CN109478842B - 电荷泵的平衡技术和电路 - Google Patents

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Abstract

提供了预平衡开关电容器转换器的方法和系统。第一比较器包括：正输入，被配置为接收输出电容器两端的电压；以及负输入，被配置为接收第一滞后电压。第二比较器包括：正输入，被配置为接收开关电容器转换器的输入电容器两端的电压；以及负输入，被配置为接收第二滞后电压。第一电流源耦合在输出电容器和GND之间，并且被配置为在确定输出电容器两端的电压高于第一滞后电压提供的容差时对输出电容器放电。第二电流源耦合在输入电容器和GND之间，并且被配置为在确定输入电容器两端的电压高于第二滞后电压提供的容差时对输入电容器放电。

Description

电荷泵的平衡技术和电路
相关申请的交叉引用
本申请根据35U.S.C.§119要求2016年7月15日提交的名称为“平衡和驱动电荷泵电路”的美国临时专利申请序列号62,363,025的优先权的权益，其全部内容通过引用结合于此用于所有目的。
技术领域
本公开一般涉及电压转换器。更具体地，本公开涉及更可靠的开关电容器转换器电路。
背景技术
电荷泵电路是一种开关电容器电路，可用于将直流(DC)输入电压转换为另一个直流电压。电荷泵可以配置为产生输出电压，该输出电压是输入电压的倍数(例如，2、3......N倍)，或者它可以设置输出电压，该输出电压是其一部分(例如，1/2、1/3...1/N次输入电压)。在一些实施方案中，此电路还可从正输入电压产生负输出电压。由于电荷泵电路不需要电感器进行电压转换，因此有时将其称为无电感器DC/DC转换器。
图1A示出了传统的开关电容器转换器电路100。在图1A的示例中，输入电压近似等于稳态下的输出电压的2倍。在图1A的示例中，仅作为示例而非通过限制的方式示出的晶体管被示为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)Q1和Q3(106和110)，被以与晶体管Q2和Q4(108和112)互补的方式接通和断开，如图1B所示。显示晶体管以大约50％的占空比切换。如图1B所示，在稳态操作期间，晶体管Q1-Q4(106至112)被切换为循环充电和放电电容器104，有时称为快速电容器CFLY。通过向电路100添加反馈，可以不同地驱动晶体管Q1和Q4(106和112)以产生除VIN/2之外的输出电压VOUT。例如，可以使用不同的占空比来提供输出电压的灵活性，输出电压是输入电压的不同因素(例如，0.75、0.5、0.25等)。此外，分别交换输入和输出节点VIN和VOUT，输出电压可以是输入电压的倍数。为简单起见，如本文所用，术语“因子”包括分数和倍数的含义。
在图1A的示例中，当晶体管Q1106和Q3110接通时，电容器CFLY 104和COUT 114有效地串联连接，从而将CFLY 104和COUT 114充电到大约VIN/2。电容器CFLY 104和COUT 114最初在启动时由输入电压VIN充电，其中CFLY 104和COUT 114的节点两端的电压为VIN/2。通常，电容器由于其大尺寸而连接在任何控制器封装的外部。开关Q1-Q4(106至112)也可以在封装外部以适应更高的电流。输入电压VIN 102直接连接到晶体管Q1(106)的顶端，其中电容器CFLY104在其导通时通过晶体管Q1(106)连接到VIN102。
当晶体管Q2 108和Q4 112导通时，电容器CFLY 104和COUT 114并联。这种布置迫使电容器CFLY 104和COUT 114两端的电压在大约VIN/2处基本相似。
类似于开关电容器转换器电路100的电荷泵电路可能经受到敏感电路元件的大浪涌电流，例如晶体管Q1至Q4(106至112)。例如，电容器CFLY 104和COUT 114两端的初始电压在启动期间或者由于在操作期间存在故障条件可能不等于VIN/2，在此统称为瞬态。在各种情况下，例如，当诸如COUT 114的电容器变为短路时，可能出现故障状况。由于开关电容器转换器电路100中没有电感器来限制电流，因此输入浪涌电流可以快速上升到高电平。在高电流应用中，这种巨大的浪涌电流加剧，因为可以使用非常低的导通电阻MOSFET来实现晶体管Q1至Q4(106至112)以实现高功率效率。
图1C是示出在VIN电源在时间T0加电时(例如，当电容器CFLY104-COUT 114具有零初始电压时)如何使涌入电流130超过1000A的示例情形，这取决于路径中的寄生电阻。高电流可以持续很短的时间(例如，小于1微秒)但是仍然可以超过晶体管106到112的安全工作电流，从而一般地影响开关电容器转换器电路100的可靠性，并且特别是晶体管106至112。输出电压VOUT在电容器CFLY 104和COUT 114完全充电并且开关Q1-Q4(106至112)被控制之后达到其稳态电压，如图1B的上下文所示。此外，在浪涌电流之后，在输出电压节点VOUT处可能存在振铃132，如图1C所示，其可能影响负载116。在瞬态(例如，上电或故障状态)期间，芯片上的电压是不可预测的，因为电压可能还没有完全发展。
附图简述
附图是说明性实施例。它们没有示出所有实施例。可以另外或替代地使用其他实施例。可省略可能明显或不必要的细节以节省空间或用于更有效的说明。一些实施例可以用附加的组件或步骤和/或没有示出的所有组件或步骤来实践。当相同的数字出现在不同的图中时，它指的是相同或相似的组件或步骤。
图1A示出了传统的开关电容器转换器电路。
图1B示出了图1A的电路的晶体管的示例性栅极驱动器输入波形。
图1C示出了图1A的电路启动期间的示例波形。
图2是开关电容器转换器电路，其耦合到预平衡电路，与说明性实施例一致。
图3是开关电容器转换器电路，其耦合到预平衡电路，与另一个说明性实施例一致。
图4A是配置为乘法器的开关电容器转换器电路，其与预平衡电路耦合，与说明性实施例一致。
图4B是配置为分压器的开关电容器转换器电路，其耦合到预平衡电路，与说明性实施例一致。
图5是图4A的开关电容器转换器电路的示例时序图。
图6示出了与示例性实施例一致的开关电容器转换器电路的开关的控制。
图7是图6的开关电容器转换器电路的驱动器的示例时序图。
图8示出了使用浮动驱动器概念的示例Dickson电荷泵。
图9是具有降压拓扑的开关电容器转换器电路，其与预平衡电路耦合，与说明性实施例一致。
发明详述
在以下详细描述中，通过示例阐述了许多具体细节，以便提供对相关教导的透彻理解。然而，应该显而易见的是，可以在没有这些细节的情况下实践本教导。在其他情况下，已经相对高级地描述了众所周知的方法、过程、组件和/或电路，而没有详细描述，以避免不必要地模糊本教导的各方面。一些实施例可以用附加的组件或步骤和/或没有所描述的所有组件或步骤来实践。
这里公开的各种方法和电路一般涉及为开关电容器电压转换器提供故障保护的方法和电路。乘法和分开的开关电容器电压转换器都由各种预平衡电路控制，从而防止了大的浪涌电流，从而提供了开关电容器电压转换器的可靠操作。在一个方面，提供了驱动具有多个开关的开关电容器转换器的电路和方法。由于上驱动器由下驱动器提供，仅当下驱动器准备就绪时，上驱动器电容器分别被充电。以这种方式，即使在瞬态状态下，也可以以可靠的方式控制开关电容器转换器电路的开关。
图2示出了开关电容器转换器电路201，其耦合到预平衡电路230，与说明性实施例一致。开关电容器转换器电路201的组件类似于图1A的组件，因此为简洁起见在此不再重复。当晶体管Q1至Q4在三极管区域中工作时，通过晶体管Q1至Q4(206至212)的电流和电容器CFLY 204和COUT 214可以通过以下等式近似用于两个操作阶段：
阶段1,I＝(VIN-VCFLY(t)–VCOUT(t))/(RON_Q1+RON_Q3) (等式1)
阶段2,I＝(VCFLY(t)-VCOUT(t))/(RON_Q2+RON_Q4) (等式2)
其中：
第1阶段是晶体管Q1和Q3导通，Q2和Q4关闭，
第2阶段是晶体管Q2和Q4导通，Q1和Q3关闭，
I是通过晶体管导通的电流，
RON是晶体管导通时的漏源电阻，
VCFLY(t)是时间t时CFLY两端的电压
VCOUT(t)是时间t时COUT两端的电压。
每个晶体管Q1至Q4(206至212)的漏极-源极电阻RON可以具有非常低的导通电阻，以获得更好的功率效率。相应晶体管的RON越低，浪涌电流可能越大，从而对开关电容器转换器电路的可靠性提供潜在的威胁。
申请人已经确定，鉴于上面的等式1和2，如果通过本文公开的方式控制电容器CFLY204和COUT 214的电压，则可以使浪涌电流最小化。例如，如果满足等式3和4的以下两个条件，则浪涌电流为零：
条件1:VCFLY(t＝0)＝VCOUT(t＝0) (等式3)
条件2:VIN＝VCFLY(t＝0)+VCOUT(t＝0) (等式4)
在各种实施方案中，可以基于晶体管的Q1至Q4(206至212)安全操作范围将浪涌电流限制为不同的预定值。例如，不同类型的晶体管对于正确操作具有不同的容差，这不会导致晶体管的过早可靠性劣化。
在一个实施方案中，假设晶体管Q1至Q4(206至212)的导通电阻RON相同并且如果晶体管(例如，MOSFET)的最大安全电流为IMAX，则等式5和6可以提供电容器转换器电路201的安全操作的条件。
VIN/2–2RON*Imax<VCFLY(t＝0)<VIN/2+2RON*Imax (等式5)
VIN/2-2RON*Imax<VCOUT(t＝0)<VIN/2+2RON*Imax (等式6)
其中：
2RON*Imax是预定的偏移电压VHYS。
稍后将更详细地讨论滞后和相应的偏移电压。预平衡电路230被配置为对电容器CFLY 204和COUT 214两端的电压进行预平衡，使得当开关电容器转换器电路201作为分压器电荷泵工作时，满足上述等式5和6的条件。可以在开关电容器转换器电路201的加电或重新启动期间执行预平衡电路230的预平衡。
在图2的示例中，预平衡电路包括三个电流源260、262和264，它们能够分别吸收或向源节点SW1、VOUT 228和SW2提供电流。预平衡电路230包括分压器，包括串联连接的第一电阻元件242和第二电阻元件246。第一电阻元件242与第二电阻元件246的比率可以基于由开关电容器转换器电路201实现的分压而不同。例如，对于除以两个电荷泵配置，第一电阻元件242和第二电阻元件246的电阻可以相等，使得在分压器节点244处提供VIN/2的电压。分压器被配置为对输入电压VIN 202进行采样并在节点244处提供其缩放版本。节点244处的电压用作预平衡电路230的各种部件的参考电压。
预平衡电路包括一对比较器232和238，其被配置为将电容器CFLY 204两端的电压与节点244的参考电压进行比较。在各种实施方案中，可以添加滞后以便为比较器232和238提供容差范围。为此，第一滞后电压源VHYS234将第一滞后电压VHYS提供给第一比较器234的输入端。类似地，第二滞后电压源VHYS 236被添加到第二比较器238的输入端。在各种实施方案中，第一滞后电压的幅度可以等于第二滞后电压或者可以是不同的，这取决于要为预平衡电路230实现的期望的滞后容差范围。换句话说，滞后电压源234和236提供阈值电平，当超过该阈值电平时，可以触发校正动作以预平衡开关电容器转换器电路201。
如果VCFLY电压超出由滞后电压源234和236限定的预定容差，则该对比较器232和238激活第一电流源以提供电流以对电容器CFLY 204充电或吸收电流并激活第二电流源以将电流吸取或提供给电容器CFLY 204，使得电容器CFLY 204两端的电压被控制在上述公差范围内。
预平衡电路还可以包括第二对比较器252和258，它们一起提供第二比较器电路，该第二比较器电路被配置为将电容器COUT 214两端的电压(即，节点228处的输出电压VOUT)与节点的参考电压进行比较。类似于第一对比较器232和238(即，第一比较器电路)，可以添加滞后以便为比较器252和258提供容差范围。为此，第三滞后电压源VHYS 254将第三滞后电压VHYS提供给第一比较器VHYS 252的输入端子。类似地，第四滞后电压源VHYS 256向比较器258的端子提供滞后电压。在各种实施方案中，第三滞后电压可以在数量上等于第四滞后电压或者可以是不同的，这取决于要对预平衡电路230的输出电容COUT 214两端的电压实施的期望的滞后容限范围。
如果VOUT电压超出由滞后电压源254和256限定的预定容差，则第二对比较器252和258激活第二电流源以提供或吸收电流以调节(例如，充电/放电)输出电容器COUT 214，使得输出电容器COUT 214两端的电压被控制在由滞后电压源254和256限定的容限范围内。
在电容器电压预平衡阶段期间，晶体管Q1至Q4(206至212)保持关断，并且每个电流源260、262和/或264基于跨电容器CFLY 204和COUT214的感测电压将电流吸引或提供给节点sw1、sw2和VOUT。以下等式分别提供每个电流源的条件和极性。
对于电流源IOUT 262：
VOUT>(VIN/2+VHYS) (等式7)
其中：IOUT从节点VOUT 228汲取电流。
(VIN/2–VHYS)<VOUT<(VIN/2+VHYS) (等式8)
其中：IOUT关闭。
VOUT<(VIN/2–VHYS) (等式9)
其中：IOUT向节点VOUT 228提供电流。
对于电流源ISW1260和ISW2264：
VCFLY>(VIN/2+VHYS) (等式10)
其中：ISW1从节点SW1汲取电流，ISW2向节点SW2提供电流。
(VIN/2–Vhys)<VCFLY<(VIN/2+Vhys) (等式11)
其中：ISW1和ISW2关闭。
VCFLY<(VIN/2–Vhys) (等式12)
其中：ISW1向节点SW1提供电流，ISW2从节点SW2提取电流。
现在参考图3，图3是开关电容器转换器电路301，其耦合到预平衡电路330，与另一个说明性实施例一致。开关电容器转换器电路301的组件类似于开关电容器转换器电路201的组件，因此不再详细讨论。在一个实施方案中，开关电容器转换器电路301可以包括耦合在输入电压VIN 302的端子和输出电容器COUT 314之间的附加输出电容器COPT 370，以实现更好的电荷共享和效率。如本文所用，术语效率与输入功率的量相关，用于获得一定量的功率。例如，对于100％有效的系统，没有损耗，并且使用的输入功率与输出功率相同。电容器Copt 370提供将电荷转移到输出电容器COUT的附加路径，从而减少流过晶体管的电流量。由于电容器的有效电阻低于功率晶体管，因此其损耗较低。
当开关电容器转换器电路301被配置为作为分压器电荷泵操作时，如图3所示，可以进一步简化预平衡电路。例如，预平衡电路330可以使用单个电流源360同时对两个电容器CFLY 304和COUT 328充电或放电。
预平衡电路330包括分压器，该分压器包括串联连接的第一电阻元件342和第二电阻元件346。第一电阻元件342与第二电阻元件346的比率可以基于由开关电容器转换器电路301实现的分压而不同。分压器被配置为对输入电压VIN 302进行采样并在节点344处提供其缩放版本。
预平衡电路330还包括一对比较器332和338，其被配置为将电容器COUT 314两端的电压与节点344的参考电压进行比较。比较器对332和338的操作类似于图2的比较器252和258的操作，因此为简洁起见不再详细讨论。
预平衡电路330能够在不使用图2的预平衡电路230的附加电路的情况下执行预平衡，这是由于在电容器(COUT)电压预平衡期间晶体管Q1至Q4(306-312)的激活和去激活的特定定时。例如，在这样的阶段期间，晶体管Q2和Q4(308和312)导通(由短路线表示)，而晶体管Q1和Q3(306和310)关闭(由间隙和漏极-源极二极管连接表示)，如图3所示。
在导通晶体管Q2 308和Q4 312之前，节点SW1被拉至与VOUT 328基本相似的电平，并且节点SW2被下拉至与GND基本相似的电平。在一个实施方案中，可以使用两个电流源将节点SW1分别拉到GND和节点SW2到GND，两个电阻元件可以分别从节点SW1连接到GND和节点SW2连接到GND，以将这两个节点向下拉。当晶体管Q2 308和Q4 312接通时，电容器CFLY 304和COUT 314并联连接，并且它们之间的电压相同。如果在输出电容器COUT 314上检测到的电压不在由滞后电压源334和336限定的预定容限内，则预平衡电路330同时对电容器CFLY 304和COUT 314充电或放电。或者，如果CFLY 304不需要像电容器COUT 314那样精确地平衡，为了简单起见，可以仅使晶体管Q4 312接通(而晶体管Q2 308断开)来完成预平衡。在这种情况下，电容器CFLY 304可以由预平衡电路330通过Q2的体二极管充电。CFLY电容器304上的电压是比输出电容器COUT 314上的电压低一个二极管电压降(例如，大约0.7V)。
现在参考图4A，其示出了配置为乘法器的开关电容器转换器电路，该乘法器耦合到预平衡电路480A，与示例性实施例一致。虽然图2的预平衡电路230可以用于预平衡开关电容器转换器电路，但是图4A的预平衡电路440提供了在许多方面更简单的示例实现。架构400A的开关电容器转换器电路部分包括在预平衡电路480A之外的组件，其以电压倍增器(例如，倍增器)配置配置。
在VOUT和GND电位之间串联连接有四个晶体管Q1至Q4(406至412)。存在输入电容器CIN424，其第一节点耦合在晶体管Q2 408的第二端(例如，源极)(也是晶体管Q3的第一端(例如，漏极))，并且其第二节点耦合到GND电位。存在耦合在晶体管Q2408的第一端子和晶体管Q3的第二端子之间的快速电容器CFLY 414。在VOUT和GND之间有一个输出电容COUT 428。在一个实施方案中，存在第三电容器COPT 404，用于更好的电荷共享和效率。
预平衡电路480A包括两个单独的电流源482和492，它们可操作以分别控制输出节点VOUT(跨电容器COUT 428)和CIN 424两端的电压。每个电流源482和492分别由其对应的比较器484和490控制。比较器484将输出节点(即，跨COUT 428)的电压与第一滞后电压VHYS 485进行比较。例如，当COUT 428两端的电压超过滞后电压VHYS 485提供的容差时，则比较器484触发电流源482以减少COUT 428上的电荷。以这种方式，输出电压(即，COUT 428两端的电压)保持在预定的容差内。选择每个电流源482和492的实际电流以防止来自晶体管Q1至Q4(406至412)的大的涌入，以防止晶体管Q1至Q4(406至412)的可靠性降低。
类似地，电容器CIN 424两端的电压由电流源492维持。比较器490将输入电容器CIN424两端的电压与第二滞后电压VHYS 487进行比较。在一个实施方案中，第二滞后电压487与第一滞后电压485的相同。当输入电容器CIN 424两端的电压超过第二滞后电压VHYS 487提供的容差时，比较器490触发电流源492以减小电容器CIN 424两端的电荷，从而将CIN 424两端的电压保持在预定的容差范围内。
在一个实施方案中，当VIN电源418是斜坡时(例如，代替阶跃函数)，使用预平衡电路480A。例如，当VIN电源418由具有软启动特征的开关调节器提供并且在预平衡阶段结束之后接通时，可能存在这种情况。
替代地或另外地，可以缓慢地接通诸如串联连接到电源VIN 418的N沟道金属氧化物场效应晶体管(NFET)416的开关，以产生到电荷泵的斜坡电压输入。例如，代替将电容器COUT428、CFLY 414、CIN 424(和COPT 404，如果可用的话)预偏置到电压电平VIN/2，这些电容器被放电到低于滞后电压VHYS 485的电压值，而晶体管QD 416(在此有时称为输入“断开”开关)在预平衡阶段期间是OFF。
应注意，电容器CFLY 414不直接放电；相反，电容器CIN 424和COUT 428分别由电流源482和492放电。这是因为快速电容器CFLY 414耦合在晶体管Q2 408的第一端子和晶体管Q3410的第二端子之间，其在每个漏极到源极之间有效地具有体二极管，从而为电容器CFLY414提供放电的路径。虽然通过导通晶体管Q2 408和Q1 406可以实现类似的效果，但是在瞬态(例如，上电)期间，控制晶体管的栅极的电压可能是不可预测的。因此，在瞬态期间，每个晶体管Q1至Q4(406至412)的有效二极管是确保CFLY电容器414放电的更可靠的方式。
虽然图4A包括配置为乘法器的开关电容器转换器，但是应该理解，也可以实现分频器。为此，现在参考图1。图4B是根据说明性实施例的开关电容器转换器电路，其被配置为耦合到预平衡电路480B的分频器。架构400B的许多组件类似于架构400A的组件，因此为简洁起见在此不再重复。
预平衡电路480B包括两个独立的电流源482和492，它们分别用于控制输出节点VCIN(跨越472)和输出VOUT两端的电压。每个电流源482和492分别由其对应的比较器484和490控制。比较器484将VCIN两端的电压与第一滞后电压VHYS 485进行比较。例如，当VCIN两端的电压超过滞后电压VHYS 485提供的容差时，比较器484触发电流源482以减少CIN上的电荷472。以这种方式，输入电容器CIN 472两端的电压保持在预定的容限内。选择每个电流源482和492的实际电流以防止来自晶体管Q1至Q4(406至412)的大的涌入，以防止晶体管Q1至Q4(406至412)的可靠性降低。
类似地，电容器COUT 470两端的电压由电流源492维持。比较器490将输出电容器COUT 470两端的电压与第二滞后电压VHYS 487进行比较。在一个实施例中，第二滞后电压487与第二滞后电压487相同。当输出电容器COUT 470两端的电压超过第二滞后电压VHYS487提供的容差时，比较器490触发电流源492以减小输出电容器COUT 470上的电荷，从而保持第一滞后电压485。输出电容器COUT 470上的电压在预定的容限内。
在一个实施例中，晶体管QD 474包括在输入418和输入电容器CIN472之间。晶体管QD 474的栅极耦合到使能信号486(例如，经由反相器488)。在一个实施例中，电阻元件Rg476耦合在晶体管QD 474的栅极和使能信号之间(例如，通过反相器488)。此外，在栅极和GND之间连接有电容器Cg 480。因此，电容器480和电阻元件Rg 476的RC时间常数提供时间常数，从而在输入电容器CIN 472上产生斜坡输入。
考虑图5可以更好地理解开关电容器转换器电路400A，图5是其示例性时序图500。预平衡电路480A的总体目标是确保当开关电容器转换器时，当图4A的开关电容器转换器处于瞬态时输出电容器COUT 428(即VOUT)和CIN 424(这里有时称为VCIN)两端的电压彼此相似。然后可以激活开关晶体管Q1至Q4(406至412)以在输出电压VOUT和输入电压VIN 418之间提供适当的关系。为此，作为示例，图5提供了图4A的电路的示例模拟结果。
举例来说，VIN 418处于12V，如波形502所示。最初，VOUT(504)和VCIN(506)之间存在高于由滞后电压(485)提供的阈值的差异。因此，在预平衡期间，比较器484和490指示它们相应的电流源482和492放电VOUT和VCIN，如时间0到0.32ms之间的波形504和506所示。因此，VCIN和VOUT都被电流源482和490放电直到时间0.32ms，其中VCIN和VOUT都达到低于滞后电压的电平。
在预平衡之后，晶体管Q1-Q4开始切换，然后输入“断开”开关416通过使能信号486接通。换句话说，VOUT和VIN均在滞后电压范围内(即0.32ms)，然后，开关Q1至Q4(406至412)可以开始切换，以便相对于输入电压VIN(502)实现所需的输出电压VOUT。在这方面，晶体管QD416逐渐上升以提供VIN 418与电容器CIN 424两端的电压之间的路径(即，此处称为VCIN)。斜坡的速率由电容器Cg 422和电阻元件Rg之间的时间常数提供，它们一起用作耦合到晶体管QD的栅极的滤波器。
因此，电容Cg 422和电阻Rg 420产生阻止晶体管416快速导通的时间常数。由于电源是相对于晶体管Q1至Q4(406至412)的开关频率的缓慢斜坡，电容器CFLY 414两端的电压(即VCFLY)，输入电容器CIN 424两端的电压(即VCIN)之间的电压差，输出电容器COUT 428上的分数电压(即VCOUT/2)很小，其可以防止大的浪涌电流。输出电压VOUT表现出缓慢的斜坡，跟踪输入电源斜坡。
因此，在时间常数之后，晶体管QD 416完全导通并且电压VCIN基本上类似于VIN，如0.9ms之后的波形506所示。晶体管QD 416完全导通标志着图4的开关电容器转换器电路的稳态条件。由于晶体管Q1至Q4(406至412)的占空比(例如，50％)，开关电容器转换器电路用作倍压器，从而相对于12V的输入电压提供24V的输出电压。当然，可以利用晶体管Q1至Q4(406至412)的不同占空比来实现其他电压。
在一些实施方案中，在输入(即，在输入电容器CIN 424的正端子处)和电荷泵电路的输出(即，VOUT节点)之间添加可选电容器COPT 404，以提高功率效率。在这方面，应该注意的是，虽然一些附图没有明确地示出可选电容器COPT 404以避免混乱，但是这里讨论的预平衡电路可以在有或没有可选电容器COPT 404的情况下操作。
电流源482和492(以及在此讨论的预平衡电路中使用的其他电流源)可以以不同的方式实现，例如通过线性调节器和/或开关调节器。在各种实施方案中，这些电流源可以在集成电路(IC)内部或使用外部分立元件实现。
在一个实施方案中，用于下拉和放电本文所讨论的电容器的电流源可以用诸如NPN、PNP、NMOS、PMOS、JFET等的有源器件来实现，或者可以像电阻元件一样简单。因此，这里讨论的电流源不限于特定技术或配置，并且可以基于特定应用来实现。相信本领域技术人员熟悉这种拓扑和设备，因此为简洁起见，这里不再讨论它们。
在一个实施方案中，使用晶体管Q1至Q4(例如，406至412)实现电流源482和492(以及在其他图中讨论的预平衡电路中使用的其他电流源)。例如，通过缓慢导通晶体管Q3410，晶体管Q3 410可以向节点SW2提供电流。通过缓慢导通晶体管Q4 412，晶体管Q4 412可以将电流从节点SW2吸收到GND。如这里所使用的，术语“缓慢导通”指的是控制晶体管的栅极到源极电压，使得通过晶体管(例如，漏极到源极)的电流不超过最大工作电流。
此外，晶体管Q3 410和Q4 412一起可以执行电流源ISW2 262的功能，如图2所示。在各种实施方案中，如果晶体管Q1至Q4(406至412)中的任何一个用正沟道金属氧化物半导体(PMOS)实现，则这里讨论的预平衡电路也可以工作。
示例驱动开关晶体管
现在参考图6，其示出了与示例性实施例一致的开关电容器转换器电路的开关(即，晶体管)的控制。在一些实施方式中，特别是在使用高电流和/或电压电荷泵时，由于其低导通电阻，可以使用负沟道金属氧化物半导体(NMOS)场效应晶体管来实现晶体管Q1至Q4(624、628、632和638)来为电荷泵提供更高的功率效率。为了提供用于导通和关闭晶体管Q1至Q4(624、628、632和638)的栅极驱动器电压，不同的浮动电压电源可以分别用于驱动器626、630、634和636。为此，图6示出了从单个电压源VCC产生若干(即，四个驱动器电压)的示例电路600，其可以由线性调节器606提供。该电路600可以简化系统设计，降低系统成本并增强开关电容器转换器电路的可靠性。虽然通过示例示出了四个驱动器电压级，但是应该理解，鉴于本文的教导，可以实现额外的或更少的电压级。
为了更好地理解图6的结构，应该注意的是，在传统的开关电容器转换器电路100中，在诸如上电的瞬态期间，芯片上的电压是不可预测的，因为电压可能尚未完全发展。因此，晶体管Q1至Q4(106至112)可能无法通过其栅极-源极电压进行可预测的控制。在这方面，申请人已经开发了一种利用图6的浮动驱动器拓扑驱动(控制)开关电容器转换器的晶体管Q1至Q4(624、628、632和638)的有效方式，这将在下面详细描述。
如图6所示，有几个驱动器可以在不同的电源电压下工作。例如，驱动器636在VCC和GND之间具有电源，而堆叠得更高的驱动器(例如，驱动器634、630和626)在不同的电源电压下操作。由于上驱动器由下驱动器提供，仅当下驱动器准备就绪时，上驱动器电容器(C升压3 622、C升压2、620和C升压1 618)分别被充电。例如，在稳态操作期间，电压节点VCC 608直接向驱动器636提供用于底部晶体管Q4 638(例如，N沟道MOSFET)的电源电压。由于晶体管Q4 638和驱动器636的源极直接耦合到地，因此驱动器636提供的电压通常足以克服阈值电压，如施加在晶体管Q4 638的栅极到源极之间，从而即使在瞬态期间也能够控制晶体管Q4638(即，关闭和导通)。
在各种实施方案中，Vcc节点608的实际电压可以从外部偏置或通过线性调节器606提供，线性调节器606从节点VIN 602和/或VOUT 604接收其输入。单向传递电路612至616执行允许电流沿第一方向(即，远离VCC608)而不是沿第二方向(即，朝向VCC 608)通过的功能。在各种实施方案中，每个单向传递电路612至616可以实现为二极管或电荷泵(可以是外部的)。内部二极管的使用降低了电路复杂性和成本。在一个实施方案中，二极管D1至D3(612至616)是肖特基二极管，其可用于其较低的阈值电压。例如，虽然硅二极管的典型正向电压为600-700mV，但肖特基的正向电压仅为150-450mV。这种较低的正向电压提供了更多的裕量，因为二极管的数量是串联堆叠的，系统效率更高，使单向传递电路更接近理想二极管。在一些实施方案中，三个二极管(612至616)可以用正沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管实现，并且可以集成在芯片内部以进一步减小电路600的尺寸和空间。例如，二极管612至616与晶体管Q1至Q4(624、628、632和638)一起形成三个“迷你”电荷泵电路，其被配置为分别为晶体管Q1 624、Q2 628和Q3 632的驱动器626、630和634产生供电电压。
当晶体管Q4 638导通时，Vcc 608通过二极管622提供升压3节点驱动器电压。在一个实施方案中，当晶体管Q3 632导通时，升压2节点驱动器电压通过二极管620从升压3节点提供。当晶体管Q2 628导通时，升压1节点驱动器电压从节点升压2通过二极管612提供。当晶体管Q2 630、Q3 632和Q4 638分别关断时，三个电容器C升压1 618、C升压2 620和C升压3622用作能量存储部件。应当注意，如本文所使用的，关于晶体管Q1至Q4的术语“导通”包括施加晶体管的栅极到源极之间的电压以在晶体管的漏极和源极之间产生有效短路的含义。类似地，术语“关闭”包括将适当的电压施加到晶体管的栅极到源极的含义，使得在晶体管的漏极和源极之间存在有效的开路。
图7是图6的开关电容器转换器电路的驱动器的示例时序图。波形710表示施加到驱动器636(此处有时称为第一驱动器)的从输入G4到GND的电压；波形720表示施加到驱动器634(此处有时称为第二驱动器)的从输入G3到节点SW2的电压；波形730表示施加到驱动器630(此处有时称为第三驱动器)的从输入G2到节点VOUT的电压；波形740表示从输入G1到节点SW1的电压，如施加到驱动器626(这里有时称为第四驱动器)。
如前所述，电压电平VCC 608可以由外部源或通过线性调节器606基于输入电压602和输出电压604提供。系统等待直到VCC 602准备好(即，由点712表示)。然后，驱动器636接收高信号以导通晶体管Q4 638。在这方面，晶体管Q4 638在SW2和GND之间产生路径，而晶体管Q1、Q2和Q3(624、628和632)保持关断。
当晶体管Q4导通时，如果电容器C升压3622电压两端的电压初始条件为零或非常低，则电容器C升压3 622上的电压充电至4.7V(假设肖特基二极管D3 616的电压降为0.3V)。假设电容器C升压3 622上的电压很大并且其漏电流很小，则电容器C升压3将保持升压3和SW2之间的电压，这里有时称为C升压3电容器622两端的电压，为4.7V。4.7V用作驱动器634的电源。
随后，在一个或多个周期以允许电容器C升压3 622上的电压稳定后，晶体管Q4638关闭，晶体管Q3 632导通，晶体管Q1和Q2(626和628)保持关闭，如图7中的点722所示。因此，驱动器G3 634接收高信号以导通晶体管Q3 634。在这方面，晶体管Q3在VOUT节点和SW2节点之间产生路径(即，SW2短接到VOUT)。因此，节点升压3处的电压由下面的等式13提供：
V升压3＝VOUT+VC升压3 (等式13)
＝VOUT+4.7V
关于电容器C升压2 620两端的电压，它通过二极管614充电。例如，如果电容器C升压2 620上的初始电压为低(例如1V)，则C升压2 620通过二极管614由C升压3充电至4.4V，因为节点V升压3＝(4.7V+Vout)处的电压高于节点升压2的电压，如下面的等式14所示：
V升压2＝VOUT+VC升压2 (等式14)
＝VOUT+1V
因此，二极管614传导充电电流。假设电容器C升压2 620两端的电压也很大并且漏电流很小，则电容器C升压2两端的电压在节点升压2和VOUT之间保持4.4V(例如，假设肖特基二极管620的电压降为0.3V)，其是操作驱动器630的足够电压。
随后，在一个或多个周期以允许电容器C升压2 620上的电压稳定之后，在时间732，晶体管Q2 628导通(同时晶体管Q1 624保持关闭)。因此，驱动器G2 630接收高信号以导通晶体管Q2 628，从而将节点SW1短路到VOUT。假设电容器C升压1 618上的初始电压为低(例如2V)，现在节点升压1的电压由下面的等式15提供：
V升压1＝VOUT+VC升压1 (等式15)
＝VOUT+2V
由于节点升压2处的电压(Vout+4.4V)高于节点升压1处的电压(Vout+2V)，因此电容器C升压1 618通过二极管612充电至4.1V。在等待一个或多个周期以使电容器C升压1618上的电压稳定后(例如在时间742)，可以使用相同的过程来启动驱动器G1 626。实际上，可以对所有浮动驱动器重复上述过程，使得所有驱动器被充分供应(例如，充电)以能够控制开关电容器转换器电路的相应晶体管。
虽然在上面的例子中已经描述了一种类型的电荷泵，但是基于这里讨论的概念，其他类型的电荷泵，例如Dickson、串并联、梯形等，其中MOSFET被堆叠以用浮动驱动器驱动，可以由本文讨论的浮动驱动器概念驱动。在这方面，图8示出了使用浮动驱动器概念的示例Dickson电荷泵800。因此，对于转换器的每个开关晶体管(即，Q1至Q6)，除了最后一级(例如，Q6)之外，功率来自底部的两个驱动器，并且与用于相应的上部晶体管的控制逻辑堆叠，如在图6的上下文中讨论的。作为示例，但不作为限制，图8中示出了六个开关晶体管Q1至Q6，而应当理解，也支持不同数量的级。基于示例Dickson电荷泵800的拓扑，提供输出电压VOUT，其是输入电压VIN的4的倍数。每个开关晶体管Q1至Q6的驱动基本上类似于图6的驱动，因此为简洁起见，此处不再重复。
此外，这里讨论的概念可以与各种类型的DC到DC电压转换器一起使用，例如降压、升压和降压-升压。为此，图9通过说明性示例示出了开关电容器转换器电路901，其具有耦合到预平衡电路930的降压拓扑，与示例性实施例一致。预平衡电路930基本上类似于图2的预平衡电路230。类似的，开关电容器转换器电路901基本上类似于图2的开关电容器转换器电路201。因此，为了简洁起见，这些块不再重复。
架构900包括耦合在节点980和GND之间的输出电容器COUT 964。在节点SW2和输出节点VOUT之间耦合有电感器L 968。在VOUT和GND之间连接有第二个电容器COUT2970。在VOUT和GND之间有两个串联的电阻元件972和974。存在耦合到第一电阻元件972和第二电阻元件974之间的界面的反馈和控制电路962。
在一个实施方案中，通过将电流源Isw1 260和Isw2 264的幅度设置为基本相似，允许混合降压转换器启动到预偏置输出条件而不对输出电压VOUT充电或放电。
结论
已经讨论的组件、步骤、特征、对象、益处和优点仅仅是说明性的。它们中没有一个，也没有与它们有关的讨论，都是为了以任何方式限制保护范围。还构想了许多其他实施例。这些包括具有更少、附加和/或不同组件、步骤、特征、对象、益处和/或优点的实施例。这些还包括其中组件和/或步骤以不同方式布置和/或排序的实施例。
例如，这里讨论的任何信号可以被缩放、缓冲、缩放和缓冲，转换为另一种模式(例如，电压、电流、电荷、时间等)，或者转换为另一种状态(例如，从高到低和从低到高)而不会实质性地改变基础控制方法。
已经讨论的组件、步骤、特征、对象、益处和优点仅仅是说明性的。它们中没有一个，也没有与它们有关的讨论，都是为了以任何方式限制保护范围。还构想了许多其他实施例。这些包括具有更少、附加和/或不同组件、步骤、特征、对象、益处和优点的实施例。这些还包括其中组件和/或步骤以不同方式布置和/或排序的实施例。例如，可以使用双极晶体管(例如，PNP或NPN)或结栅极场效应晶体管(JFET)代替MOS晶体管。可以使用PNP代替NPN，并且可以使用PMOS代替NMOS。
除非另有说明，否则本说明书中列出的所有测量值、数值、额定值、位置、大小、尺寸和其他规格均为近似值，而非精确值。它们旨在具有与它们所涉及的功能以及它们所属领域中的惯例一致的合理范围。
除非上文所述，否则任何已陈述或说明的内容均无意或应被解释为致使任何组成部分、步骤、特征、对象、利益、优势或等同于公众的奉献，无论其是否在权利要求中叙述。
本公开中引用的所有文章、专利、专利申请和其他出版物均通过引用并入本文。
应当理解，除非本文另有说明的具体含义，否则这里使用的术语和表达具有与其相应的相应研究和研究领域相关的这些术语和表达的普通含义。诸如“第一”和“第二”之类的关系术语可以仅用于将一个实体或动作与另一个实体或动作区分开，而不一定要求或暗示它们之间的任何实际关系或顺序。当结合说明书或权利要求中的元件列表使用时，术语“包括”、“包含”及其任何其他变型旨在表示该列表不是排他性的并且可以包括其他元件。类似地，在没有进一步约束的情况下，前面带有“一”或“一个”的元素不排除存在相同类型的附加元素。
提供本公开的摘要以允许读者快速确定技术公开的本质。提交时的理解是，它不会用于解释或限制权利要求的范围或含义。另外，在前面的具体实施方式中，可以看出，为了简化本公开，各种特征在各种实施例中被组合在一起。该公开方法不应被解释为反映所要求保护的实施例需要比每个权利要求中明确记载的更多特征的意图。相反，如以下权利要求所反映的，发明主题在于少于单个公开实施例的所有特征。因此，以下权利要求在此并入具体实施方式中，每个权利要求自身作为单独要求保护的主题。

Claims (20)

1.一种用于预平衡开关电容器转换器的电路，其包括：
两个比较器电路，所述两个比较器电路中的每个配置为，在所述开关电容器转换器的预平衡阶段，监控所述开关电容器转换器的输入电容器和输出电容器中的相应电容器的电荷，并当所述相应电容器的电荷超过阈值电荷时生成预平衡信号；和
两个电流源，所述两个电流源中的每个配置为，响应于从所述两个比较器电路中的相应比较器电路接收到的所述预平衡信号，将所述开关电容器转换器的相应电容器上的电荷减少至低于所述阈值电荷的电荷水平。
2.权利要求1所述的电路，其中所述两个比较器电路包括两个比较器，所述两个比较器包括：
第一比较器，包括：
正输入，被配置为接收输出电容器两端的电压；
负输入，被配置为接收第一滞后电压；
启用输入，可操作以接收启用信号；和
耦合到所述两个电流源的第一电流源的输出；
第二比较器，包括：
正输入，被配置为接收所述开关电容器转换器的输入电容器两端的电压；
负输入，被配置为接收第二滞后电压；
启用输入，可操作以接收所述启用信号；和
耦合到所述两个电流源的第二电流源的输出，其中：
所述第一电流源耦合在所述输出电容器和GND之间，并被配置为在确定所述输出电容器两端的电压高于所述第一滞后电压提供的容差时对所述输出电容器放电，和
所述第二电流源耦合在所述输入电容器和GND之间，并被配置为在确定所述输入电容器两端的电压高于所述第二滞后电压提供的容差时对所述输入电容器放电。
3.权利要求2所述的电路，其中所述第一滞后电压和所述第二滞后电压的大小相等。
4.权利要求2所述的电路，其中所述开关电容器转换器被配置为倍增器。
5.权利要求2所述的电路，还包括耦合在所述第二电流源和所述开关电容器转换器的输入之间的开关。
6.权利要求5所述的电路，其中所述开关是具有耦合到所述启用信号的栅极的晶体管。
7.权利要求6所述的电路，其中所述晶体管是N沟道金属氧化物场效应晶体管。
8.权利要求6所述的电路，还包括耦合在所述第一比较器和所述第二比较器的启用输入和所述开关的栅极之间的反相器，使得当启用所述第一比较器和所述第二比较器时，在预平衡状态期间所述开关关闭，并且当禁用所述第一比较器和所述第二比较器时，在所述预平衡状态之后所述开关接通。
9.权利要求6所述的电路，还包括：
第三电容器，耦合在所述开关的栅极和地之间；和
电阻元件，耦合在所述开关的栅极和所述启用信号之间。
10.权利要求9所述的电路，其中所述第三电容器和所述电阻元件提供时间常数以接通所述开关，使得在所述开关电容器转换器的输入和所述输入电容器之间产生通路以提供斜坡电压。
11.权利要求10所述的电路，其中在预平衡阶段完成之后，由所述第三电容器和所述电阻元件产生的所述时间常数为所述斜坡电压提供斜坡的速率以接通所述开关。
12.权利要求2所述的电路，其中使所述启用信号有效以在所述开关电容器转换器的输入处产生斜坡电压。
13.权利要求2所述的电路，其中所述开关电容器转换器包括：
所述输入电容器；
所述输出电容器；
四个开关，按照从第一开关到第四开关的次序串联耦合在所述输出电容器和GND之间；和
快速电容器，耦合在所述四个开关的第一开关的漏极和所述四个开关的第三开关的源极之间，其中所述第三开关的漏极和所述四个开关的第二开关的源极耦合到所述第二电流源。
14.权利要求13所述的电路，其中所述快速电容器通过在串联耦合的四个开关的第一开关至第三开关的每个漏极到源极之间的有效体二极管放电。
15.权利要求13所述的电路，还包括耦合在所述输入电容器和所述输出电容器之间的第三电容器。
16.权利要求1所述的电路，其中，所述两个比较器电路包括：
第一比较器电路，其连接至所述两个电流源的第一电流源，所述第一比较器电路配置为，监控所述开关电容器转换器的输出电容器的第一电压，将所述第一电压与第一参考电压相比，并在所述第一电压超过所述第一参考电压时启动所述第一电流源的激活；和
第二比较器电路，其连接至所述两个电流源的第二电流源，所述第二比较器电路配置为，监控所述开关电容器转换器的输入电容器的第二电压，将所述第二电压与第二参考电压相比，并在所述第二电压超过所述第二参考电压时启动所述第二电流源的激活。
17.一种预平衡开关电容器转换器的方法，所述开关电容器转换器具有串联耦合的四个开关、在输入处设置的输入电容器、在输出处设置的输出电容器和跨所述四个开关中的中间两个开关设置的快速电容器，该方法包括：
将所述开关电容器转换器的输出电容器两端的电压与第一滞后电压进行比较；
在确定所述输出电容器两端的电压高于所述第一滞后电压提供的容差时，通过第一电流源对所述输出电容器放电；
将所述开关电容器转换器的输入电容器两端的电压与第二滞后电压进行比较；和
在确定所述输入电容器两端的电压高于所述第二滞后电压提供的容差时，通过第二电流源对所述输入电容器放电。
18.一种用于开关电容器转换器的预平衡电路，包括：
用于确定所述开关电容器转换器的输出电容器两端的第一电压是否高于由第一参考电压提供的第一阈值的装置；
用于在确定所述输出电容器两端的所述第一电压高于所述第一阈值时，使用第一电流源启动所述输出电容器放电的装置；
用于确定所述开关电容器转换器的输入电容器两端的第二电压是否高于由第二参考电压提供的第二阈值的装置；
用于在确定所述输入电容器两端的所述第二电压高于所述第二阈值时，使用第二电流源启动所述输入电容器放电的装置。
19.权利要求18所述的预平衡电路，还包括：
用于在使用所述第一电流源对所述输出电容器放电或者使用所述第二电流源对所述输入电容器放电时将所述开关电容器转换器与输入电源断开的装置；和
用于在所述输入电容器和所述输出电容器已经放电至相应的阈值电平之后将所述开关电容器转换器与所述输入电源重新连接的装置。
20.权利要求19所述的预平衡电路，还包括：
用于在所述输入电容器和所述输出电容器已经放电至相应的阈值电平之后启动所述开关电容器转换器的开关操作以生成所述开关电容器转换器的输出功率的装置；和
用于在所述开关电容器转换器重新连接至所述输入电源之后通过所述输入电源提升提供给所述开关电容器转换器的输入电压的装置。
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