufbau der Ladungspumpe mit Pulsbetrieb gibt
befriedigende Ergebnisse für die Versorgung des Gates eines
MOS-Transistors, wie er zuvor beschrieben ist. Jedoch stellen sich
Probleme, wenn man der Steuerschaltung bestimmte Funktionen
zuordnen will, beispielsweise eine Regulierung der
Ausgangsspannung.
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In der Figur 1A wird eine derartige Regulierung durch einen
Operationsverstärker A sichergestellt, der mit einem ersten
Eingang E1, der mit dem Ausgangsanschluß 2 verbunden ist,
und einem zweiten Eingang E2, der mit dem Anschluß 3 der
Versorgungsquelle durch Zwischenschaltung einer
Referenzspannungsquelle 14 mit Wert VR versehen ist. Der Ausgang SG des
Operationsverstärkers A ist mit dem Gate GP des
MOS-Leistungstransistors MP verbunden. Der Operationsverstärker
stellt die Gatespannung des Transistors MP ein, um die
Ausgangsspannung VE am Ausgangsanschluß 2 der Schaltung für
die Referenzspannung VR beizubehalten.
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Trotzdem stellt sich während der Regulierung mit der
Schaltung der Figur 1A das Problem der Erzeugung eines parasitären
Rauschens, das das Ausgangssignal stört und die Verwendung
dieser Schaltung verhindert, wenn eine große Stabilität des
Signals gefordert ist.
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Dieses Rauschen rührt aus der Zuordnung des
Operationsverstärkers zu einer Ladungspumpe her, die einen pulsartigen
Strom IG liefert. Um davon die genaue Ursache zu bestimmen
und zu versuchen, sie zu beseitigen, ist es notwendig, in
Einzelheiten die Struktur des Operationsverstärkers zu
untersuchen.
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Die Figur 2 stellt eine Ausführungsform des
Operationsverstärkers A der Figur 1A dar. Dieser Operationsverstärker
umfaßt eine Differenzierstufe D und eine Ausgangsstufe S. Die
Differenzierstufe D weist auf klassische Weise ein Paar
bipolarer Transistoren Q1, Q2 auf, die auf die dargestellte
Weise mit MOS-Ladungstransistoren M3 bzw. M4, die vom Typ des
logischen MOS-Transistors sind, und mit einer Stromquelle 21
verbunden sind.
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Die Ausgangsstufe S weist einen Transistor mit MOS-Logik M5
auf, dessen Drain D5 den Ausgang SG des
Operationsverstärkers A bildet, und einen Kompensationskondensator Ccomp, der
dazu bestimmt ist, die Stabilität der Regelschleife zu
gewährleisten.
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Während der aktiven Periode der Ladungspumpe ist der
Transistor M5 durchlässig, und seine Gate-Source-Kapazität C5 lädt
sich auf. Während der inaktiven Perioden sperrt der
Transistor M5. Trotzdem entlädt sich der Kondensator C5 nicht
unmittelbar, und die noch an seinem Gate G5 vorliegende
Spannung hält den Transistor M5 während einer kleinen
Zeitdauer durchlässig, bevor er in den Sperrzustand gebracht
wird. Es ergibt sich daraus eine Verringerung der Ladung des
Kondensators Cequ und ein Absenken der Gitterspannung des
MOS-Leistungstransistors MP. Die Spannung VE am
Ausgangsanschluß 2 verringert sich. Wenn der Strom IG von neuem erzeugt
wird, wird der Kondensator Cequ wieder aufgeladen, die
Gatespannung des Transistors MP erhöht, die Spannung VE
steigt auf den Wert VR an und der Operationsverstärker kommt
wieder in den Regelmodus. Es ist somit das Vorliegen der
Gate-Source-Kapazität C5 des Transistors M5, das der Ursprung
des Rauschens ist. In der Figur 1B ist der Wert der
Referenzspannung VR mit Pünktchen an der Kurve VE angegeben.
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Um zu versuchen, die oben genannten Probleme des Rauschens zu
lösen, haben sich die Anstrengungen im Stand der Technik auf
den Operationsverstärker konzentriert.
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Eine erste Vorgehensweise, das Rauschen zu verringern, würde
insbesondere darin bestehen, die Abmessungen des Transistors
M5 zu verringern, um die Gate-Source-Kapazität zu
verkleinern.
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Um jedoch die Stabilität der Regelung in einer Schaltung vom
dargestellten Typ zu gewährleisten, muß das folgende
Stabilitätskriterium erfüllt bleiben:
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gm1/Ccomp < gm5/Cequ (Beziehung 1),
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wobei gm1 die Steigung des Operationsverstärkers und gm5 die
Steigung des MOS-Transistors M5 ist; es ist nicht möglich,
die Abmessungen dieses Transistors und somit den Wert des
Kondensators C5 bedeutend zu verkleinern,, wenn man will, daß
die Beziehung 1 wahr bleibt.
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Eine zweite Vorgehensweise, das Rauschen zu verringern, würde
darin bestehen, die Ursache zu unterdrücken, die zuvor dafür
angegeben worden ist, nämlich den Kondensator C5. Zu diesem
Zweck sollte anstelle eines MOS-Transistors ein bipolarer
Transistor verwendet werden.
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Jedoch wäre diese Lösung mit den Technologien inkompatibel,
die tatsächlich benutzt werden, um gleichzeitig
MOS-Leistungstransistoren (so wie die Transistor MP), Transistoren
mit MOS-Logik (so wie die Transistoren M3 und M4) und
bipolare Transistoren (so wie die Transistoren Q1 und Q2
herzustellen). Tatsächlich stellt bei diesen Technologien
ein bipolarer Transistor eine Diode dar, deren Anode durch
das Substrat und deren Kathode durch den Kollektor gebildet
ist. Falls das Substrat von der Masse abgeschnitten wird,
erscheint ein Störsignal an dem Gitter des
MOS-Leistungstransistors MP durch diese Diode.
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Daher ist man unvermeidlich dazu gehalten, einen
MOS-Transistor vom Logiktyp für die Ausgangsstufe zu verwenden, wie es
zuvor angegeben ist.
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Die vorliegende Erfindung schlägt eine neue Lösung für das
gestellte Problem vor. Gemäß der Erfindung, anstatt daß man
versucht, den Regelverstärker zu perfektionieren, schlägt man
vor, den Pulsbetrieb der Ladungspumpe zu unterdrücken.
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Genauer gesagt sieht die vorliegende Erfindung vor, mit der
zuvor beschriebenen Ladungspumpe eine zweite Ladungspumpe zu
kombinieren, die abwechselnd mit der ersten arbeitet.
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Weiterhin, wenn eine Ladungspumpe oder ein Paar Ladungspumpen
einen Pulsstrom liefert, sieht es die vorliegende Erfindung
vor, den Gatestrom mittels einer Stromspiegelschaltung zu
glätten.
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Diese Aufgaben, Merkmale und Vorteile, ebenso wie weitere,
der vorliegenden Erfindung, werden weiter in Einzelheiten in
der folgenden Beschreibung einer speziellen Ausführungsform
erläutert, die in bezug auf die angefügten Figuren gemacht
worden ist, in denen:
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Die Figuren 1A und 1B, bereits beschrieben, einerseits eine
Schaltung gemäß dem Stand der Technik (Figur 1A) und
andererseits eine Anordnung von Kurven darstellen, die der
zeitlichen Entwicklung von Spannungssignalen in bezug auf ein
Signal eines Taktgebers entsprechen (Figur 1B);
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die Figur 2 eine Detailansicht der Struktur eines
Operationsverstärkers der Schaltung der Figur 1A gemäß dem Stand der
Technik darstellt; und
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die Figuren 3A und 3B einerseits eine Schaltung gemäß der
vorliegenden Erfindung (Figur 3A) und andererseits eine
Anordnung von Kurven, die der zeitlichen Entwicklung von
Spannungs- und Stromsignalen in bezug auf Signale von einem
Taktgeber entsprechen (Figur 3B), darstellen.
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Die Figur 3A stellt eine Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung dar. Man findet wie in der Figur 1A den
MOS-Leistungstransistor MP, die Ladung L, die Regelschleife mit dem
Operationsverstärker A und die Leistungspumpe P1 wieder.
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Im Vergleich mit der Schaltung der Figur 1A sind eine zweite
Ladungspumpe P2, die symmetrisch zu der ersten Ladungspumpe
P1 ist, und ein Stromspiegel M hinzugefügt worden.
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Die zweite Ladungspumpe umfaßt einen Schalter 4 - 1 mit
einem Anschluß 5 - 1 und einem Anschluß 6 - 1, die mit den
Anschlüssen 1 bzw. 3 der Versorgungsquelle verbunden sind.
Dieser Schalter umfaßt gleichermaßen einen Anschluß 7 - 1,
der die invertierten Signale CK* des Taktgebers empfängt, und
einen Ausgang 9 - 1, der mit der Hilfsspannungsquelle 8 durch
Zwischenschaltung einer Diode 10 - 1, die in Vorwärtsrichtung
geschaltet ist, und eines Kondensators 11 - 1, der zwischen
der Diode 10 - 1 und dem Schalter 4 - 1 liegt, verbunden
ist. Derjenige der Anschlüsse des Kondensators 11 - 1, der
nicht mit dem Schalter 4 - 1 verbunden ist, ist mit der
Anode einer Diode 12 - 1 verbunden, deren Kathode mit dem
Ausgangsanschluß H der Ladungspumpe P1 verbunden ist, wobei
diese Kathode den Ausgang der Ladungspumpe P2 bildet.
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Der Stromspiegel M weist beispielsweise zwei P-Kanal-MOS-
Transistoren M1 und M2 auf, deren Gates und Sources
miteinander verschaltet sind. Der Drain D1 des Transistors M1 ist
mit seinem Gate und einer Stromquelle 13 verbunden, die den
Durchgang eines Stromes IR in den Transistor und eines
proportionalen Stromes IG in dem Transistor M2 aufgibt. Der
Drain D2 ist mit dem Gate GP des MOS-Leistungstransistors MP
verbunden. Die Sources S1 und S2 sind mit dem Anschluß H
verbunden.
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Die Ladungspumpen P1 und P2 arbeiten abwechselnd, die
Spannung V(H) wird beibehalten, ohne Diskontinuität, auf
einem Wert, der nahe bei VCC + VS - 2Vd liegt. Diese Spannung
bleibt somit oberhalb oder gleich der Gatespannung GP, und
ein Strom IG fließt andauernd. Dank der Spiegelschaltung für
den Strom ist der Strom IG konstant und nicht impulsartig,
wie es sich bei seinem Fehlen aus den Phasen des Ladens und
des vollständigen Entladens der Kondensatoren 11 und 11 - 1
ergibt. Es folgt daraus, daß das Problem des Ladens und des
Entladens der Gate-Source-Kapazität des Transistors der
Ausgangsstufe des Verstärkers sich nicht mehr stellt.
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Die Arbeitsweise der Schaltung wird durch die Kurven der
Figur 3B veranschaulicht, die das Signal des Taktgebers CK,
das invertierte Signal des Taktgebers CK*, die Spannung V(H)
am Punkt H und den Strom IG, der durch den Transistor M2
fließt, darstellen.
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Über die Unterdrückung des Rauschens hinaus erlaubt es die
Verwendung des Verfahrens gemäß der Erfindung, frei die
Abmessungen des Transistors M5 zu wählen, da der Wert seiner
Gate-Source-Kapazität ohne Nachteile erhöht werden kann.
Insbesondere kann man bedeutsam seine Abmessungen erhöhen, um
die Stabilität der Regelung zu verbessern.