DE1127396B

DE1127396B - Transistorimpulsverstaerker mit Wechselstrom-Eingangskopplung und stabilisiertem Ausgangsbezugspegel

Info

Publication number: DE1127396B
Application number: DEN14815A
Authority: DE
Inventors: Arie Ferdinand Verkruissen
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1957-03-21
Filing date: 1958-03-18
Publication date: 1962-04-12
Also published as: US3061793A; DE1127396C2; GB890836A; NL112035C

Description

DEUTSCHES

INTERNAT. KL. H 03 k

N14815VIIIa/21a^J

ANMELDETAG:

BEKANNTMACHUNG DER ANMELDUNG UNDAUSGABE DER AUSLEGESCHRIFT:

18. MARZ 1958

12. A P RIL 1962

Bei der Verstärkung von Signalen mit einer Gleichstromkomponente, ζ. B. von einer Reihe von Impulsen mit gleicher oder mit einer vorherrschenden Polarität oder von Fernsehbildsignalen, tritt die Schwierigkeit auf, daß bei der Anwendung einer Wechselstrom-Eingangskopplung der dem Bezugspegel entsprechende Arbeitspunkt des Verstärkerelementes sich je nach der Beschaffenheit des Signals, z. B. in Übereinstimmung mit der Wiederholungsfrequenz, der Amplitude und der Breite der zu verstärkenden Eingangsimpulse, ändert.

Diese Änderung ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß der angewandte Transformator oder die Widerstands-Kapazitäts-Eingangskopplung die Gleichstromkomponente des Eingangssignal nicht überträgt.

Der Bezugspegel entspricht einem bestimmten Pegel der ausgesandten Energie. Bei der Bildübertragung wird dieser Pegel zur Übertragung einer Information benutzt; je nach dem Fernsehsystem bedingt er z. B. den Schwarz- oder den Weißpegel und somit die jedem bestimmten Energiepegel entsprechende Helligkeit.

Bei der Verstärkung von Impulsen werden diese, sofern sie nicht amplitudenmoduliert sind, meistens durch Scheitelbegrenzung abgeschnitten, um auf diese Weise den größten Teil der Energie etwaiger kurzer Störimpulse zu vernichten. Unter diesen Umständen kann eine Verschiebung des Bezugspegels eine Verringerung der Amplitude bestimmter Ausgangsimpulse hervorrufen. In beiden beispielsweise aufgeführten Fällen ist es demnach erwünscht, den Bezugspegel praktisch konstant zu halten. Bei Röhrenschaltungen wird dies durch Gleichrichtung erzielt, z. B. mittels einer vorgespannten oder nicht vorgespannten Diode, die einen Kurzschluß für alle den Bezugspegel unter- oder überschreitenden Eingangsspannungen bildet.

Bei Transistorverstärkern ist diese Lösung nicht befriedigend, da die Eingangsimpedanz eines Transistors mit geerdeter Emitterelektrode und in noch größerem Maße die eines Transistors mit geerdeter Basiselektrode verhältnismäßig niedrig ist. Der Kurzschluß mittels einer Diode ist nicht zweckmäßig, da der Durchlaßwiderstand der zur Verfügung stehenden Dioden größer ist als der Widerstand der Emitter-Basis-Elektodenstrecke des Verstärkertransistors oder mit diesem Widerstand vergleichbar ist. Die Aufnahme eines Reihenwiderstandes zwischen einer der Elektroden der Dioden und der Steuerelektrode des Transistors verringert den Steuerstrom und somit die Empfindlichkeit des Verstärkers, so daß dies keine Verbesserung herbeiführt.

Transistorimpulsverstärker

mit Wechselstrom-Eingangskopplung

und stabilisiertem Ausgangsbezugspegel

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven (Niederlande)

Vertreter: Dipl.-Ing. K. Lengner, Patentanwalt, Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Beanspruchte Priorität: Niederlande vom 21. März 1957 (Nr. 215 602)

Arie Ferdinand Verkruissen, Eindhoven

(Niederlande), ist als Erfinder genannt worden

Die Erfindung bezweckt, diese Schwierigkeit zu beseitigen und einen Transistorverstärker mit Wechselstrom-Eingangskopplung und stabilisiertem Ausgangsbezugspegels zu schaffen.

Der Transistorimpulsverstärker nach der Erfindung hat das Merkmal, daß der Basis-Emitter-Kreis des Transistors von wenigstens der letzten Verstärkerstufe eine Impedanz enthält, über der mittels eines Gleichrichters eine dem Signalübertragungskreis über diesen Transistor entnommene Signalspannung eine solche Spannung erzeugt, daß die effektive Vorspannung zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode, unabhängig von der Form, der Frequenz und der Amplitude des Signals, praktisch konstant bleibt, so daß das Ausgangs-Bezugspotential von der Form, der Frequenz und der Amplitude des Signals ebenfalls unabhängig ist.

Diese Maßnahme wird vorzugsweise bei einem Verstärkertransistor mit geerdeter Basiselektrode angewendet, wobei diese Basiselektrode über die erwähnte Impedanz mit Erde verbunden ist.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert, in der

Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines gewöhnlichen Transistorverstärkers mit Wechselstromeingangskopplung zeigt;

209 559/349

Fig. 2 zeigt ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Verstärkers nach der Erfindung;

Fig. 3 bis 6 zeigen schematisch vier verschiedene Ausführungsbeispiele von Verstärkern nach der Erfindung.

Der in Fig. 1 dargestellte gewöhnliche Transistorverstärker enthält einen p-n-p-Transistor 1 in geerdeter Basisschaltung, der über einen Eingangstransformator 2 zwischen Emitter und Basis gesteuert

Elektrode wird auf diese Weise festgehalten, während die zu übertragenden Impulse den Gleichrichter sperren und somit die Röhre steuern können. Grundsätzlich kann dies auch bei einem Transistorverstär-5 ker durchgeführt werden. Die Maßnahme ist dann jedoch nicht wirksam, da die Eingangsimpedanz des Transistors verhältnismäßig gering ist. Die Eingangsimpedanz des Transistors 1 der Fig. 1 ist z. B. kleiner als die Durchlaßimpedanz einer gestrichelt angedeu-

wird. Der Kollektorkreis dieses Transistors enthält io teten Diode 7. Auch die Eingangsimpedanz eines einen Belastungswiderstand 3 und eine Spannungs- Transistors in geerdeter Emitterschaltung ist noch zu quelle 4, welche die Kollektorelektrode des Transistors über den Widerstand 3 in der Sperrichtung

vorspannt. Die Primär- und Sekundärwicklungen des

gering, um eine gute Wirkung der das Eingangsbezugspotential stabilisierenden Diode 7 zu gewährleisten. Außerdem ist es bekannt, daß Transistoren Transformators 2 sind einseitig geerdet, ebenso wie 15 mit geerdeter Emitterelektrode sich weniger gut zum die Basis des Transistors 1 und eine der Ausgangs- Verstärken verhältnismäßig hoher Frequenzen und klemmen 5 der Verstärkers. Die andere Ausgangs- von Impulsen mit steilen Flanken und mit verhältnisklemme ist mittels eines Kondensators 6 mit der mäßig hoher Wiederholungsfrequenz geeignet sind Kollektorelektrode des Transistors gekoppelt. als Transistoren mit geerdeter Basiselektrode. Für

Die obere Zeile des Diagramms von Fig. 2 stellt 20 solche Anwendungen wird somit die Schaltung mit die Eingangsspannung V₁ über der Primärwicklung geerdeter Basiselektrode im allgemeinen bevorzugt, des Transformators 2 dar. Diese Eingangsspannung
besteht aus einer Reihe positiver Impulse bestimmter
Breite S und aus einem letzten positiven Impuls

doppelter Breite 25. Diese Impulse werden vom 25 welcher Transistor ähnlich wie der Transistor der Transformator 2, wie dies auf der dritten Zeile der Schaltung nach Fig. 1 über einen Eingangstransfor-Fig. 2 angedeutet ist, übertragen. Die Gleichstromkomponente des Eingangssignals V₁ geht dabei verloren, und es ist ersichtlich, daß der Wert der Ein-

Das erste Ausführungsbeispiel des Verstärkers nach der Erfindung, das in Fig. 3 dargestellt ist, enthält einen Transistor 1 in geerdeter Basisschaltung,

mator 2 gesteuert wird. Der Ausgangskreis dieses Transistors enthält jedoch parallel mit dem Belastungswiderstand 3 und der Quelle 4 von Rück-

Der Gleichrichter 11 ist derart geschaltet, daß er für Spannungen an der Anzapfung durchlässig ist, die in bezug auf die Basisspannung negativ sind.

Über dem unteren Teil des Widerstandes 17 werden Spannungsimpulse erzeugt, die eine Amplitude proportional mit der der Ausgangsimpulse zwischen den Klemmen 5 besitzen. Die negativen, den Impulsintervallen entsprechenden Impulse werden durch den

gangsspannung V_e zwischen Emitter und Basis des 30 wärtsspannung einen Spannungsteiler, der aus einem Transistors, welcher Wert dem Intervall zwischen angezapften Widerstand 17 und einem Trennkondenzwei aufeinanderfolgenden Impulsen entspricht, nicht satorlö besteht. Die Basiselektrode des Transistors 1 konstant bleibt. Dieses Bezugspotential F_eo nimmt ist nicht direkt geerdet, sondern über einen Kondenbei gleichbleibendem Intervall zwischen den Impulsen sator 13, der durch einen Entladungswiderstand 18 und bei konstanter Impulsbreite mit der Zeit zunächst 35 überbrückt ist, und sie ist über einen Gleichrichter 11 verhältnismäßig stark und dann allmählich langsamer an die Anzapfung des Widerstandes 17 angeschlossen, ab, annähernd gemäß einer Exponentialfunktion.
Der letzte breite Impuls bewerkstelligt eine weitere
Abnahme des Bezugspotentials, das nach Beendigung
der Impulsreihe langsam wieder bis zu dem Ursprung- 40
liehen Wert zunimmt, wie auf der zweiten Zeile der
Fig. 2 angedeutet.

Der Ausgangsstrom I_c und die Ausgangsspannung V₀, die auf der vierten Zeile der Fig. 2 dargestellt

sind, folgen diesen Änderungen. Auf dieser Zeile ist 45 Gleichrichter ίϊ gleichgerichtet und laden den auch der dem Eingangsbezugspegel entsprechende Kondensator 13 auf. Durch Wahl des Verhältnisses Ausgangsbezugspegel V_c0 in bezug auf den Span- zwischen den zwei Teilen des Widerstandes 17 kann nungspegel V_s der Quelle 4 dargestellt. Es ist ersieht- erreicht werden, daß die Änderungen des Bezugslich, daß die Impulse mit einem veränderlichen potentials der Emitterelektrode des Transistors durch Bezugspegel übertragen werden. Um regelmäßige Im- 50 Änderungen in der gleichen Richtung des Bezugspulse mit konstanter Amplitude und mit einem kon- potentials der Basiselektrode dieses Transistors anstanten Ausgangspotentialpegel zu erzielen, müßte nähernd ausgeglichen werden. Dieser als Spannungsman die Spannungsimpulse der vierten Zeile der teiler wirkende Widerstand muß derart angezapft Fig. 2 auf einen verhältnismäßig niedrigen Pegel V_k sein, daß die mit der Amplitude der negativen Teile durch Seheitelbegrenzung abschneiden und außerdem 55 des Signals V_e (Zeile 3 der Fig. 2) zusammeneinen konstanten Ausgangspotentialpegel V_a wieder hängende gleichgerichtete Spannung am Kondensator einführen. Dies ist öfters nicht erwünscht, erstens, 13 so genau wie möglich gleich dem Emitter-Bezugsweil dies verhältnismäßig verwickelte Schaltungen er- potential V_e0 (Zeile 2 der Fig. 2) bleibt. Der Ausfordert, wobei außerdem die Amplitude der Aus- gangsruhestrom und das Bezugspotential des Kollekgangsimpulse stark herabgesetzt wird, und zweitens, 60 tors des Transistors 1 werden auf diese Weise weil dabei eine gegebenenfalls durch die Amplitude stabilisiert und bleiben dann praktisch konstant, undesSignals zu Übertragendeinformation verlorengeht. abhängig von der Form, der Frequenz und der Am-

Die soeben geschilderte Schwierigkeit wird bei plitude des Signals, z. B. der Impulse. Diese ange-Röhrenschaltungen mittels Gleichrichtung beseitigt. näherte Kompensation ist ersichtlich durch Vergleich Ein in der Rückwärtsrichtung vorgespannter oder 65 der fünften Zeile der Fig. 2, welche die Änderung des nicht vorgespannter Gleichrichter wird dabei zwi- Basispotentials V_b bei vollständiger Kompensation sehen der Steuerelektrode der Röhre und deren darstellt, und der siebenten Zeile derselben Figur, Kathode eingeschaltet. Das Bezugspotential dieser welche die Änderungen des Basispotentials F₀₁ eines

i 1 ^ / J3O

Verstärkers nach Fig. 3 darstellt. Der verbleibende Unterschied zwischen F₀ (Zeile 5) und F₆₁ (Zeile 7) läßt sich dadurch erklären, daß der Kondensator 13 am Ende jedes Impulses über einen verhältnismäßig niedrigen Widerstand (oberer Teil von 17) exponential aufgeladen wird und sich am Ende jedes Impulsintervalls und während des darauffolgenden Impulses über den verhältnismäßig hohen Widerstand 18 entladet. Bei vollständiger Kompensation würde der Verstärker ein Signal F/ liefern, das auf der sechsten Zeile der Fig. 2 angedeutet ist, während bei der geschilderten, angenäherten Kompensation ein Ausgangssignal erzeugt wird, das auf derselben Zeile der Fig. 2 durch V'_cX bezeichnet ist.

Es ist sofort ersichtlich, daß die Kompensation bei Umwechslung der Polarität des Signals, das dem Gleichrichter 11 zugeführt wird, besser wäre. Die Kompensation würde dann mit dem ersten Impuls anfangen und nicht erst mit dem ersten Impulsintervall, und die Scheitel der Impulse sowohl wie die Änderung der Signalspannung während der Impulsintervalle, oder der »Böden« der Impulsintervalle, würden dann auch in der richtigen Richtung korrigiert werden.

Beim zweiten Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 wird dieser Polaritätswechsel mittels eines Ausgangstransformators 9 herbeigeführt. Der Eingangskreis dieses Verstärkers enthält einen Kopplungskondensator 14 und einen Ableitwiderstand 15, der zwischen Emitterelektrode und Erde eingeschaltet ist. Der Ausgangskreis enthält die Primärwicklung 8 des Transformators 9 in Reihe mit der Speisequelle 4. Der Transformator 9 hat eine erste Sekundärwicklung 10, die an die Ausgangsklemmen 5 angeschlossen ist, und eine zweite Sekundärwicklung 12, von der eine der Klemmen geerdet und die andere mit der Kathode der Diode 11 verbunden ist.

Die Anzahl der Windungen der Wicklung 12 ist derart gewählt, daß die Amplitude der Signalspannung über dieser Wicklung gleich der der Eingangsspannung über dem Widerstand 15 oder etwas größer als diese ist. Während der positiven Eingangsimpulse wird der Kondensator 13 über die Diode 11 schnell auf ein negatives Potential aufgeladen, dessen Wert dem mittleren Wert der Ausgangsspannung V₁ entspricht. Während der Impulsintervalle entlädt sich dieser Kondensator über den parallel zur Diode 11 geschalteten Widerstand 18. Ist die Zeitkonstante des zwischen Basiselektrode und Erde eingeschalteten Kreises gleich der des aus dem Kondensator 14 und dem Widerstand 15 parallel mit dem Eingangswiderstand r_it des Transistors 1, in der Rückwärtsrichtung gemessen, bestehenden Eingangskreises, so werden die flachen Eingangsimpulse (F,-, erste Zeile der Fig. 2) ohne Verzerrung wiedergegeben. Die Scheitel der Impulse werden jedoch infolge der schnellen Aufladung des Kondensators 13 noch etwas verzerrt; ihre Vorderflanke wird abgerundet, was bei FJ₂ auf der sechsten Zeile der Fig. 2 angedeutet ist. Dies kann dadurch vermieden werden, daß ein Widerstand 19 in Reihe mit der Wicklung 12 geschaltet wird. Dieser Widerstand soll derart gewählt werden, daß die Aufladezeitkonstante des Kondensators 13 gleich der Zeitkonstante des Eingangskreises 14, 15, r_iv wird, wobei r_iv in der Vorwärtsrichtung gemessen ist. Die resultierende Kompensationsspannung F₆₃ ist auf der letzten Zeile der Fig. 2 dargestellt.

Indem der Widerstand 18 nicht dem Kondensator 13, sondern der Diode 11 parallel geschaltet wird, wird eine bessere Linearität der »Entladungssegmente« der Kurve, welche die Änderungen der Basisspannung darstellt, erzielt: die Entladung erfolgt dann mit einer größeren Zeitkonstante, jedoch bei einem größeren Spannungsunterschied. Außerdem wird über die Widerstände 18 und 19 eine gewisse Spannungsrückkopplung bei den niedrigeren Frequenzen herbeigeführt. Diese Maßnahme könnte auch bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 durchgeführt werden, wobei über den Widerstand 18 eine Gegenkopplung in bezug auf die niedrigeren Frequenzen stattfinden würde.

Es soll noch darauf hingewiesen werden, daß im Falle einer Widerstands-Kapazitäts-Eingangskopplung nach Fig. 4 die Zeitkonstante des Eingangskreises

'14

während der Impulse kleiner ist als während der Impulsintervalle, so daß die Gleichheitsbedingungen zwischen der Auf- bzw. Entladezeitkonstante des Basiskreises und dem entsprechenden Wert der Zeitkonstante des Eingangskreises erfüllt werden können:

^13 * #19 ~~

' ^R

it _

#15 + #«

'13

+ R₁₃).

Bei einer Transformator-Eingangskopplung nach Fig. 3 wäre dies nicht der Fall, da die Zeitkonstante

^s2 eines solchen Eingangskreises während der Im-

pulse größer ist als während der Impulsintervalle. Dabei bezeichnet L_S2 die Induktanz des Transformators 2, von dem Emitter-Erde-Kreis des Transistors her gesehen.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ist dem nach Fig. 4 sehr ähnlich, mit Ausnahme der Tatsache, daß die Kompensationsspannung durch Gleichrichtung der Eingangsspannung gewonnen wird. Der Eingangskreis dieses Ausführungsbeispiels besteht wieder aus einem Eingangstransformator 2. Die Sekundärwicklung dieses Transformators ist mit einer geerdeten Anzapfung versehen, so daß ein oberer Teil 20 dieser Wicklung zur Steuerung des Transistors 1 dient, während der andere Teil 21 mit der Reihenschaltung der Diode 11 und des Widerstandes 19 verbunden ist.

Die Wirkungsweise dieses dritten Ausführungsbeispiels entspricht vollkommen der des Verstärkers nach Fig. 4. Es liegt hier jedoch eine Art von Vorwärtsregelung vor, wobei das erforderliche Verhältnis zwischen den Windungszahlen der Teile 20 und 21 der Sekundärwicklung des Transformators 2 unabhängig ist von der Verstärkung der Verstärkerstufe mit dem Transistor 1.
Der Widerstand 18 ist wieder parallel zu dem Kondensator 13 geschaltet, so daß für das erwähnte Verhältnis die durch die Widerstände 18 und 19 herbeigeführte Spannungsteilung berücksichtigt werden muß. Bei passender Wahl dieses Verhältnisses

müssen nur die Auflade- und Entladezeitkonstanten C_1Q -R₁ a kleiner sein als die Zeit-

C₁₃ · i?₁₉ bzw.
konstanten

^V18

Hv

bzw.

nt

Stromänderung durch die Wicklung 8' induziert eine Spannung an den Klemmen der Wicklung 10', wodurch die Basiselektrode des Transistors 1 auch nach Beendigung des Eingangsimpulses in der Vorwärts-5 richtung polarisiert bleibt. Der Strom durch die Wicklung 8' nimmt somit nach wie vor zu, bis er den Sättigungswert des Kollektorstromes des Transistors 1 erreicht hat. Dieser Sättigungswert wird unter anderem durch die Widerstände 24 und 25 bedingt.

des Eingangskreises und diesen Zeitkonstanten annähernd gleich sein.

Das vierte Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 enthält

zwei Transistorstufen, von denen die zweite als Sperr- io Sobald dieser Wert erreicht ist und der Strom durch oszillator geschaltet ist, wobei das Bezugspotential die Wicklung 8' nicht länger zunehmen kann, wird der Eingangselektrode auf die an Hand der Fig. 3,4 keine Spannung mehr an den Klemmen der Wicklung und 5 geschilderte Weise stabilisiert wird. Dank 10'induziert, so daß das Potential der Basiselektrode dieser Maßnahme liefert der Verstärker praktisch des Transistors 1 sich auf einen durch die Ladung rechteckige Impulse mit einer Amplitude, die prak- 15 des Kondensators 13 über den Gleichrichter 11 betisch unabhängig von dem Impulsintervall ist. dingten Bezugswert einstellt. Der Transistor 1 wird Der Verstärker nach Fig. 6 enthält eine erste Stufe dann wieder gesperrt, da seine Basiselektrode jedenmit einem Transistor 31 in geerdeter Kollektor- falls maximal auf demselben negativen Potential wie schaltung, dessen Basiselektrode über einen Konden- seine Emitterelektrode Hegt, und der Strom durch sator 32 mit einer der Eingangsklemmen gekoppelt 20 den Kollektorkreis wird plötzlich unterbrochen,
und über einen Ableitwiderstand 33 mit Erde und Das Ruhe-oder Bezugspotential über dem Kondenmit der zweiten Eingangsklemme verbunden ist. Der sator 13 ändert sich mit der Wiederholungsfrequenz Belastungswiderstand 34 ist in dem Emitterkreis des der Eingangsimpulse oder mit dem Impulsintervall Transistors 31 enthalten, und ein Kopplungskonden- zwischen aufeinanderfolgenden Eingangsimpulsen in sator 14 ist zwischen der Basiselektrode des Tran- 25 der Weise, daß die Amplitude der erzeugten Aussistors 1 der zweiten Stufe und der Emitterelektrode gangsimpulse praktisch konstant und unabhängig vom des Transistors 31 eingeschaltet. Der Emitterkreis Impulsintervall bleibt.

des Transistors 1 enthält einen Widerstand 25, der Die Stromimpulse durch die Wicklung 8' haben

die erneute Sperrung dieses Transistors erleichtert eine Vorderflanke mit einer durch die Induktivität und gewährleistet. Der Kollektorkreis des Tran- 30 dieser Wicklung und durch die Widerstände 24 und sistors 1 enthält die Primärwicklung 8' eines Trans- 25 bedingten Steilheit und eine steile Rückflanke, formators 9' in Reihe mit einem Widerstand 24, der Diese Stromimpulse erzeugen somit praktisch rechteine Begrenzung des Kollektorstromes durch Sätti- winklige Ausgangsspannungsimpulse,
gung herbeiführt. In Reihe mit der Wicklung 8' und Bei den geschilderten Verstärkern bildet der Kon-

dem Widerstand 24 ist die Speisequelle 4 zwischen 35 densator 13 zusammen mit dem Gleichrichter 11 und Erde und der Kollektorelektrode des Transistors 1 mit dem Eigenwiderstand der Signalspannungsquelle geschaltet, und der gemeinsame Punkt der Quelle 4 gegebenenfalls zuzüglich des Widerstandes 19 (Fig. 4 und des Widerstandes 24 ist außerdem unmittelbar und 5) eine Art von Integrationsnetzwerk. Ein entmit der Kollektorelektrode des Transistors 31 ver- sprechendes Netzwerk könnte z. B. auch aus einer bunden. Der Transformator 9' ist ein Rückkopplungs- 40 Reiheninduktivität L zwischen einer Signalspannungstransformator, und seine Sekundärwicklung 10' ist quelle und der Basiselektrode des Transistors 1 oder 1' zwischen der Basiselektrode des Transistors 1 und bestehen, welche Basiselektrode über einen Gleicheinem Kondensator 13 eingeschaltet. Der Konden- richter und einen dazu parallel gelegten Widerstand R sator 13 ist einseitig geerdet und durch einen Wider- mit Erde verbunden wäre. Bei einem solchen LR-standlS überbrückt. Über den Gleichrichter 11 wird 45 Netzwerk könnten allerdings die gewünschten Aufer durch den Teil der Ausgangsspannung aufgeladen, lade- und Entladezeitkonstanten bedenklich hohen der über einem Teil eines Widerstandes 17 auftritt. Werten der Induktivität L und/oder bedenklich nied-Der Widerstand 17 ist zwischen Erde und einem rigen Werten des Widerstandes R und des Eigen-Kondensator 16 eingeschaltet, der andererseits an die Widerstandes der Signalspannungsquelle entsprechen, Kollektorelektrode des Transistors 1 angeschlossen ist, 50 und niedrige Werte des Widerstandes R lassen sich Bei dieser Schaltung ist eine Korrektion der wieder nicht mit einer guten Wirkung des Gleich-Impulsscheitel durch Umkehrung der Polarität der richters vereinigen.

dem Gleichrichter 11 zugeführten Spannung entbehr- Die geschilderten Transistorverstärker sind Impulslich. Die Impulse werden tatsächlich im Rückkopp- verstärker oder Impulsbildner (Fig. 6). Mit Ausnahme lungstransformator 9' gebildet, so daß eine solche 55 des in Fig. 6 dargestellten Verstärkers können sie Umkehrung die Form der Impulse nicht wesentlich jedoch auch zur Verstärkung jedes anderen Signals

mit einer Gleichstromkomponente verwendet werden, z. B. zur Verstärkung eines Bildsignals in einem Fernsehsystem. Die Wirkungsweise ist jedoch leichter 60 an Hand der Verstärkung einer Reihe von Impulsen zu verstehen. Diese Wirkung ist der eines Röhrenverstärkers mit einem mittels' eines Gleichrichters, z. B. mittels einer Paralleldiode festgehaltenen Bezugspotential äquivalent, welche Maßnahme jedoch

Sobald der Transistor 1 entsperrt wird, durchläuft ein 65 nicht ohne weiteres bei einem Transistorverstärker Strom die Primärwicklung 8' des Transformators 9'. erfolgreich angewendet werden kann.
Infolge der Induktivität dieser Wicklung nimmt dieser Bei einer Reihe von in Kaskade geschalteten Ver-

anfangs schwache Strom annähernd linear zu. Die stärkerstufen kann es genügen, das Ausgangsbezugs-

ändern kann. Der Widerstand 18 soll jedoch nicht parallel zu der Diode 11 geschaltet werden, da eine Spannungsgegenkopplung in einem Sperroszillator unerwünscht ist.

Der Transistor 1 ist normalerweise gesperrt, da seine Basis über den Widerstand 18 mit Erde verbunden ist, und er wird durch jeden negativen Impuls an den Eingangsklemmen des Verstärkers entsperrt.

1 i

potential der letzten Stufe auf die geschilderte Weise zu stabilisieren.

Claims

Patentansprüche:

1. Transistorimpulsverstärker mit stabilisiertem Ausgangsbezugspotential, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis-Emitter-Kreis des Transistors von wenigstens der letzten Stufe des Verstärkers eine Impedanz enthält, über der mittels eines Gleichrichters eine dem Signalübertragungskreis über diesen Transistor entnommene Signalspannung eine solche Spannung erzeugt, daß die effektive Vorspannung zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode, unabhängig von der Form, der Frequenz und der Amplitude des Signals, praktisch konstant bleibt, so daß das Ausgangsbezugspotential von der Form, der Frequenz und der Amplitude des Signals ebenfalls unabhängig ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte Impedanz aus einem Kondensator besteht, der mit Hilfe des erwähnten Gleichrichters aufgeladen wird.

3. Verstärker nach Anspruch 2, wobei der Transistor der erwähnten Stufe in geerdeter Basisschaltung angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß diese Basiselektrode über den erwähnten Kondensator geerdet ist.

4. Verstärker nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte Signalspannung mittels eines Transformators dem erwähnten Signalübertragungskreis entnommen wird.

5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte Transformator derart geschaltet ist, daß die Polarität der erwähnten, dem Signalübertragungskreis über den Transistor entnommenen Signalspannung dadurch umgekehrt wird.

6. Verstärker nach Anspruch 1, 2 oder 3 mit einem Ausgangskreis, der mit der Kollektorelektrode des erwähnten Transistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte Signal

10

Spannung mittels eines Widerstands-Kapazitäts-Netzwerkes dem erwähnten Ausgangskreis entnommen wird.

7. Verstärker nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand, über den sich der erwähnte Kondensator entladen kann, am gemeinsamen Punkt des erwähnten Kondensators und des erwähnten Gleichrichters angeschlossen ist.

8. Verstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante des den erwähnten Kondensator und den erwähnten Entladewiderstand enthaltenden Netzwerkes praktisch gleich der des zwischen den Eingangsklemmen des Verstärkers und dem Emitter-Basis-Kreis des erwähnten Transistors eingeschalteten, die Eingangsimpedanz dieses Transistors enthaltenden Netzwerkes ist.

9. Verstärker nach Ansprüchen 5, 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Aufladewiderstand mit dem erwähnten Gleichrichter in Reihe geschaltet ist und daß die betreffenden Werte des erwähnten Kondensators und der erwähnten Auflade- und Entladewiderstände derart gewählt sind, daß die Auflade- und Entladezeitkonstanten des Kondensators kleiner als die zeitlich entsprechenden Werte der Zeitkonstante des Eingangskreises der erwähnten Transistorverstärkerstufe und von derselben Größenordnung wie diese Werte sind.

10. Verstärker nach einem oder mehreren der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte Entladewiderstand parallel zu dem erwähnten Kondensator geschaltet ist.

11. Verstärker nach einem oder mehreren der Ansprüche 4 und 7 bis 9 mit einem Widerstands-Kapazitäts-Eingangskopplungskreis, dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte Entladewiderstand parallel zu dem erwähnten Gleichrichter geschaltet ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Belgische Patentschrift Nr. 515 326;
britische Patentschrift Nr. 680 544.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen