TW201813263A - 用於電荷泵的平衡技術及電路 - Google Patents

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Abstract

提供了預先平衡一切換式電容轉換器的方法及系統。一第一比較器包括一正輸入及一負輸入，該正輸入被配置為接收跨一輸出電容的一電壓，該負輸入被配置為接收一第一遲滯電壓。一第二比較器包括一正輸入及一負輸入，該正輸入被配置為接收跨該切換式電容轉換器之一輸入電容的一電壓，該負輸入被配置為接收一第二遲滯電壓。一第一電流源耦合在該輸出電容及GND之間，且被配置為在決定跨該輸出電容的該電壓是在由該第一遲滯電壓所提供的一容差以上之後將該輸出電容放電。一第二電流源耦合在該輸入電容及GND之間，且被配置為在決定跨該輸入電容的該電壓是在由該第二遲滯電壓所提供的一容差以上之後將該輸入電容放電。

Description

用於電荷泵的平衡技術及電路
本案依據專利法主張於2016年7月15日所申請之標題為「Balancing and Driving Charge Pump Circuits」之第62/363,025號之美國臨時專利申請案的優先權權益，其整體內容出於各種目的特此以引用方式併入本文。
此揭示案大致關於電壓轉換器。更具體而言，本揭示案關於更可靠的切換式電容轉換器電路（switched capacitor converter circuit）。
電荷泵電路是可用以將直流（DC）輸入電壓轉換成另一DC電壓的一種切換式電容電路。電荷泵可被配置為產生輸入電壓之倍數（例如2、3...N倍）的輸出電壓，或該電荷泵可設置為該輸入電壓之分數（例如輸入電壓的½、1/3...1/N倍）的輸出電壓。在某些實施方式中，此類電路亦可從正的輸入電壓產生負的輸出電壓。因為電荷泵電路並不需要電感器來進行電壓轉換，該電荷泵電路有時被稱為無電感的DC/DC轉換器。
圖1A繪示傳統的切換式電容轉換器電路100。在圖1A的實例中，輸入電壓在穩態下約等於輸出電壓的2倍。在圖1A的實例中，僅藉由實例的方式而非限制的方式，電晶體被繪示為金屬氧化物半導體場效電晶體（MOSFET）Q1及Q3（106及110）、以與電晶體Q2及Q4（108及112）互補的方式導通（ON）及關閉（OFF）（如圖1B中所繪示）。電晶體被圖示為以大約50%的工作週期進行切換。如圖1B中所繪示，在穩態運作期間，電晶體Q1-Q4（106到112）被切換為循環地將電容104（有時稱為飛行電容（flying capacitor）CFLY ）充電及放電。藉由將反饋添加至電路100，電晶體Q1及Q4（106及112）可被不同地驅動以產生V輸入 /2以外的輸出電壓V輸出 。例如，可使用不同的工作比（duty ratio）來提供供應為輸入電壓之不同乘數（例如0.75、0.5、0.25等等）的輸出電壓的彈性。並且，藉由分別調換輸入及輸出節點V輸入 及V輸出 ，輸出電壓可為輸入電壓的倍數。為了簡化起見，如本文中所使用的，用語「乘數」包括分數及倍數的意義。
在圖1A的實例中，在電晶體Q1 106及Q3 110導通時，電容C飛行 104及C輸出 114有效地串聯連接，藉此將C飛行 104及C輸出 114充電至約V輸入 /2。電容C飛行 104及C輸出 114在啟動時一開始被輸入電壓V輸入 充電，其中跨C飛行 104及C輸出 114之節點的電壓處於V輸入 /2。一般而言，電容由於它們的大尺寸所以是連接到任何控制器封裝的外部。開關Q1-Q4（106到112）亦可在封裝的外部以適應較高的電流。輸入電壓V輸入 102直接連接至電晶體Q1（106）的頂端，其中電容C飛行 104在電晶體Q1（106）導通時透過該電晶體Q1連接至V輸入 102。
在電晶體Q2 108及Q4 112導通時，電容C飛行 104及C輸出 114是並聯的。此佈置強制跨電容C飛行 104及C輸出 114的電壓實質上是類似地處於約V輸入 /2。
與切換式電容轉換器電路100類似的電荷泵電路可能經受到達敏感的電路構件（例如電晶體Q1到Q4（106到112））的大的湧入電流。例如，跨電容C飛行 104及C輸出 114的初始電壓在啟動期間或由於運作期間之故障情況（fault condition）的存在而可能不等於V輸入 /2，在本文中統稱為暫態。在各種情境下，可能例如在電容（例如C輸出 114）變得短路時發生故障情況。因為在切換式電容轉換器電路100中不存在電感來限制電流，輸入的湧入電流可能快速地上升至高位準。在高電流應用中，因為可能使用非常低的導通電阻的MOSFET來實現電晶體Q1到Q4（106到112）以達到高功率效率，這巨大的湧入電流是惡化的。
圖1C為一示例情境，其繪示在V輸入 電源在時間T0開機（例如當電容C飛行 104 - C輸出 114具有零初始電壓）之後，湧入電流130如何可超過1000A（取決於路徑中的寄生電阻）。高電流可能持續短時間（例如小於1微秒），但雖然如此還是可能超過電晶體106到112的安全運作電流，因此一般影響了切換式電容轉換器電路100的可靠性且特別是影響了電晶體106到112的可靠性。輸出電壓V輸出 在電容C飛行 104及C輸出 114完全充電且開關Q1-Q4（106到112）被控制之後達到該輸出電壓的穩態電壓，如圖1B的背景下所繪示的。進一步地，可能在湧入電流之後在輸出電壓節點V輸出 處存在減幅振盪132，如圖1C中所繪示，該減幅振盪可能影響負載116。在暫態（例如開機或故障情況）期間，晶片上的電壓不是可預測的，因為電壓可能還未完全發展。
本文中所揭露的各種方法及電路關於預先平衡一種切換式電容轉換器。第一比較器包括：一正輸入，被配置為接收跨一輸出電容的一電壓；一負輸入，被配置為接收一第一遲滯電壓；一賦能輸入，用以接收一賦能訊號；及一輸出，耦合至一第一電流源。第二比較器包括：一正輸入，被配置為接收跨該切換式電容轉換器之一輸入電容的一電壓；一負輸入，被配置為接收一第二遲滯電壓；一賦能輸入，用以接收該賦能訊號；及一輸出，耦合至一第二電流源。該第一電流源耦合在該輸出電容及GND之間，且被配置為在決定跨該輸出電容的該電壓是在由該第一遲滯電壓所提供的一容差以上之後將該輸出電容放電。該第二電流源耦合在該輸入電容及GND之間，且被配置為在決定跨該輸入電容的該電壓是在由該第二遲滯電壓所提供的一容差以上之後將該輸入電容放電。
在一個實施例中，提供了一種預先平衡一切換式電容轉換器的方法，該切換式電容轉換器具有串聯耦合的複數個開關、一輸入電容、一輸出電容及一飛行電容。將跨該輸出電容的一電壓與一第一遲滯電壓進行比較。在決定跨該輸出電容的該電壓是在由該第一遲滯電壓所提供的一容差以上之後，透過一第一電流源將該輸出電容放電。將跨該輸入電容的一電壓與一第二遲滯電壓進行比較。在決定跨該輸入電容的該電壓是在由該第二遲滯電壓所提供的一容差以上之後，透過一第二電流源將該輸入電容放電。
將藉由以下的本發明較佳實施例的詳細說明以及隨附的繪圖來更加理解本發明的各種目標、特徵、態樣及優點，在該等繪圖中，類似的標號表示類似的元件。
在以下的詳細說明中，是藉由實例的方式來闡述許多特定細節以提供相關教示的完整了解。然而，應理解的是，可在沒有此類細節的情況下實行本教示。在其他的實例中，已在相對高的層級下描述而不詳細描述習知的方法、程序、元件及/或電路系統，以避免不必要地模糊了本教示的態樣。可在有額外元件或步驟及/或沒有所描述之所有元件或步驟的情況下實行某些實施例。
本文中所揭露的各種方法及電路大致關於針對切換式電容電壓轉換器提供故障保護的方法及電路。乘法及除法的切換式電容電壓轉換器兩者受各種預平衡電路控制，使得防止大的湧入電流，藉此提供切換式電容電壓轉換器的可靠運作。在一個態樣中，提供了驅動具有複數個開關之切換式電容轉換器的電路及方法。因為上部的驅動器由下部的驅動器供電，僅在下部的驅動器準備好時，上部驅動器的電容才分別被充電。如此，即使處於暫態下，亦可以可靠的方式控制切換式電容轉換器電路的開關。
圖2繪示與說明性實施例一致之耦合至預平衡電路230的切換式電容轉換器電路201。切換式電容轉換器電路201的元件與圖1A的那些元件類似，且因此為了簡要起見在此不複述。可針對兩個運作階段藉由以下等式來估計在電晶體Q1到Q4在三極體區域下運作時通過電晶體Q1到Q4（206到212）的電流以及電容C飛行 204及C輸出 214：
階段1，I = (V輸入 - VC 飛行 (t)–VC 輸出 (t))/(R導通 _Q1 +R導通 _Q3 )（等式1）
階段2，I = (VC 飛行 (t)-VC 輸出 (t))/(R導通 _Q2 +R導通 _Q4 )（等式2） 其中： 階段1是在電晶體Q1及Q3導通且Q2及Q4關閉時， 階段2是在電晶體Q2及Q4導通且Q1及Q3關閉時， I是通過導通之電晶體的電流， R導通 是電晶體在其導通時的汲極到源極電阻， VC 飛行 (t)是在時間t跨C飛行 的電壓，及 VC 輸出 (t)是在時間t跨C輸出 的電壓。
各電晶體Q1到Q4（206到212）的汲極到源極電阻R導通 可為了較佳的功率效率而具有非常低的導通電阻。相對應電晶體的R導通 越低，湧入電流可能越大，因此對於切換式電容轉換器電路的可靠性造成潛在的威脅。
申請人鍳於上述的等式1及2已識別的是，若以本文中所揭露的方式控制電容C飛行 204及C輸出 214的電壓，則可最小化湧入電流。例如，若以下的等式3及4的兩個條件符合，則湧入電流為零：
條件1： VC 飛行 (t=0)= VC 輸出 (t=0) （等式3）
條件2： V輸入 = VC 飛行 (t=0)+ VC 輸出 (t=0) （等式4）
在各種實施例中，可基於電晶體Q1到Q4（206到212）的安全運作範圍來將湧入電流限制於不同的預定值。例如，不同類型的電晶體具有用於適當運作的不同的容差，該等容差不導致電晶體的過早的可靠性劣化。
在一個實施例中，假設電晶體Q1到Q4（206到212）的導通電阻R導通 是相同的，且若電晶體（例如MOSFET）的最大安全電流為I最大 ，則等式5及6可提供用於電容轉換器電路201的安全運作的條件。
V輸入 /2 –2R導通 *I最大 ＜VC 飛行 (t=0)＜ V輸入 /2 +2R導通 *I最大 （等式5）
V輸入 /2- 2R導通 *I最大 ＜VC 輸出 (t=0)＜ V輸入 /2 +2R導通 *I最大 （等式6） 其中： 2R導通 *I最大 是預定的偏移電壓V遲滯 。
之後更詳細地論述遲滯性及相對應的偏移電壓。預平衡電路230被配置為預先平衡跨電容C飛行 204及C輸出 214的電壓，使得在切換式電容轉換器電路201運作為分壓器電荷泵時符合上述等式5及6的條件。可在切換式電容轉換器電路201的開機或重新啟動期間執行預平衡電路230的預先平衡步驟。
在圖2的實例中，預平衡電路包括三個電流源260、262及264，該等電流源可分別將節點SW1（V輸出 228）及SW2汲取或供應電流。預平衡電路230包括分壓器，該分壓器包括串聯連接的第一電阻構件242及第二電阻構件246。第一電阻構件242對第二電阻構件246的比率可基於要由切換式電容轉換器電路201達成的分壓而不同。例如，對於除以二的電荷泵配置而言，第一電阻構件242及第二電阻構件246的電阻可相等，使得在分壓器節點244處提供V輸入 /2的電壓。分壓器被配置為取樣輸入電壓V輸入 202及在節點244處提供成比例的版本的該輸入電壓。節點244處的電壓被用作預平衡電路230之各種元件的參考電壓。
預平衡電路包括比較器232及238的對偶，該等比較器被配置為將跨電容C飛行 204的電壓與節點244的參考電壓比較。在各種實施例中，可添加遲滯性以針對比較器232及238提供容差範圍。為此，第一遲滯電壓源V遲滯 234向第一比較器234的輸入端提供第一遲滯電壓V遲滯 。類似地，將第二遲滯電壓源V遲滯 236添加至第二比較器238的輸入端。在各種實施例中，取決於要針對預平衡電路230所實施的需要的遲滯容差範圍，第一遲滯電壓在幅度上可等於第二遲滯電壓或可為不同的。換言之，遲滯電壓源234及236提供了臨限位準，該等臨限位準在被超過時，可觸發校正行動以預先平衡切換式電容轉換器電路201。
若VC 飛行 電壓超出由遲滯電壓源234及236所定義的預定容差，則比較器232及238的對偶啟用第一電流源以提供電流來將電容C飛行 204充電或汲電以及啟用第二電流源以將電容C飛行 204抽取或供應電流，使得跨電容C飛行 204的電壓被控制在上文所論述的容差範圍內。
預平衡電路亦可包括比較器252及258的第二對偶，該等比較器一起提供了第二比較器電路，該第二比較器電路被配置為將跨電容C輸出 214的電壓（亦即節點228處的輸出電壓V輸出 ）與節點244的參考電壓進行比較。與比較器232及238的第一對偶（亦即第一比較器電路）類似，可添加遲滯性以針對比較器252及258提供容差範圍。為此，第三遲滯電壓源V遲滯 254向第一比較器252的輸入端提供第三遲滯電壓V遲滯 。類似地，第四遲滯電壓源V遲滯 256向比較器258的端點提供遲滯電壓。在各種實施例中，取決於要針對跨預平衡電路230之輸出電容C輸出 214的電壓實施的需要的遲滯容差範圍，第三遲滯電壓可在數值上等於第四遲滯電壓或可為不同的。
若V輸出 電壓超出由遲滯電壓源254及256所定義的預定容差，則比較器252及258的第二對偶啟用第二電流源以提供或汲取電流來調整輸出電容C輸出 214（例如充電/放電），使得跨輸出電容C輸出 214的電壓被控制在由遲滯電壓源254及256所定義的容差範圍內。
在一個實施例中，在電容電壓預平衡階段期間，電晶體Q1到Q4（206到212）保持關閉，且各電流源260、262及/或264基於跨電容C飛行 204及C輸出 214的感測到的電壓將節點SW1、SW2及V輸出 抽取或供應電流。以下等式分別提供了各電流源的條件及極性。
對於電流源I輸出 262而言：
V輸出 ＞ (V輸入 /2 + V遲滯 ) （等式7） 其中：I輸出 從節點V輸出 228抽取電流。
(V輸入 /2 – V遲滯 ) ＜ V輸出 ＜ (V輸入 /2 + V遲滯 ) （等式8） 其中：I輸出 被關閉。
V輸出 ＜ (V輸入 /2 – V遲滯 ) （等式9） 其中：I輸出 向節點V輸出 228提供電流。
對於電流源ISW1 260及ISW2 264而言：
VC 飛行 ＞ (V輸入 /2 + V遲滯 ) （等式10） 其中：ISW1 從節點SW1抽取電流，而ISW2 向節點SW2提供電流。
(V輸入 /2 – V遲滯 ) ＜ VC 飛行 ＜ (V輸入 /2 + V遲滯 ) （等式11） 其中：ISW1 及ISW2 是關閉的。
VC 飛行 ＜ (V輸入 /2 – V遲滯 ) （等式12） 其中：ISW1 向節點SW1供應電流，而ISW2 從節點SW2抽取電流。
現參照圖3，其為與另一說明性實施例一致之耦合至預平衡電路330的切換式電容轉換器電路301。切換式電容轉換器電路301的元件與切換式電容轉換器電路201的那些元件類似，且因此不論述其實質細節。在一個實施例中，為了較佳的電荷共享及效率，切換式電容轉換器電路301可包括耦合在輸入電壓V輸入 302的端點及輸出電容C輸出 314之間的額外輸出電容C可選 370。如本文中所使用的，用語「效率」關於輸入功率量被用來獲得某個功率量。例如，對於100%高效的系統而言，不存在損失且所使用的輸入功率與輸出功率相同。電容C可選 370提供了在向輸出電容C輸出 傳輸電荷時的額外路徑，藉此減少了流過電晶體的電流量。因為電容相較於功率電晶體具有較低的有效電阻，電容因此具有較低的損失。
在切換式電容轉換器電路301被配置為運作為分壓器電荷泵（如圖3中所繪示）時，預平衡電路可被進一步簡化。例如，預平衡電路330可使用單一的電流源360來同時將兩個電容C飛行 304及C輸出 328充電或放電。
預平衡電路330包括分壓器，該分壓器包括串聯連接的第一電阻構件342及第二電阻構件346。第一電阻構件342對第二電阻構件346的比率可基於要由切換式電容轉換器電路301達成的分壓而不同。分壓器被配置為取樣輸入電壓V輸入 302及在節點344處提供成比例的版本的該輸入電壓。
預平衡電路330亦包括比較器332及338的對偶，該等比較器被配置為將跨電容C輸出 314的電壓與節點344的參考電壓進行比較。比較器332及338之對偶的運作與圖2之比較器252及258的對偶類似，且因此為了簡要起見不詳細論述。
預平衡電路330能夠藉由電容（C輸出 ）電壓預平衡階段期間之電晶體Q1到Q4（306到312）之啟用及停用的特定時序，來在不使用圖2之預平衡電路230的額外電路系統的情況下執行預平衡步驟。例如，在此類階段期間，電晶體Q2及Q4（308及312）導通（由短路的線所表示），而電晶體Q1及Q3（306及310）關閉（由間隙及汲極到源極二極體連接所表示），如圖3中所繪示。
在導通電晶體Q2 308及Q4 312之前，節點SW1被拉動到與V輸出 328實質類似的位準，而節點SW2被下拉至與GND實質類似的位準。在一個實施例中，可使用兩個電流源來單獨地將節點SW1拉動到GND及將節點SW2拉動到GND，或者兩個電阻構件可單獨地從節點SW1連接到GND及從節點SW2連接到GND以下拉這兩個節點。在電晶體Q2 308及Q4 312被接著導通時，電容C飛行 304及C輸出 314並聯連接且跨該等電容的電壓是相同的。若跨輸出電容C輸出 314所感測到的電壓不在如由遲滯電壓源334及336所定義的預定容差內，則預平衡電路330同時將電容C飛行 304及C輸出 314充電或放電。或者，若不需要如電容C輸出 314般地準確平衡C飛行 304，則可為了簡化起見僅在電晶體Q4 312導通（而電晶體Q2 308關閉）的情況下完成預平衡步驟。在此類情境下，可通過Q2的內接二極體由預平衡電路330將電容C飛行 304充電。C飛行 電容304上的電壓比輸出電容C輸出 314上的電壓低一個二極體壓降（例如約0.7V）。
現參照圖4A，其為與說明性實施例一致之被配置為乘法器的切換式電容轉換器電路，該切換式電容轉換器電路耦合至預平衡電路480A。雖然圖2的預平衡電路230可用以預先平衡切換式電容轉換器電路，圖4A的預平衡電路440提供了在許多方面更簡單的示例實施方式。架構400A的切換式電容轉換器電路部分包括在預平衡電路480A之那些元件外面以電壓倍增器（例如二倍器）配置來配置的元件。
四個電晶體Q1到Q4（406到412）串聯連接在V輸出 及GND電位之間。輸入電容C輸入 424具有其第一節點及第二節點，該第一節點耦合於電晶體Q2 408的第二端點（例如源極）（亦是電晶體Q3的第一端點（例如汲極））處，該第二節點耦合至GND電位。飛行電容C飛行 414耦合在電晶體Q2 408的第一端點及電晶體Q3的第二端點之間。輸出電容C輸出 428耦合在V輸出 及GND之間。在一個實施例中，為了較佳的電荷共享及效率而存在第三電容C可選 404。
預平衡電路480A包括兩個單獨的電流源482及492，該等電流源用以分別控制輸出節點V輸出 的電荷（跨電容C輸出 428）及跨C輸入 424的電壓。各電流源482及492分別由其相對應的比較器484及490控制。比較器484將輸出節點處（亦即跨C輸出 428）的電壓與第一遲滯電壓V遲滯 485進行比較。例如，在跨C輸出 428的電壓超過由遲滯電壓V遲滯 485所提供的容差時，則比較器484觸發電流源482來減少跨C輸出 428的電荷。如此，輸出電壓（亦即跨C輸出 428的電壓）被維持在預定容差內。各電流源482及492的實際電流被選擇為防止大的湧入電流來自或到達電晶體Q1到Q4（406到412）以防止該等電晶體的可靠性劣化。
類似地，跨電容C輸入 424的電壓由電流源492維持。比較器490將跨輸入電容C輸入 424的電壓與第二遲滯電壓V遲滯 487進行比較。在一個實施例中，第二遲滯電壓487與第一遲滯電壓485的電壓相同。在跨輸入電容C輸入 424的電壓超過由第二遲滯電壓V遲滯 487所提供的容差時，則比較器490觸發電流源492來減少跨電容C輸入 424的電荷，藉此將跨C輸入 424的電壓維持在預定的容差內。
在一個實施例中，是在V輸入 電源418為斜波（ramp）（例如而不是步階函數）時使用預平衡電路480A。此類情境可能例如存在於V輸入 電源418是由切換穩壓器所提供時，該切換穩壓器具有軟啟動特徵且在預平衡階段完成之後導通。
替代性或附加性地，開關（例如串聯連接至電源V輸入 418的N型通道金屬氧化物場效電晶體（NFET）416）可被緩慢地導通以針對電荷泵產生勻變的（ramped）電壓輸入。例如，與其將電容C輸出 428、C飛行 414、C輸入 424（及C可選 404，若可用的話）預先偏壓至電壓位準V輸入 /2，在預平衡階段期間，這些電容被放電至低於遲滯電壓V遲滯 485的電壓值，同時電晶體QD 416（在本文中有時稱為輸入「斷接」開關）關閉。
應注意的是，電容C飛行 414不被直接放電；反而，電容C輸入 424及C輸出 428由電流源482及492分別放電。這是因為飛行電容C飛行 414耦合在電晶體Q2 408的第一端點及電晶體Q3 410的第二端點之間，而該等電晶體有效地在各汲極到源極之間具有內接二極體，藉此提供了供電容C飛行 414放電的路徑。雖然類似的效果可藉由導通電晶體Q2 408及Q1 406來達成，在暫態（例如開機）期間，控制電晶體閘極的電壓可能不是可預測的。因此，在暫態期間，各電晶體Q1到Q4（406到412）的有效二極體是保證C飛行 電容414放電的更可靠的方式。
雖然圖4A包括被配置為乘法器的切換式電容轉換器，將了解的是，亦可實施除法器。為此，現參照圖4B，其為與說明性實施例一致之被配置為除法器的切換式電容轉換器電路，該切換式電容轉換器電路耦合至預平衡電路480B。架構400B的許多元件與架構400A的那些元件類似，且因此為了簡要起見不在此複述。
預平衡電路480B包括兩個單獨的電流源482及492，該等電流源用以分別控制輸出節點VC 輸入 的電荷（跨472）及跨輸出V輸出 的電壓。各電流源482及492分別由其相對應的比較器484及490控制。比較器484將跨VC 輸入 的電壓與第一遲滯電壓V遲滯 485進行比較。例如，在跨VC 輸入 的電壓超過由遲滯電壓V遲滯 485所提供的容差時，則比較器484觸發電流源482來減少跨C輸入 472的電荷。如此，跨輸入電容C輸入 472的電壓被維持在預定的容差內。各電流源482及492的實際電流被選擇為防止大的湧入電流來自或到達電晶體Q1到Q4（406到412）以防止該等電晶體的可靠性劣化。
類似地，跨電容C輸出 470的電壓由電流源492維持。比較器490將跨輸出電容C輸出 470的電壓與第二遲滯電壓V遲滯 487進行比較。在一個實施例中，第二遲滯電壓487與第一遲滯電壓485的電壓相同。在跨輸出電容C輸出 470的電壓超過由第二遲滯電壓V遲滯 487所提供的容差時，則比較器490觸發電流源492來減少跨輸出電容C輸出 470的電荷，藉此將跨輸出電容C輸出 470的電壓維持在預定的容差內。
在一個實施例中，電晶體QD 474被包括在輸入418及輸入電容C輸入 472之間。電晶體QD 474的閘極耦合至賦能訊號486（例如透過反相器488）。在一個實施例中，電阻構件Rg 476耦合在電晶體QD 474的閘極及賦能訊號之間（例如透過反相器488）。進一步地，電容Cg 480耦合在閘極及GND之間。據此，電容480及電阻構件Rg 476的RC時間常數提供了時間常數，藉此跨輸入電容C輸入 472產生了勻變的輸入。
可鍳於圖5而更佳地了解切換式電容轉換器電路400A，圖5為該切換式電容轉換器電路的示例時序圖500。預平衡電路480A的整體目標是保證跨輸出電容C輸出 428的電壓（亦即V輸出 ）及跨輸入電容C輸入 424的電壓（在本文中有時稱為VC 輸入 ）在圖4A的切換式電容轉換器處於暫態時彼此類似。切換電晶體Q1到Q4（406到412）可接著被啟用以提供輸出電壓V輸出 及輸入電壓V輸入 418之間的適當關係。為此，藉由實例的方式，圖5提供了圖4A之電路的示例模擬結果。
藉由實例的方式，V輸入 418為12V，如由波形502所繪示。一開始，在V輸出 （504）及VC 輸入 （506）之間存在著是在由遲滯電壓（485）所提供的臨限值以上的差異。據此，在預平衡期間，比較器484及490指示它們相對應的電流源482及492將V輸出 及VC 輸入 放電，如由時間0到0.32ms之間的波形504及506所指示。因此，VC 輸入 及V輸出 兩者被電流源482及490放電直到時間0.32ms為止，在該時間點，VC 輸入 及V輸出 兩者達到遲滯電壓以下的位準。
在預先平衡之後，電晶體Q1-Q4開始切換，輸入「斷接」開關416接著透過賦能訊號486而導通。換言之，在V輸出 及V輸入 兩者是在遲滯電壓內之後（亦即在0.32ms時），接著開關Q1到Q4（406到412）可開始切換以相對於輸入電壓V輸入 （502）達到所需的輸出電壓V輸出 。在這方面，電晶體QD 416逐漸導通以提供V輸入 418及跨電容C輸入 424的電壓（亦即在本文中稱為VC 輸入 ）之間的路徑。勻變的速率是由電容Cg 422及電阻構件Rg之間的時間常數所提供的，該電容及電阻構件一起充當耦合至電晶體QD之閘極的濾波器。
因此，電容Cg 422及電阻Rg 420產生了防止快速導通電晶體416的時間常數。因為電源相對於電晶體Q1到Q4（406到412）的切換頻率而言是緩慢的斜波，跨電容C飛行 414的電壓（亦即VC 飛行 ）、跨輸入電容C輸入 424的電壓（亦即VC 輸入 ）及跨輸出電容C輸出 428的分數電壓（亦即VC 輸出 /2）之間的電壓差是小的，這防止了大的湧入電流。輸出電壓V輸出 展現了追描輸入電源斜波的緩的斜波。
據此，在時間常數之後，電晶體QD 416完全導通且電壓VC 輸入 與V輸入 實質類似，如由0.9ms之後的波形506所指示。完全導通的電晶體QD 416標誌了圖4A之切換式電容轉換器電路的穩態情況。由於電晶體Q1到Q4（406到412）的工作週期（例如50%），切換式電容轉換器電路充當倍壓器，藉此針對12V的輸入電壓提供了24V的輸出電壓。當然，可以電晶體Q1到Q4（406到412）的不同的工作週期來達成其他的電壓。
在某些實施例中，可選的電容C可選 404被添加在電荷泵電路的輸入（亦即輸入電容C輸入 424的正端點處）及輸出（亦即V輸出 節點）之間以改良功率效率。在這方面，應注意的是，雖然某些圖式並不明確圖示可選的電容C可選 404以避免雜亂，本文中所論述的預平衡電路可在有或沒有可選電容C可選 404的情況下運作。
電流源482及492（以及本文中所論述之預平衡電路中所使用的其他電流源）可以不同的方式來實施，例如藉由線性穩壓器及/或切換穩壓器的方式來實施。在各種實施例中，這些電流源可在積體電路（IC）裡面或使用外部的離散元件來實施。
在一個實施例中，用以將本文中所論述的電容下拉及放電的電流源可以主動設備（例如NPN、PNP、NMOS、PMOS、JFET等等）來實施，或可就像電阻構件一樣簡單。據此，本文中所論述的電流源不限於特定技術或配置，且可基於特定的應用來實施。相信的是，本領域中具技藝者熟悉此類佈局及設備，且因此為了簡要起見不在此處論述該等佈局及設備。
在一個實施例中，電流源482及492（以及在其他圖式中所論述之預平衡電路中所使用的其他電流源）是使用電晶體Q1到Q4（例如406到412）來實施的。例如，藉由緩慢地導通電晶體Q3 410，電晶體Q3 410可向節點SW2供應電流。藉由緩慢地導通電晶體Q4 412，電晶體Q4 412可從節點SW2汲取電流到GND。如本文中所使用的，用語「緩慢地導通」指的是控制電晶體的閘極到源極電壓，使得通過電晶體（例如汲極到源極）的電流不超過最大運作電流。
進一步地，電晶體Q3 410及Q4 412可一起執行如圖2中所繪示之電流源ISW2 262的功能。在各種實施例中，本文中所論述的預平衡電路亦可在任何電晶體Q1到Q4（406到412）是以正通道金屬氧化物半導體（PMOS）實施時運作。 切換電晶體的示例驅動步驟
現參照圖6，其繪示了與示例性實施例一致之切換式電容轉換器電路之開關（亦即電晶體）的控制。在某些實施方式中，特別是在使用高電流及/或電壓的電荷泵時，電晶體Q1到Q4（624、628、632及638）可使用負通道金屬氧化物半導體（NMOS）場效電晶體來實施，以由於它們的低導通電阻而針對電荷泵提供了較高的功率效率。為了提供閘極驅動器電壓以供導通及關閉電晶體Q1到Q4（624、628、632及638），不同的浮動電壓源可分別用於驅動器626、630、634及636。為此，圖6繪示了從單一的電壓源VCC 產生若干電壓（亦即四個驅動器電壓）的示例電路600，該電壓源可由線性穩壓器606提供。此電路600可簡化切換式電容轉換器電路的系統設計、減少切換式電容轉換器電路的系統成本及強化切換式電容轉換器電路的可靠性。雖然是藉由實例的方式來繪示四個驅動器電壓階，將了解的是，可鍳於本文中的教示來實施額外的或較少的電壓階。
為了較佳地理解圖6的架構，應注意的是，在傳統的切換式電容轉換器電路100中，在暫態（例如開機）期間，晶片上的電壓因為該等電壓可能還未完全發展而不是可預測的。據此，可能不能透過電晶體Q1到Q4（106到112）的閘極到源極電壓來可預測地控制該等電晶體。在這方面，申請人已研發了以圖6的浮動驅動器佈局來驅動（控制）切換式電容轉換器的電晶體Q1到Q4（624、628、632及638）的有效的方式，該佈局於下文詳述。
如圖6中所繪示，若干驅動器可在不同的電源電壓下運作。例如，驅動器636具有VCC 及GND之間的電源，而堆疊得更高的驅動器（例如驅動器634、630及626）在不同的電源電壓下運作。因為上部的驅動器由下部的驅動器供電，僅在下部的驅動器準備好時，上部驅動器的電容（C升壓 3 622、C升壓 2 620及C升壓 1 618）才分別被充電。例如，在穩態運作期間，電壓節點VCC 608直接針對底部的電晶體Q4 638（例如N通道MOSFET）向驅動器636提供電源電壓。因為電晶體Q4 638的源極及驅動器636直接耦合至接地，由驅動器636所提供的電壓一般足以克服如施加在電晶體Q4 638的閘極到源極之間的臨限電壓，藉此即使在暫態期間亦能夠控制電晶體Q4 638（亦即關閉及導通）。
在各種實施例中，VCC 節點608的實際電壓可從外部偏壓或通過線性穩壓器606來供應，該線性穩壓器從節點V輸入 602及/或V輸出 604接收該線性穩壓器的輸入。單向通行電路612到616執行允許電流以第一方向（亦即遠離VCC 608）而不以第二方向（亦即朝向VCC 608）通行的功能。在各種實施例中，各單向通行電路612到616可被實施為二極體或實施為電荷泵（其可為外部的）。使用內部的二極體減少了電路複雜性及成本。在一個實施例中，二極體D1到D3（612到616）為肖特基二極體（Schottky diode），可為了它們較低的臨限電壓而使用該種二極體。例如，雖然矽二極體具有600-700 mV的一般的正向電壓，肖特基二極體的正向電壓僅為150 - 450 mV。此較低的正向電壓在該數量的二極體串聯堆疊時提供了更多頂部空間且提供了較佳的系統效率，使得單向通行電路更接近理想的二極體。在某些實施例中，三個二極體（612到616）可以正通道金屬氧化物半導體（PMOS）電晶體實施，且可整合在晶片裡面，以進一步減少電路600的尺寸及空間。例如，二極體612到616與電晶體Q1到Q4（624、628、632及638）一起形成三個「迷你」的電荷泵電路，該等電荷泵電路被配置為分別產生用於電晶體Q1 624、Q2 628及Q3 632之驅動器626、630及634的供應電壓。
升壓3節點驅動器電壓由VCC 608在電晶體Q4 638導通時通過二極體622來供應。在一個實施例中，升壓2節點驅動器電壓是從升壓3節點在電晶體Q3 632導通時通過二極體620供應的。升壓1節點驅動器電壓是從節點升壓2在電晶體Q2 628導通時通過二極體612供應的。三個電容C升壓 1 618、C升壓 2 620及C升壓 3 622分別在電晶體Q2 630、Q3 632及Q4 638關閉時充當能源存儲元件。應注意的是，如本文中所使用的，針對電晶體Q1到Q4的用語「導通」包括以下意義：施加電晶體之閘極到源極之間的電壓以產生電晶體的汲極及源極之間的有效短路。類似地，用語「關閉」包括了以下意義：向電晶體的閘極到源極施加適當的電壓，使得在電晶體的汲極及源極之間存在有效的斷路（open）。
圖7為圖6之切換式電容轉換器電路之驅動器的示例時序圖。波形710表示如施加至驅動器636（在本文中有時稱為第一驅動器）的從輸入G4到GND的電壓；波形720表示如施加至驅動器634（在本文中有時稱為第二驅動器）的從輸入G3到節點SW2的電壓；波形730表示如施加至驅動器630（在本文中有時稱為第三驅動器）的從輸入G2到節點V輸出 的電壓；及波形740表示如施加至驅動器626（在本文中有時稱為第四驅動器）的從輸入G1到節點SW1的電壓。
如先前所論述的，電壓位準VCC 608可由外部電源來提供或基於輸入電壓602及輸出電壓604透過線性穩壓器606來提供。系統等待直到VCC 602準備好為止（亦即由點712表示）。只有這樣驅動器636才接收高壓訊號來導通電晶體Q4 638。在這方面，電晶體Q4 638產生了SW2及GND之間的路徑，而電晶體Q1、Q2及Q3（624、628及632）保持關閉。
在電晶體Q4導通時，若跨電容C升壓 3 622之電壓的初始情況為零或非常低，則跨電容C升壓 3 622的電壓被充電至4.7V（假設肖特基二極體D3 616的壓降為0.3V）。假設跨電容C升壓 3 622的電壓是大的且其洩漏電流是小的，則電容C升壓 3 將把升壓3及SW2之間的電壓（在本文中有時稱為跨C升壓 3 電容622的電壓）保持在4.7V。4.7V被用作驅動器634的電源。
接下來，在用以允許跨電容C升壓 3 622的電壓安置的一或更多個循環之後，電晶體Q4 638關閉、電晶體Q3 632導通且電晶體Q1及Q2（626及628）保持關閉，如由圖7中的點722所指示。因此，驅動器G3 634接收高壓訊號而導通電晶體Q3 634。在這方面，電晶體Q3產生了V輸出 節點及SW2節點之間的路徑（亦即SW2被短接至V輸出 ）。據此，節點升壓3處的電壓是由以下的等式13所提供的：
V升壓 3 = V輸出 + VC 升壓 3 （等式13） = V輸出 + 4.7V
關於跨電容C升壓 2 620的電壓，其是透過二極體614來充電的。例如，若跨電容C升壓 2 620的初始電壓是低的（例如1V），則C升壓 2 620被C升壓 3 通過二極體614充電至4.4V，因為節點V升壓 3 = (4.7V + V輸出 )處的電壓高於節點升壓2處的電壓，如由以下的等式14所提供的：
V升壓 2 = V輸出 + VC 升壓 2 （等式14） = V輸出 + 1V
據此，二極體614傳導充電電流。假設跨電容C升壓 2 620的電壓亦是大的且洩漏電流是小的，則跨電容C升壓 2 的電壓在節點升壓2及V輸出 之間保持4.4V（例如假設肖特基二極體620的壓降為0.3V），該電壓對於運作驅動器630而言是充足的電壓。
接下來，在用以允許跨電容C升壓 2 620的電壓安置的一或更多個循環之後，於時間732處，電晶體Q2 628導通（而電晶體Q1 624保持關閉）。因此，驅動器G2 630接收高壓訊號而導通電晶體Q2 628，藉此將節點SW1短接至V輸出 。假設跨電容C升壓 1 618的初始電壓是低的（例如2V），則節點升壓1處的電壓現在是由以下的等式15所提供的：
V升壓 1 = V輸出 + VC 升壓 1 （等式15） = V輸出 + 2V
因為節點升壓2處的電壓（V輸出 + 4.4V）高於節點升壓1處的電壓（V輸出 + 2V），電容C升壓 1 618通過二極體612被充電至4.1V。可在等待供跨電容C升壓 1 618的電壓安置的一或更多個循環之後（例如在時間742處）使用相同的程序來起動驅動器G1 626。確實，可針對所有浮動驅動器重複上述程序，使得所有驅動器被充分供電（例如充電）到能夠控制它們的切換式電容轉換器電路的相對應的電晶體。
雖然已在上述實例中描述一種電荷泵，基於本文中所論述的概念，可由本文中所論述的浮動驅動器概念來驅動其他類型的電荷泵（例如狄克遜、串並聯、梯式等等）（其中MOSFET被堆疊成以浮動驅動器來驅動）。在這方面，圖8繪示使用浮動驅動器概念的示例狄克遜電荷泵800。據此，對於轉換器的各切換電晶體（亦即Q1到Q6）而言，除了最後一階（例如Q6）以外，電力是來自底部的兩個驅動器且以用於相對應的上部電晶體的控制邏輯向上堆疊，如在圖6的背景下所論述的。藉由實例的方式而不藉由限制的方式，圖8中繪示了六個切換電晶體Q1到Q6，然而將了解的是，亦支援不同數量的階。基於示例狄克遜電荷泵800的佈局，提供了為輸入電壓V輸入 4倍的輸出電壓V輸出 。各切換電晶體Q1到Q6的驅動步驟與圖6的驅動步驟實質類似，且因此為了簡要起見不在此複述。
更進一步地，本文中所論述的概念可同各種類型的DC對DC電壓轉換器（例如降壓（buck）、升壓（boost）及降壓-升壓）一起使用。為此，圖9藉由說明性實例的方式繪示與示例性實施例一致之切換式電容轉換器電路901，該切換式電容轉換器電路具有補償佈局且耦合至預平衡電路930。預平衡電路930與圖2的預平衡電路230實質類似。類似地，切換式電容轉換器電路901與圖2的切換式電容轉換器電路201實質類似。因此為了簡要起見在此不複述這些方塊。
架構900包括耦合在節點980及GND之間的輸出電容C輸出 964。電感L 968耦合在節點SW2及輸出節點V輸出 之間。第二電容C輸出 2 970耦合在V輸出 及GND之間。兩個電阻構件972及974串聯耦合在V輸出 及GND之間。反饋及控制電路962耦合至第一電阻構件972及第二電阻構件974之間的介面。
在一個實施例中，藉由將電流源Isw1 260及Isw2 264的幅度設置為實質類似的，混合式降壓轉換器被允許在不將輸出電壓V輸出 充電或放電的情況下啟動進入預偏壓的輸出情況。 結論
已論述的元件、步驟、特徵、目的、益處及優點僅為說明性的。它們或關於它們的論述沒有一個是要用來以任何方式限制保護範圍。亦考慮許多其他實施例。這些實施例包括具有更少、額外及/或不同元件、步驟、特徵、目的、益處及/或優點的實施例。這些實施例亦包括不同地佈置及/或排序之元件及/或步驟的實施例。
例如，本文中所論述的任何訊號可在不重大改變基本控制方法的情況下被縮放、暫存（buffer）、縮放及暫存、轉換為另一模式（例如電壓、電流、電荷、時間等等）或轉換為另一狀態（例如從HIGH轉換為LOW及從LOW轉換為HIGH）。
已論述的元件、步驟、特徵、目的、益處及優點僅為說明性的。它們或關於它們的論述沒有一個是要用來以任何方式限制保護範圍。亦考慮許多其他實施例。這些實施例包括具有更少、額外及/或不同元件、步驟、特徵、目的、益處及優點的實施例。這些實施例亦包括不同地佈置及/或排序之元件及/或步驟的實施例。例如，可使用雙極型電晶體（例如PNP或NPN）或接面場效電晶體（JFET）而非MOS電晶體。可使用PNP而非NPN，且可使用PMOS而非NMOS。
除另有說明外，所有測量結果、值、分級、位置、數值、尺寸及此說明書中所闡述的其他規格是近似的而非精確的。它們要具有與它們所相關的功能一致且與它們所屬領域中所慣用者一致的合理範圍。
除非上文直接陳述，已經陳述或繪示的內容不要或不應被解讀為將任何元件、步驟、特徵、目標、益處、優點或等效物貢獻給公眾，無論該等元件、步驟、特徵、物體、益處、優點或等效物是否被記載在請求項中。
已於此揭示案中所引用的所有文章、專利、專利申請案及其他出版品係以引用方式併入本文中。
將了解的是，本文中所使用的用語及表述具有如針對此類用語及表述的相對應的各別的調查及研究領域所賦予該等用語及表述的通常意義，除非本文中已另有闡述特定的意義。在不一定需要或不暗示實體或動作間之任何實際關係或順序的情況下，關係性用詞例如「第一」及「第二」等等可僅用以相對於一個實體或動作區隔另一實體或動作。用詞「包括（comprises）」、「包括（comprising）」及其任何其他變化當在說明書或請求項中與構件列表連接使用時，是要指示該列表不是排他性的，且可包括其他構件。類似地，開頭為「一（a）」或「一（an）」的構件在沒有進一步限制的情況下並不排除相同類型之額外構件的存在。
本揭示案的摘要被提供為允許讀者快速確定本技術揭示的本質。是在了解不將摘要用於解讀或限制請求項的範圍或意義的情況下提出該摘要。此外，在上述的實施方式中，可看到的是，各種特徵是為了使本揭示案流暢的目的而在各種實施例中被群集在一起。此揭示方法不要被解讀為反映所主張的實施例需要比明確記載在各請求項中的特徵還要更多的特徵的意圖。反而，如以下的請求項所反映的，具有進步性的標的的特徵少於單一揭露的實施例的所有特徵。因此，以下的請求項特此併進實施方式中，其中各請求項獨立地作為單獨主張的標的。
100‧‧‧切換式電容轉換器電路
102‧‧‧輸入電壓
104‧‧‧飛行電容
106‧‧‧電晶體
108‧‧‧電晶體
110‧‧‧電晶體
112‧‧‧電晶體
114‧‧‧輸出電容
116‧‧‧負載
130‧‧‧湧入電流
132‧‧‧減幅振盪
201‧‧‧切換式電容轉換器電路
202‧‧‧輸入電壓
204‧‧‧飛行電容
206‧‧‧電晶體
208‧‧‧電晶體
210‧‧‧電晶體
212‧‧‧電晶體
214‧‧‧輸出電容
228‧‧‧節點
230‧‧‧預平衡電路
232‧‧‧比較器
234‧‧‧遲滯電壓源
236‧‧‧遲滯電壓源
238‧‧‧比較器
242‧‧‧第一電阻構件
244‧‧‧節點
246‧‧‧第二電阻構件
252‧‧‧比較器
254‧‧‧遲滯電壓源
256‧‧‧遲滯電壓源
258‧‧‧比較器
260‧‧‧電流源
262‧‧‧電流源
264‧‧‧電流源
301‧‧‧切換式電容轉換器電路
302‧‧‧輸入電壓
304‧‧‧飛行電容
306‧‧‧電晶體
308‧‧‧電晶體
310‧‧‧電晶體
312‧‧‧電晶體
314‧‧‧輸出電容
328‧‧‧節點
330‧‧‧預平衡電路
332‧‧‧比較器
334‧‧‧遲滯電壓源
336‧‧‧遲滯電壓源
338‧‧‧比較器
342‧‧‧第一電阻構件
344‧‧‧節點
346‧‧‧第二電阻構件
360‧‧‧電流源
370‧‧‧可選電容
400A‧‧‧架構
400B‧‧‧架構
404‧‧‧可選電容
406‧‧‧電晶體
408‧‧‧電晶體
410‧‧‧電晶體
412‧‧‧電晶體
414‧‧‧飛行電容
416‧‧‧N型通道金屬氧化物場效電晶體（NFET）
418‧‧‧輸入電壓
420‧‧‧電阻
422‧‧‧電容
424‧‧‧輸入電容
428‧‧‧輸出電容
470‧‧‧輸出電容
472‧‧‧輸入電容
474‧‧‧電晶體QD
476‧‧‧電阻構件
480‧‧‧電容
480A‧‧‧預平衡電路
480B‧‧‧預平衡電路
482‧‧‧電流源
484‧‧‧比較器
485‧‧‧第一遲滯電壓
486‧‧‧賦能訊號
487‧‧‧第二遲滯電壓
488‧‧‧反相器
490‧‧‧比較器
492‧‧‧電流源
500‧‧‧時序圖
502‧‧‧波形
504‧‧‧波形
506‧‧‧波形
600‧‧‧電路
602‧‧‧輸入電壓
604‧‧‧輸出電壓
606‧‧‧線性穩壓器
608‧‧‧電壓節點
612‧‧‧單向通行電路
614‧‧‧單向通行電路
616‧‧‧單向通行電路
618‧‧‧電容
620‧‧‧電容
622‧‧‧電容
624‧‧‧電晶體
626‧‧‧驅動器
628‧‧‧電晶體
630‧‧‧驅動器
632‧‧‧電晶體
634‧‧‧驅動器
636‧‧‧驅動器
638‧‧‧電晶體
710‧‧‧波形
712‧‧‧時間點
720‧‧‧波形
722‧‧‧時間點
730‧‧‧波形
732‧‧‧時間點
740‧‧‧波形
742‧‧‧時間點
800‧‧‧狄克遜電荷泵
900‧‧‧架構
901‧‧‧切換式電容轉換器電路
930‧‧‧預平衡電路
962‧‧‧反饋及控制電路
964‧‧‧輸出電容
968‧‧‧電感
970‧‧‧電容
972‧‧‧電阻構件
974‧‧‧電阻構件
980‧‧‧節點
繪圖係屬於說明性實施例。它們並不繪示所有實施例。可附加性地或替代性地使用其他實施例。可能是清楚的或不必要的細節可被忽略以節省空間或以供更有效地進行說明。可在有額外元件或步驟及/或沒有所繪示之所有元件或步驟的情況下實行某些實施例。當相同的標號出現在不同的繪圖中時，其指相同的或類似的元件或步驟。
圖1A繪示傳統的切換式電容轉換器電路。
圖1B繪示圖1A之電路之電晶體的示例閘極驅動器輸入波形。
圖1C繪示圖1A之電路之啟動期間的示例波形。
圖2為與說明性實施例一致之耦合至預平衡電路的切換式電容轉換器電路。
圖3為與另一說明性實施例一致之耦合至預平衡電路的切換式電容轉換器電路。
圖4A為與說明性實施例一致之被配置為乘法器的切換式電容轉換器電路，該切換式電容轉換器電路耦合至預平衡電路。
圖4B為與說明性實施例一致之被配置為除法器的切換式電容轉換器電路，該切換式電容轉換器電路耦合至預平衡電路。
圖5為圖4A之切換式電容轉換器電路的示例時序圖。
圖6繪示與示例性實施例一致之切換式電容轉換器電路之開關的控制。
圖7為圖6之切換式電容轉換器電路之驅動器的示例時序圖。
圖8繪示使用浮動驅動器概念的示例狄克遜電荷泵（Dickson charge pump）。
圖9為與說明性實施例一致之耦合至預平衡電路的具有降壓佈局（buck topology）的切換式電容轉換器電路。
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國外寄存資訊 (請依寄存國家、機構、日期、號碼順序註記) 無

Claims (20)

  1. 一種用於預先平衡一切換式電容轉換器的電路，包括： 一第一比較器，包括： 一正輸入，被配置為接收跨一輸出電容的一電壓； 一負輸入，被配置為接收一第一遲滯電壓； 一賦能輸入，用以接收一賦能訊號；及 一輸出，耦合至一第一電流源； 一第二比較器，包括： 一正輸入，被配置為接收跨該切換式電容轉換器之一輸入電容的一電壓； 一負輸入，被配置為接收一第二遲滯電壓； 一賦能輸入，用以接收該賦能訊號；及 一輸出，耦合至一第二電流源，其中： 該第一電流源耦合在該輸出電容及GND之間，且被配置為在決定跨該輸出電容的該電壓是在由該第一遲滯電壓所提供的一容差以上之後將該輸出電容放電，及 該第二電流源耦合在該輸入電容及GND之間，且被配置為在決定跨該輸入電容的該電壓是在由該第二遲滯電壓所提供的一容差以上之後將該輸入電容放電。
  2. 如請求項1所述之電路，其中該第一及第二遲滯電壓在數值上是相等的。
  3. 如請求項1所述之電路，其中該切換式電容轉換器被配置為一乘法器。
  4. 如請求項1所述之電路，更包括：一開關，耦合在該第二電流源及該切換式電容轉換器的一輸入之間。
  5. 如請求項4所述之電路，其中該開關為具有耦合至該賦能訊號之一閘極的一電晶體。
  6. 如請求項5所述之電路，其中該電晶體為一N通道金屬氧化物場效電晶體（NFET）。
  7. 如請求項5所述之電路，更包括：一反相器，耦合在該第一及第二比較器的該等賦能輸入及該開關的該閘極之間，使得該開關在一預平衡狀態期間在該第一及第二比較器啟用時關閉，且使得該開關在該預平衡狀態之後在該第一及第二比較器停用時導通。
  8. 如請求項5所述之電路，更包括： 一第三電容，耦合在該開關的該閘極及接地之間；及 一電阻構件，耦合在該開關的該閘極及該賦能訊號之間。
  9. 如請求項8所述之電路，其中該第三電容及該電阻構件提供了用以導通該開關的一時間常數，使得在該切換式電容的該輸入及該輸入電容之間產生一路徑以提供一勻變的電壓。
  10. 如請求項9所述之電路，其中由該第三電容及該電阻構件所產生的該時間常數在一預平衡階段已完成之後提供一軟啟動。
  11. 如請求項1所述之電路，其中該賦能訊號用以在該切換式電容轉換器的該輸入處產生一斜波電壓。
  12. 如請求項1所述之電路，其中該切換式電容轉換器包括： 該輸入電容； 該輸出電容； 四個開關，串聯耦合在該輸出電容及GND之間；及 一飛行電容，耦合在該四個開關之一第一開關的一汲極及該四個開關之該第三開關的一源極之間，其中該四個開關之該第三開關的一汲極及該四個開關之該第二開關的一源極耦合至該第二電流源。
  13. 如請求項12所述之電路，其中該飛行電容是透過串聯耦合之該四個開關之該第一開關到該第三開關之各個汲極到源極之間的該等有效內接二極體來放電的。
  14. 如請求項12所述之電路，更包括：一第三電容，耦合在該輸入電容及該輸出電容之間。
  15. 一種預先平衡一切換式電容轉換器的方法，該切換式電容轉換器具有串聯耦合的複數個開關、一輸入電容、一輸出電容及一飛行電容，該方法包括以下步驟： 將跨該輸出電容的一電壓與一第一遲滯電壓進行比較； 在決定跨該輸出電容的該電壓是在由該第一遲滯電壓所提供的一容差以上之後，透過一第一電流源將該輸出電容放電； 將跨該輸入電容的一電壓與一第二遲滯電壓進行比較；及 在決定跨該輸入電容的該電壓是在由該第二遲滯電壓所提供的一容差以上之後，透過一第二電流源將該輸入電容放電。
  16. 如請求項15所述之方法，其中該第一及第二遲滯電壓在數值上是相等的。
  17. 如請求項15所述之方法，更包括以下步驟：將該切換式電容轉換器的一輸入及該切換式電容轉換器的該輸入電容之間的一通行開關在預平衡步驟期間保持關閉且在預平衡步驟之後保持導通。
  18. 如請求項17所述之方法，更包括以下步驟：在完成該預平衡步驟之後，針對該切換式電容轉換器提供一軟啟動。
  19. 如請求項17所述之方法，其中針對該切換式電容轉換器提供一軟啟動的步驟包括：基於由耦合至該通行開關之一閘極的一電容及電阻構件所提供的一預定時間常數來導通該通行開關，使得在該輸入節點及該輸入電容之間產生一路徑。
  20. 如請求項15所述之方法，更包括以下步驟：透過串聯耦合之該複數個開關之第一開關到第三開關的各個汲極到源極之間的一有效內接二極體將該飛行電容放電。
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