CN110557012B - 用于2：1正向电荷泵的驱动电路及其实现方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于2：1正向电荷泵的软启电和驱动电路及其实现方法，主要解决现有电荷泵驱动电路成本高、热损耗大、带载能力低的问题。该电路包括均与电荷泵芯片的VIN引脚相连的分压电阻RF1、钳压限流电路A1、钳压限流电路A2、钳压电路B1、钳压电路B2，正极与分压电阻RF1的另一端相连的减法器SUB，电压输入端与减法器SUB的输出端相连的乘法器MUL，反相输入端与乘法器MUL的输出端相连且输出端与乘法器MUL的电流输入端相连的运算放大器OP。本发明相较于传统方案，利用反馈实现了“恒功率启电”，带载能力明显增强，并且省去了串联的限流功率管，降低了成本。稳态工作时，没有串联功率管额外的热损耗，提高了电压变换的效率。

Description

用于2：1正向电荷泵的驱动电路及其实现方法
技术领域
本发明涉及一种集成电路，具体地说，是涉及一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路及其实现方法。
背景技术
电荷泵是利用电容存储能量的开关变换器，其中，利用开关使得电容在供电和放电状态之间切换，从而可以提升或降低供电电压。在移动终端或便携式电子设备中，供电电源的电压可能低于工作电压，电荷泵可以将供电电源的电压提供之后系统工作，例如，电荷泵产生的电压在3.3V至4.0V范围内，从而满足电子设备的工作需要。
如图1所示，电荷泵的PMID接输入电源，OUT接输出负载。四个功率管分为两个相位分别导通。一个相位是Q1/Q3导通，另一个相位是Q2/Q4导通。在管子切换的过程中，将PMID的电能通过CFLY电容搬到OUT端。理想情况下，在OUT端将得到近似一半PMID的电压。
此外，图1中的CBoot电容可以产生一个始终比Q1管的source端高的电压，从而可以给Q1管的驱动电路供电。其中，在Q2/Q4导通的相位，PMID为CBoot电容充电；在Q1/Q3导通的相位，CBoot为Q1的驱动电路供电。
电荷泵软启动初始的时候CFLY和COUT的电压是不确定的，但是2：1电荷泵稳态时CFLY和COUT的电压都近似等于一半的输入电压。如果初始的时候CFLY和COUT电压与一半输入电压偏离很大(很正常，例如COUT往往接着负载，所以初始时电压很接近0V)，那么贸然启动电荷泵将会有瞬态非常大的电流，足以烧坏管子，拉垮输入电源。所以需要软启动，要在电荷泵真正工作之前，使得CFLY＝COUT＝VIN/2。
将CFLY电容初始化到一半输入电压比较容易，因为它可以同负载隔离开。但是COUT一直接着负载，如果负载电阻很小，那么就需要很大的电流来充COUT。
很大的电流从输入电源流向输出负载和COUT，会产生热损耗。如果负载电流较大，热损耗就可让芯片升温触发热保护从而关断芯片，甚至烧坏芯片。
如图2所示为现有技术的一种2：1正向电荷泵的软启电和驱动电路，用一个来自VIN的电流源给COUT充电，只要电流源的电流大于负载电流，就可以将COUT充到一半输入电压。该方案简单直观，但同时缺点也很明显，芯片的热损耗为P_loss＝I_charge*(VIN-VOUT)，其中I_charge为从输入向输出充电的电流。由于初始的时候，VOUT很接近为零，所以初始的热损耗接近P_loss＝I_charge*VIN。芯片能够承受的热损耗是固定的，由于VIN电压很高，这也就意味着方案一的带载能力很低。最大的带载能力为I_charge_max＝P_loss_max/VIN。
如图3所示为一种带环路的正向电荷泵的软启电和驱动电路，初始的时候将CFLY电容首先初始到一半输入电压，然后让电荷泵正常工作，这样两个相位看到的压降都小于一半输入电压。例如在Q1/Q3导通时，热损耗为P_loss_Q1Q3＝I_charge*(VIN-V_CFLY)；在Q2/Q4导通时，热损耗为P_loss_Q2Q4＝I_charge*(V_CFLY-VOUT)。由于CFLY首先被初始化到一半输入电压，所以电流通路的压降减小了接近一半。这时的I_charge_max＝P_loss_max/(VIN/2)，是方案一的两倍。
虽然CFLY已经被初始化了，但是COUT仍然没有初始化，贸然让电荷泵工作会有危险的瞬态大电流。所以该方案串联了一个Q_LIM的功率管，该功率管可以被反馈环路条知道饱和区(压降都在它身上)从而限制了电荷泵的电流。如果Q_OVP的面积是Q_OVP_SNS的N倍，当两个管子都工作在饱和区时，流过Q_OVP的电流就是N倍的流过R_SNS上的电流。这样通过设定V_REF就可以确定限流值。
该方案最大限流值是方案一的两倍，I_charge_max＝P_loss_max/(VIN/2)。但是限流环路只有在Q_LIM工作在饱和区时才准确。最初Q_LIM是工作在线性区的，这时N倍的R_SNS流过的电流要小于甚至远小于Q_LIM的电流，这就意味着在Q_LIM由饱和区进入线性区的过渡区间，限流环路的限流值要远大于设定值，这给系统带来了风险，对输入电源产生了大的inrush电流。
而且，在大电流通路上，额外串联了一个很大的功率管Q_LIM。这个功率管除了要占用芯片很大的面积(昂贵)，并且在电荷泵正常稳态工作时还产生了额外的热损耗，降低了电压转换的效率，这是非常大的代价。
发明内容
本发明的目的在于提供一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路及其实现方法，主要解决现有电荷泵驱动电路成本高、热损耗大、带载能力低的问题。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路，包括均与电荷泵芯片的VIN引脚相连的分压电阻RF1、钳压限流电路A1、钳压限流电路A2、钳压电路B1、钳压电路B2，正极与分压电阻RF1的另一端相连的减法器SUB，电压输入端与减法器SUB的输出端相连的乘法器MUL，反相输入端与乘法器MUL的输出端相连且输出端与乘法器MUL的电流输入端相连的运算放大器OP与减法器SUB的正极相连的电阻RF2，与电荷泵芯片的VIN引脚相连的电流源I_PU，与电流源I_PU的另一端相连的开关S4，串联后一端与开关S5的另一端、电荷泵芯片的CFH引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD1、开关S1，串联后一端与电荷泵芯片的CFL引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD2、开关S2，以及一端与电荷泵芯片的VOUT引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD3、开关S3；其中，电阻RF2的另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连，运算放大器OP的正向输入端连接参考电压P_REF，减法器SUB的负极与电荷泵芯片的VOUT引脚相连，钳压限流电路A1、A2、钳压电路B1、B2分别对应连接电荷泵芯片的NMOS管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极G。
进一步地，所述钳压限流电路A1包括漏极D与电荷泵芯片的VIN引脚相连的NMOS钳压管Q_clamp1，负极与NMOS钳压管Q_clamp1的栅极G相连的寄生二极管D1，均与NMOS钳压管Q_clamp1的源极S相连的电流源Ilim_fwd1、开关S5，正相输入端与开关S5的另一端相连且负相输入端与二极管D1的正极相连的输入缓冲器BUF1，与输入缓冲器BUF1的输出端相连的开关S6，栅极G和源极S均与开关S6另一端相连的NMOS管Qi_lim1；其中，输入缓冲器BUF1的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q1的栅极G相连，电流源Ilim_fwd1还与运算放大器OP的输出端和输入缓冲器BUF1的输入端相连，NMOS管Qi_lim1的源极S与寄生二极管D1的正极和电荷泵芯片上的NMOS管Q1的源极S均相连。
进一步地，所述钳压限流电路A2与钳压限流电路A1的电路的连接结构相同；其中，输入缓冲器BUF2的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q2的栅极G相连，NMOS管Qi_lim2的源极S与寄生二极管D2的正极和电荷泵芯片上的NMOS管Q2的源极S均相连。
进一步地，所述钳压电路B1包括漏极D与电荷泵芯片的VIN引脚相连的NMOS钳压管Q_clamp3，负极与NMOS钳压管Q_clamp3的栅极G相连的寄生二极管D3，以及正相输入端与NMOS钳压管Q_clamp3的源极S相连且负相输入端与二极管D3的正极相连的输入缓冲器BUF3；其中，输入缓冲器BUF3的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q3的栅极G相连。
进一步地，所述钳压限流电路B2与钳压限流电路B1的电路的连接结构相同；其中，输入缓冲器BUF4的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q4的栅极G相连。
本发明还提供了一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路的实现方法，采用了上述用于2：1正向电荷泵的驱动电路，包括如下步骤：
(1)初始化使能恒功率环路，用三路小电流I_PD下拉CFH、CFL、VOUT使VOUT的压降下拉到低于VIN/2，并使CFLY的压降到VIN/2；
(2)导通NMOS管Q4，用一路小电流I_PU上拉CFH，当CFH高于VIN/2时，导通开关S6、S8，导通NMOS管Q2、Q4，关断NMOS管Q1、Q3，并启动电荷泵芯片的计时器，计时结束进入步骤(3)，直到直到VOUT高于(VIN/2-VTH)进入步骤(4)；
(3)导通开关S6、S8，关断开关S5、S7，导通NMOS管Q1、Q3，关断NMOS管Q2、Q4，启动电荷泵芯片的计时器，计时结束回到步骤(2)，直到VOUT高于(VIN/2-VTH)进入步骤(4)；
(4)芯片的热损耗P_loss＝(VIN/2-VOUT)*N*Ilim_fwd.恒功率环路采样到(VIN/2-VOUT)的压差，再把这个压差乘以I_lim_fwd得到了1/N的热损耗，将这个乘积反馈到环路，将这个乘积限制到不高于P_REF，从而实现了电荷泵恒功率启动。
进一步地，在步骤(2)、(3)中，NMOS管Q_clamp1和Q_clamp2的导通的电流被限制为Ilim_fwd，NMOS管Qi_lim1、Qi_lim2就会钳位住NMOS管Q1、Q2的VGS电压，从而限制了Q1、Q2的电流；Q1、Q2的电流被限制在小于N倍Ilim_fwd的电流。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)本发明相较于传统方案，利用反馈实现了“恒功率启电”，带载能力明显增强，并且省去了串联的限流功率管，降低了成本。稳态工作时，没有串联功率管额外的热损耗，提高了电压变换的效率。
(2)本发明通过无源电流镜的方式来限制通路电流，省掉了串联的大功率管的面积浪费，节约成本。
(3)本发明先初始化可以被隔离开的CFLY，预充电CFLY到一半输入电压，这样电流通路的压降就减小了，降低了热损耗，提高了带载能力。
附图说明
图1为电荷泵的电路示意图。
图2为现有技术的一种电荷泵的驱动电路的电路原理图。
图3为现有技术的另一种电荷泵的驱动电路的电路原理图。
图4为本发明的驱动电路的电路原理图。
图5为本发明电荷泵启动实现方法的流程图。
具体实施方式
下面结合附图说明和实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。
实施例
如图4所示，本发明公开的一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路，包括均与电荷泵芯片的VIN引脚相连的分压电阻RF1、钳压限流电路A1、钳压限流电路A2、钳压电路B1、钳压电路B2，正极与分压电阻RF1的另一端相连的减法器SUB，电压输入端与减法器SUB的输出端相连的乘法器MUL，反相输入端与乘法器MUL的输出端相连且输出端与乘法器MUL的电流输入端相连的运算放大器OP，与减法器SUB的正极相连的电阻RF2，与电荷泵芯片的VIN引脚相连的电流源I_PU，与电流源I_PU的另一端相连的开关S4，串联后一端与开关S5的另一端、电荷泵芯片的CFH引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD1、开关S1，串联后一端与电荷泵芯片的CFL引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD2、开关S2，以及一端与电荷泵芯片的VOUT引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD3、开关S3；其中，电阻RF2的另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连，运算放大器OP的正向输入端连接参考电压P_REF，减法器SUB的负极与电荷泵芯片的VOUT引脚相连，钳压限流电路A1、A2、钳压电路B1、B2分别对应连接电荷泵芯片的NMOS管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极G。
为了实现NMOS管Q1、Q2的钳压限流，在本发明的电路中设置了钳压限流电路A1和钳压限流电路A2。所述钳压限流电路A1包括漏极D与电荷泵芯片的VIN引脚相连的NMOS钳压管Q_clamp1，负极与NMOS钳压管Q_clamp1的栅极G相连的寄生二极管D1，均与NMOS钳压管Q_clamp1的源极S相连的电流源Ilim_fwd1、开关S5，正相输入端与开关S5的另一端相连且负相输入端与二极管D1的正极相连的输入缓冲器BUF1，与输入缓冲器BUF1的输出端相连的开关S6，栅极G和源极S均与开关S6另一端相连的NMOS管Qi_lim1；其中，输入缓冲器BUF1的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q1的栅极G相连，电流源Ilim_fwd1还与运算放大器OP的输出端和输入缓冲器BUF1的输入端相连，NMOS管Qi_lim1的源极S与寄生二极管D1的正极和电荷泵芯片上的NMOS管Q1的源极S均相连。
并且，所述钳压限流电路A2与钳压限流电路A1的电路的连接结构相同。其中，输入缓冲器BUF2的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q2的栅极G相连，NMOS管Qi_lim2的源极S与寄生二极管D2的正极和电荷泵芯片上的NMOS管Q2的源极S均相连。
所述钳压电路B1包括漏极D与电荷泵芯片的VIN引脚相连的NMOS钳压管Q_clamp3，负极与NMOS钳压管Q_clamp3的栅极G相连的寄生二极管D3，以及正相输入端与NMOS钳压管Q_clamp3的源极S相连且负相输入端与二极管D3的正极相连的输入缓冲器BUF3；其中，输入缓冲器BUF3的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q3的栅极G相连。所述钳压限流电路B2与钳压限流电路B1的电路的连接结构相同；其中，输入缓冲器BUF4的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q4的栅极G相连。
如图5所示，本发明还提供了一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路的实现方法，采用了上述用于2：1正向电荷泵的驱动电路，包括如下步骤：
(1)初始化使能恒功率环路，用三路小电流I_PD下拉CFH、CFL、VOUT使VOUT的压降下拉到低于VIN/2，并使CFLY的压降到VIN/2。初始化CFLY到VIN/2，然后以限流电荷泵方式工作，是为了减小电流支路的压降。例如在Q1/Q3导通时，热损耗为P_loss_Q1Q3＝I_charge*(VIN-V_CFLY)；在Q2/Q4导通时，热损耗为P_loss_Q2Q4＝I_charge*(V_CFLY-VOUT)。由于CFLY首先被初始化到一半输入电压，所以电流通路的压降减小了。
(2)导通NMOS管Q4，用一路小电流I_PU上拉CFH，当CFH高于VIN/2时，导通开关S6、S8，导通NMOS管Q2、Q4，关断NMOS管Q1、Q3，并启动电荷泵芯片的计时器，计时结束进入步骤(3)，直到直到VOUT高于(VIN/2-VTH)进入步骤(4)；
(3)导通开关S6、S8，关断开关S5、S7，导通NMOS管Q1、Q3，关断NMOS管Q2、Q4，启动电荷泵芯片的计时器，计时结束回到步骤(2)，直到VOUT高于(VIN/2-VTH)进入步骤(4)；
(4)芯片的热损耗P_loss＝(VIN/2-VOUT)*N*Ilim_fwd.恒功率环路采样到(VIN/2-VOUT)的压差，再把这个压差乘以I_lim_fwd得到了1/N的热损耗，将这个乘积反馈到环路，将这个乘积限制到不高于P_REF，从而实现了电荷泵恒功率启动。
并且，由于Q1_lim的大小是Q1的1/N。当开关S5、S7关断后，导通的电流被限制为Ilim_fwd，NMOS管Qi_lim1、Qi_lim2就会钳位住NMOS管Q1、Q2的VGS电压，从而限制了Q1、Q2的电流。Q1、Q2的电流被限制在小于N倍Ilim_fwd的电流。限制的电流为Ilim_fwd＝N*P_REF/(VIN/2-VOUT)，这个限流值会随着VOUT的提高而变大，这也符合偏阻性负载的电压-电流特性，实现了远超传统方案的带载能力。
通过上述设计，本发明相较于传统方案，利用反馈实现了“恒功率启电”，带载能力明显增强，并且省去了串联的限流功率管，降低了成本。稳态工作时，没有串联功率管额外的热损耗，提高了电压变换的效率。因此，具有很高的实用价值和推广价值。
上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路，其特征在于，包括均与电荷泵芯片的VIN引脚相连的分压电阻RF1、钳压限流电路A1、钳压限流电路A2、钳压电路B1、钳压电路B2，正极与分压电阻RF1的另一端相连的减法器SUB，电压输入端与减法器SUB的输出端相连的乘法器MUL，反相输入端与乘法器MUL的输出端相连且输出端与乘法器MUL的电流输入端相连的运算放大器OP，与减法器SUB的正极相连的电阻RF2，与电荷泵芯片的VIN引脚相连的电流源I_PU，与电流源I_PU的另一端相连的开关S4，串联后一端与开关S4的另一端、电荷泵芯片的CFH引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD1、开关S1，串联后一端与电荷泵芯片的CFL引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD2、开关S2，以及一端与电荷泵芯片的VOUT引脚相连且另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连的电流源I_PD3、开关S3；其中，电阻RF2的另一端与电荷泵芯片的GND引脚相连，运算放大器OP的正向输入端连接参考电压P_REF，减法器SUB的负极与电荷泵芯片的VOUT引脚相连，钳压限流电路A1、A2、钳压电路B1、B2分别对应连接电荷泵芯片的NMOS管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极G。
2.根据权利要求1所述的一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路，其特征在于，所述钳压限流电路A1包括漏极D与电荷泵芯片的VIN引脚相连的NMOS钳压管Q_clamp1，负极与NMOS钳压管Q_clamp1的栅极G相连的寄生二极管D1，均与NMOS钳压管Q_clamp1的源极S相连的电流源Ilim_fwd1、开关S5，正相输入端与开关S5的另一端相连且负相输入端与二极管D1的正极相连的输入缓冲器BUF1，与输入缓冲器BUF1的输出端相连的开关S6，栅极G和源极S均与开关S6另一端相连的NMOS管Qi_lim1；其中，输入缓冲器BUF1的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q1的栅极G相连，电流源Ilim_fwd1还与运算放大器OP的输出端和输入缓冲器BUF1的输入端相连，NMOS管Qi_lim1的源极S与寄生二极管D1的正极和电荷泵芯片上的NMOS管Q1的源极S均相连。
3.根据权利要求2所述的一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路，其特征在于，所述钳压限流电路A2与钳压限流电路A1的电路的连接结构相同；其中，输入缓冲器BUF2的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q2的栅极G相连，NMOS管Qi_lim2的源极S与寄生二极管D2的正极和电荷泵芯片上的NMOS管Q2的源极S均相连。
4.根据权利要求3所述的一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路，其特征在于，所述钳压电路B1包括漏极D与电荷泵芯片的VIN引脚相连的NMOS钳压管Q_clamp3，负极与NMOS钳压管Q_clamp3的栅极G相连的寄生二极管D3，以及正相输入端与NMOS钳压管Q_clamp3的源极S相连且负相输入端与二极管D3的正极相连的输入缓冲器BUF3；其中，输入缓冲器BUF3的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q3的栅极G相连。
5.根据权利要求4所述的一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路，其特征在于，所述钳压限流电路B2与钳压限流电路B1的电路的连接结构相同；其中，输入缓冲器BUF4的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q4的栅极G相连。
6.如权利要求1～5任一项所述的一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路的实现方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)初始化使能恒功率环路，用三路小电流I_PD下拉CFH、CFL、VOUT使VOUT的压降下拉到低于VIN/2，并使CFLY的压降到VIN/2；
(2)导通NMOS管Q4，用一路小电流I_PU上拉CFH，当CFH高于VIN/2时，导通开关S6、S8，导通NMOS管Q2、Q4，关断NMOS管Q1、Q3，并启动电荷泵芯片的计时器，计时结束进入步骤(3)，直到直到VOUT高于(VIN/2-VTH)进入步骤(4)；
(3)导通开关S6、S8，关断开关S5、S7，导通NMOS管Q1、Q3，关断NMOS管Q2、Q4，启动电荷泵芯片的计时器，计时结束回到步骤(2)，直到VOUT高于(VIN/2-VTH)进入步骤(4)；
(4)芯片的热损耗P_loss＝(VIN/2-VOUT)*N*Ilim_fwd.恒功率环路采样到(VIN/2-VOUT)的压差，再把这个压差乘以I_lim_fwd得到了1/N的热损耗，将这个乘积反馈到环路，将这个乘积限制到不高于P_REF，从而实现了电荷泵恒功率启动。
7.根据权利要求6所述的一种用于2：1正向电荷泵的驱动电路的实现方法，其特征在于，在步骤(2)、(3)中，NMOS管Q_clamp1和Q_clamp2的导通的电流被限制为Ilim_fwd，NMOS管Qi_lim1、Qi_lim2就会钳位住NMOS管Q1、Q2的VGS电压，从而限制了Q1、Q2的电流；Q1、Q2的电流被限制在小于N倍Ilim_fwd的电流。
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