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Elektromagnetische Ablenkvorrichtung Die Erfindung betrifft elektromagnetische
Ablenkschaltungen für Kameras oder Anzeigevorrichtungen bei Fernsehanwendungen und
kann sowohl auf eine vertikale als auch eine horizontale Ablenkung angewendet werden.
Die erfindungsgemäße Anordnung kann aus einzelnen Bauteilen aufgebaut werden; sie
ist Jedoch infolge der verwendeten Schaltungsanordnung und Werte der Bauteile besonders
geeignet für den Aufbau in monolithischer oder hybrider Technik.
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Es gibt mehrere an sich bekannte Verfahren zur Erzeugung einer elektromagnetischen
Ablenkung. Eine übliche Anordnung ist eine Verstärkerausgangsstufe im A-Betrieb,
bei der ein Transformator an die Ablenkspulen gekoppelt ist und üblicherweise eine
Vakuumröhre als aktives Element verwendet wird. Bei Verstärkerstufen im B-Betrieb
ist ein Paar von Leistungsverstärkerstufen erforderlich, und zwar entweder ein Paar
von Leistungstransistoren oder Vakuumröhren, und diese sind ebenfalls bereits in
elektromagnetischen Ablenkanwendungen verwendet worden.
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Ein grundsätzlicher Nachteil von Anordnungen mit A-Verstärkern ist
der relativ niedrige elektrische Wirkungsgrad. Der Hauptnachteil der bekannten Gegentaktanordnungen
im B-Betrieb ist das Erfordernis getrennter positiver und negativer Versorgungsquellen
oder von Wechselspannungskopplungsmethoden zur Erzielung eines abgeglichenen Ausgangs
mit positiver und negativer Ablenkung. Wenn bei Verwendung einer einzelnen Versorgungsquelle
ein abgeglichener Ausgang erwünscht ist, erfordern diese Ablenkschaltungen einen
Åusgangstransformator oder einen Kondensator, und hierdurch wird sowohl die Kompliziertheit
als auch die Größe und das Gewicht der Ablenkschaltung vermehrt.
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Wenn es erwünscht ist, diese Schaltungen für Anordnungen in Festkörperteilen,
besonders in hybrider oder integrierter Form, anzupassen, dann erhält ein neuer
Faktor, nämlich die elektrische Spannung an der Schaltung, größere Bedeutung. Wenn
eine magnetische Ablenkspule durch die Schaltung versorgt wird, ist durch deren
Induktivität eine Mindestversorgungsspannung zur Erzielung einer vorgegebenen Anderungsgeschwindigkeit
des Stroms festgelegt. Während des ansteigenden Teils einer konventionellen Sägezahnkurve
kann diese Spannung gering sein. Während des Rücklaufs sollte Jedoch diese Spannung
hoch sein. Die Strahlrücklaufverhältnisse legen normalerweise die mindestens erforderliche
Versorgungsspannung fest. Wenn man daher eine Gegentaktverstärkeranordnung im B
Betrieb verwendet, dann ist nur die Hälfte der Gesamtspannung verfügbar, um die
Spule in einer
Richtung anzutreiben, wenn der Schaltung die volle
Spannung zugeführt wird. Daher ist der übliche Verstärker im B-Betrieb zwar vom
Standpunkt des elektrischen Wirkungsgrades optimal.
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Vom Standpunkt der elektrischen Spannungs- und Belastungserfordernisse
der Schaltung liegt er Jedoch unterhalb des optimalen Zustandes.
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Die Erfindung liefert eine elektromagnetische Ablenkschaltung, welche
einen Transistorbrückenverstärker verwendet, bei dem die Leistungstransistoren einzeln
für den B-Betrieb vorgespannt sind. Die magnetische Ablenkspule und ein Strommeßwiderstand,
welche zusammen die Ablenkschaltung bilden, sind in Rthe über ein diagonales Paar
der Brückenanschlußpunkte verbunden. Die elektrische Leistung wird der Brücke über
das zweite diagonale Paar von Jhschlußpunkten zugeführt. Die elektrische Leistung
wird aus zwei Quellen zugeführt: einer ersten Quelle, die optimal zur Erzeugung
des ansteigenden Teils der Sägezahnwelle ausgelegt ist und einer zweiten Quelle
mit relativ höherer Spannung als die erste Quelle, welche optimal zur Erzeugung
des Rücklaufteils der Sägezahnwelle ausgelegt ist. Die Ablenkanordnung umfaßt weiterhin
einen Differenzenverstärker am Eingang, der eine Eingangssägezahnwelle mit der tatsächlichen
Wellenform des Ablenkstroms kombiniert, wobei der letztere in Gegenphase (degenerative)
zugeführt wird. Die kombinierten Wellenformen, welche während des Rücklaufs ein
sehr wesentliches Abweichungssignal enthalten, werden dann einem zwischengefügten
Treiberverstärker in geeigneter Polarität zur Ansteuerung der Leistungstransistoren
zugeführt, welche ihrerseits die Amplitude und die Richtung des Stroms in der Ablenkschaltung
steuern. Es ist ein auf den Wert der Betriebsgröße ansprechender Schalter vorgesehen,
der eine Rolle spielt bei dem Ersatz der Hochspannungsquelle für die Niederspannungsquelle,
wenn die Regelabweichungskomponente einen vorgegebenen Wert übersteigt-.
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Geir.äß einem anderen Aspekt der Erfindung ist eine SpannungsrücktcK,tu.ng
vorgesehen zur Ergänzung der Stromrückkopplung zur Line;rqsierung der Verstärkervorrichtung.
Dadurch wird die Regelabweichungskomponente
in dem Stromrückkopplungsnetzwerk
während des ansteigenden Teils der Kurve im Verhältnis zu der Regelabweichungskomponente
während des Rücklaufs verringert.
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Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Diode in Reihe
mit Jeder der beiden Versorgungsquellen vorgesehen, um eine Isolation der ersten
Quelle von der zweiten Quelle zu erhalten und beide Quellen von dem Verbraucher
zu isolieren, wenn während des Rücklaufs durch den Schaltvorgang vorübergehend eine
umgekehrte Spannung an der Brücke vorhanden ist. Diese Isolation gestattet es, daß
die Ablenkspule beim Schalten einen positiven Spannungsimpuls erzeugt, der die Versorgungsspannung
übersteigt und den Rücklauf beschleunigt.
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Fig. 1 ist eine elektrische Darstellung, teilweise in Blockform und
zeigt einen erfindungsgemäßen neuartigen Vertikal-Ablenkverstärker.
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Die Fig. 2a, 2b, 2c, 2d, 2e, 2f und 2g sind Kurvendarstellungen und
zeigen die Wellenformen an verschiedenen Teilen des Vertikal-Ablenkverstärkers zur
Erläuterung der Arbeitsweise des Verstärkers.
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Fig. 3a ist eine elektrische Schaltzeichnung mit Einzelheiten, welche
zusammen mit einer weiteren Schaltzeichnung nach Fig. 3b die elektrischen Schaltungseinzelheiten
einer praktischen Ausführungsform der Erfindung wiedergibt.
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-Insbesondere zeigt die Fig. 3a in Blockform zwei Verstärkermodule,
welche im einzelnen in der zugehörigen Fig. 3b dargestellt sind.
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Gemäß Fig. 1 wird nunmehr eine erste Aus führungs form der Erfindung
anhand einer vereinfachten Bbckschaltzeichnung und der Figuren 3a und 3b beschriebenr
Diese Ausführungsform stellt einen Vertikal-Ablenkverstärker dar, der eine Ausgangswellenform
für Vertikalablenkung erzeugt, welche ein verstärktes Bild einer genauen Sägezahneingangswelle
darstellt, die aus einer
Quelle 10 erhalten wird. Der Verstärker
hat eine degenerative Rückkopplung oder Gegenkopplung und weist andere Maßnahmen
auf, um eine Genauigkeit der Ausgangswellenform zu gewährleisten.
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Er ist ausgelegt für die Herstellung mit Festkörpervorrichtungen als
aktive Vorrichtungen, und zwar entweder als Einzelbauteile oder in integrierter
Form.
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Der Vertikal-Ablenkverstärker nach Fig. 1 hat die folgenden Hauptbestandteile.
Die Signalverstärkungsbestandteile enthalten einen Differenzeneingangsverstärker
11, ein Paar von Differenzenverstärkern 12, 13, ein erstes Paar von nicht umkehrenden
Treiberverstärkern 14, 15, ein zweites Paar von umkehrenden Treiberverstärkern 16,
17 und vier Leistungsverstärker, welche vier ÆN-Transistoren 18, 19, 20 und 21 umfassen.
Die Vertikal-Ablenkspulen, denen die Ablenkspannungen von dem Verstärker zugeführt
werden, sind bei 22 und 23 gezeigt. Sie sind hier dargestellt als ein Paar einzelner
Ablenkspulen, die mit einem in Reihe zwischen ihnen geschalteten Strommeßwiderstand
24 verbunden sind.
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Die Leistung für den Vertikal-Ablenkverstärker wird geliefert durch
eine Niederspannungsquelle 25, eine Hochspannungsquelle 26 mit höherer Spannung
als die erste Quelle 25, einen elektronischen Verstärker 27, dem ein differentieller
Pegeldetektorverstärker 28 zugeordnet ist, um selektiv die Hochspannungsquelle 26
in die Schaltung einzufügen, und für die Isolation vorgesehene Dioden 30 und 31.
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Ein Paar von Konstantstromquellen 32 bzw. 33 liefern den Vorspannungsstrom
für die Treiberverstärker 14 bzw. 15 und stellen die Basisarbeitspunkte der Leistungstransistoren
18, 20 bzw.
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19, 21 ein. Die Konstantstromquelle 32 ist weiterhin mit einer Ein-Aus-Steuerfunktion
ausgestattet, welche von dem äußeren Anschluß der Spule 23 über die Diode 34 erhalten
wird. Die Diode ist so gepolt, daß sie positiv verlaufende Impulse zur Abachaltung
der Quelle 32 durchläßt. Eine Verklammerungsdiode 35 mit geerdeter Anode ist mit
dem äußeren Anschluß der Spule 22 verbunden.
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Die Bauteile für die Verstärkung der Sägezahnwellenform sind in folgender
Weise miteinander verbunden. Die Quelle 10 koppelt eine Sägezahnwellenform 36 auf
einen der beiden Eingangsanschlüsse des Differenzeneingangsverstärkers 11. Der Verstärker
11 hat ein Paar von untereinander komplementären Ausgangsanschlüssen. Ein Ausgangsanschluß
liefert eine nicht umgekehrte Ausgangswellenform 37 und der andere Ausgangsanschluß
liefert eine umgekehrte Ausgangswellenform 38. (Beide Wellenformen zeigen einen
Impuls, der in der Eingangswellenform nicht vorhanden ist.) Der Ausgangsanschluß
des Verstärkers 11 mit der nicht umgekehrten Ausgangswellenform 37 ist auf einen
Eingangsanschluß des Differenzenverstärkers 12 gekoppelt und der Ausgangsanschluß
mit der umgekehrten Ausgangswellenform 38 ist auf einen Eingangsanschluß des Differenzenverstärkers
13 gekoppelt. Die Eingangsanschlüsse der Treiberverstärker 14 und 15 sind beide
an den Ausgangsanschluß des Differenzenverstärkers 12 gekoppelt.
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Die Eingangsanschlüsse des Treiberverstärkers 15 und 17 sind beide
an den Ausgangsanschluß des Differenzenverstärkers 13 gekoppelt. Die Ausgangsanschlüsse
Jedes der Treiberverstärker 14, 15, 16 und 17 sind dann mit einer entsprechenden
Basiselektrode der Leistungstransistoren 18, 19, 20 und 21 der Ansteuerung dieser
Elektrode verbunden.
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Die vier NPN-Leistungstransistoren 18, 19, 20 und 21 sind in der folgenden
Weise zur Bildung einer Brückenschaltung mit Leistungsausgang verbunden, um die
Ablenkspulen 22, 23 anzutreiben.
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Die Kollektoren der Transistoren 18 und 19 sind miteinander verbunden
und bilden einen ersten Verzweigungspunkt der Brücke. Die Emitter der Transistoren
20 und 21 sind verbunden und bilden den entgegengesetzten oder dritten Verzweigungspunkt
der Brücke. Der Emitter des Transistors 18 ist mit dem Kollektor des Transistors
20 verbunden und bildet einen zweiten Verzweigungspunkt der Brücke. Der Emitter
des Transistors 19 ist mit dem Kollektor des Transistors 21 verbunden und bildet
einen vierten Verzweigungspunkt der Brücke (die Rethenfolge der Verzweigungspunkte
ist in Fig. 1 im Gegenuhrzeigersinn dargestellt).
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Die Vertikal-Ablenkspulen 22 und 23 und der Widerstand 24 sind in
Reihe zwischen den zweiten und vierten Verzweigungspunkt der Brücke geschaltet und
erhalten dadurch Ablenkstrom von der Brücke.
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Zur Rückkopplung ist Jeweils ein Anschluß zu Jedem Ende des Widerstandes
24 hergestellt und an die beiden Eingangsanschlüsse des Eingangsdifferenzenverstärkers
11 über ein Paar von Rückkopplungsimpedanzen 39, 40 zurückgeführt. Dies liefert
eine Stromrückkopplung. Die Spannungsrückkopplung ergibt sich durch ein zweites
Paar von Anschlußverbindungen. Die erste Anschluß verbindung ist durchgeführt zwischen
dem zweiten Verzweigungspunkt der Brücke und einem zweiten Eingangsanschluß des
Differenzenverstärkers 12 durch eine Rückkopplungsimpedanz 41. Die zweite Verbindung
ist hergestellt zwischen dem vierten Verzweigungspunkt der Brücke und einem zweiten
Eingangsanschluß des Differenzenverstärkers 13 durch eine Rückkopplungsimpedanz
42.
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Diese Verbindungen ergeben eine Gegenkopplung für Strom und Spannung
zur Erzielung einer Stabilität und Linearität des Verstärkers, wie nachstehend im
einzelnen ausgeführt.
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Die tatsächlich verwendeten Rückkopplungsanordnungen können entweder
durch eine Summierung von Spannung oder Strom für die Ausgangs- und Eingangsgrößen
verwirklicht werden. Da die Regelabweichungssignale eine Gleichkomponente enthalten
können, ist es gewöhnlich bevorzugt, daß die Rückkopplungsnetzwerke auf Gleichspannungsgrößen
ansprechen, um die Arbeitspunkte der Leistungsverstärkerstufen zu stabilisieren.
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Die Leistungstransistorbrücke erhält ihre elektrische Leistung durch
Versorgungsquellen, die an ihrem ersten und dritten Verzweigungspunkt angeschlossen
sind. Der dritte Verzweigungspunkt der Brücke und die Leistungsquellen 25 und 26
sind geerdet. Der positive Ausgangsanschluß der Quelle 25 ist in Reihe über die
Isolationsdiode 31 mit dem ersten Verzweigungspunkt der Brücke verbunden und führt
diesem ein positives Potential zu. Der positive Anschluß der zweiten Quelle 26 ist
an den ersten Anschluß
der Brücke über eine Reihenschaltung angeschlossen,
die aus einem elektronischen Schalter 27 und einer zweiten Isolationsdiode 30 besteht.
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Der Meßverstärker 28 zur Erfassung des differentiellen Pegelwertes
ist an die komplementärenAusgänge des Eingangsverstärkers 11 gekoppelt und liefert
ein Steuersignal an den elektronischen Schalter 27.
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Die Leistungstransistorbrücke ist mit weiteren Einzelheiten in den
Figuren 3a und 3b wiedergegeben. Die Fig. 3b zeigt dabei ein Modul, welches die
Block 12, 14, 16 und die Leistungstransistoren 18 und 20 enthält (General Electric
Company, Type PA 237).
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Die in der Fig. 3b enthaltenen Bezugsziffern beziehen sich auf eine
Hälfte der Brücke und ihre Antriebsschaltung. Für die Gesamtschaltung ist ein zweites
Modul erforderlich, welches identisch ist und den Blöcken 13, 15, 17 und den Leistungstransistoren
19 und 21 entspricht. (Es ist zu beachten, daß die nicht umkehrenden Treibaverstärker
14, 15 Jeweils eine einzelne Transistorstufe darstellen und die umkehrenden Treiberverstärker
16 und 17 Jeweils einen zusätzlichen Transistorverstärker für Phasenumkehr «enthalten.)
Die Verstärkung der Sägezahneingangswellenform 36 geschieht wie folgt. Die Sägezahneingangswellenform
36 wird einem Eingangsanschluß des Eingangsverstärkers 11 zugeführt und dort verstärkt.
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Die nicht umgekehrte Ausgangswellenform 37 wird dem Differenzenverstärker
12 zugeführt, welcher ein erneut verstärktes Signal an die Treiberverstärker 14
und 16 liefert. Da die Ausgangssignale der Treiberverstärker 14 und 16 untereinander
umgekehrt sind, werden die Transistoren 18 und 20 entgegengesetzt angesteuert und
abwechselnd eingeschaltet, wie es für eine Gegentaktverstärkerkombination typisch
ist. Das umgekehrte Ausgangssignal 38 vom Eingangsverstärker 11 wird dem Differenzenverstärker
13 zugeführt, welcher dn wieder verstErkes Signal dem Treiberverstärker 15 und 17
zuführt. Da die Ausgangssignale der
Treiberverstärker untereinander
umgekehrt sind, führen die Leistungstransistoren 19 und 20 ebenfalls abwechselnd
Strom,wie es typisch für einen Gegentaktverstärker ist. Es werden daher solche Eingangstreiberanschlüsse
an den Brückentransistoren hergestellt, daß beim Ansteuern eines Paars (eines Diagonalpaars
18 und 21) durch die nicht umgekehrte Wellenform das andere Paar (das diagonale
Paar 19, 20) durch die umgekehrte Wellenform angesteuert wird. Bei diesen vorstehenden
Verhältnissen der Treiberspannungen am Eingang führen die Leistungstransistoren
Jeweils in Diagonalpaaren Strom wobei ein diagonales Paar im Wechsel mit dem anderen
diagonalen Paar Strom führt. Die bevorzugte Arbeitsweise besteht darin, daß die
Umschaltung zwischen diagonalen Paaren in der Nähe des Nulldurchgangs des Stroms
auf der Achse der Sägezahnstromwellenform nach der allgemeinen Darstellung in Fig.
2a erfolgt.
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In Fig. 2a ist die nicht umgekehrte Sägezahnstromwelle (51, 52, 53,
54) für die vertikale Ablenkung idealisiert dargestellt. Es ist ersichtlich, daß
sie aus einem ansteigenden Teil mit positiver Steigung und langer Dauer besteht,
welcher mit 51 und 52 bezeichnet ist und auf die ein steiler Rücklaufteil 53, 54
mit kurzer Dauer und steiler negativer Steigung folgt. Die Stromachse der Wellenform
für den Strom O ist bei 55 gezeigt. Für den Getrieb mit Umschaltung auf der Achse
leitet ein diagonales Paar (18, 21) der Leistungsverstärker während der oberen oder
positiven Hälfte des ansteigenden Teils 52 und das andere diagonale Paar (19, 20)
leitet während der unteren oder negativen Hälften des ansteigenden Teils (51) und
des Rücklaufs (54). Obwohl während der Rücklaufhälfte 53, wie nachstehend erläutert,
das Transistorpaar 18, 21 gesperrt ist, ist die Gesamtarbeitsweise vergleichbar
einer Arbeitsweise im B-Betrieb.
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Bei dem Abgleich und dem Betrieb in der vorstehenden Weise liefert
die Transistorbrücke 18, 19, 20, 21 einen sich ständig umkehrenden Strom in den
Ablenkspulen, der etwa um den Strom O abgeglichen ist. Wenn ein positives Potential
von der Quelle 25
unter der Annahme des Stromdurchgangs am Transistorpaar
18, 21 zugeführt wird, dann fließt der Strom von dem Anschluß B+ nacheinander durch
die Diode 31, den Transistor 18, die Vertikal-Ablenkspule 22, den Widerstand 24,
die Ablenkspule 23 und endlich durch den Transistor 21 nach Masse. Wenn das diagonale
Transistorpaar 19, 20 Strom führt, dann fließt der Strom vom positiven Anschluß
der Quelle 25 nach Masse nacheinander durch die Diode 31, den Transistor 19, die
Ablenkspule 23, den Widerstand 24, die Ablenkspule 22 und endlich durch den Transistor
20. Auf diese Weise wird die Stromrichtung in den Ablenkspulen umgekehrt.
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Bei der Verwendung dieser Ablenktechnik an einer für Anzeigezwecke
verwendeten Kathodenstrahlröhre erfolgt das Umschalten zwischen diagonalen Paaren
stets dann, wenn der Elektronenstrahl auf der horizontalen Achse der Kathodenstrahlröhre
liegt, wenn die diagonalen Transistorpaare gleiche Stromleitperioden während des
ansteigenden Kurventeils besitzen, wobei dann ein diagonales Paar die Ablenkung
oberhalb der Achse und das andere Paar die Ablenkung unterhalb der Achse liefert.
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Wie bereits angedeutet, sind Spannungs- und Stromgegenkopplung zur
Erhöhung der Stabilität und Linearität des Verstärkerausgangs vorgesehen0 Die Spannungsrückkopplung
wird erhalten über die Rückkopplungsimpedanzen 41 und 42. Die Impedanz 41 ist zwischen
den zweiten Verzweigungspunkt der Brücke und den zweiten Eingangsanschluß des Differenzenverstarkers
12 abgeschaltet. Dieser Verstärker 12 steuert seinerseits die Treiberverstärker
14 und 15 an, welche ihrerseits die Leistungsverstärker 18 und 20 ansteuern. Die
an dem äußeren Anschluß der Ablenkspule 22 erscheinende Spannung wird durch diese
Schaltverbindung erfaßt und dem Differenzenverstärker in Gegenphase bezüglich der
nicht umgekehrten Wellenform 37 zugeführt.
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Der Zweck der Verbindung zur Spannungsrückkopplung besteht darin,
die Ausgangs spannung von den Leistungstransistoren 18 und 20 zu stabilisieren und
dadurch das Abschneiden der Spitzen der Sägezahnwellenform zu verhindern, besonders
während des ansteigenden
Teils die Ausgangsspannung zu linearisieren,
so daß nichtlineare Effekte während des Rücklaufs leichter erkennbar sind und zur
Garantie der Stabilität das Verhalten des Verstärkers bei hohen Frequenzen zu steuern.
Die nichtlinearen Effekt, welche die wichtigste Bedeutung haben, sind die übersprechverzerrung,
welche für Verstärkerstufen im B-Betrieb typisch ist, und die verschiedenen Verstärkungsgrade
für den positiven und negativen Teil der Wellenform, die typisch sind für monolithische
Schaltungen.
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In ähnlicher Weise wird durch die Rückkopplungsimpedanz 42 eine Spannungsrückkopplung
erhalten, welche zwischen den vierten Verzweigungspunkt der Brücke und den zweiten
Eingangsanschluß des Differenzenverstärkers geschaltet ist. Diese Rückkopplungsverbindung
für die Leistungstransistoren 19 und 21 ist ähnlich der anderen RUckkopplungsverbindung
und erfüllt den gleichen Zweck.
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Der Verstärkungsgrad in den beiden Spannungsrückkopplungsschleifen
beträgt typischerweise 15 bis 20 db. Dadurch wird für beide Hälften der Verstärker
die Verzerrung infolge Übersprechen, nicht abgeglichenem Verstärkungsgrad usw. auf
3 bis 5 % während des ansteigenden Kurventeils vermindert. Dies gestattet dann ein
genaues Einhalten des Schwellwertes des Regelabweichungssignals, das erzeugt wird
beim Auftreten des Rücklaufteils der Eingangswellenform und typischerweise größer
ist als 10 %. Daher ergibt die Spannungsrückkopplung eine höhere Empfindlichkeit
bei der Erfassung von Regelabweichungskomponenten in der Stromrückkopplungsschleife.
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Die Stromrückkopplung wird erhalten mit Hilfe einer Verbindung mit
beiden Enden des Strommeßwiderstandes 24. Die Ausgangsstromwellenform wird gegenphasig
beiden Einzigen des Eingangsdifferenzenverstärkers 11 zugeführt. Da die Eingangswellenform
36 so erzeugt wird, daß sie angenähert ist an die ideale Ablenkausgangswellenform
für die Vertikal-Ablenkung, besteht die Auswirkung der Gegenkopplung darin, Jegliche
Abweichung zwischen der Ausgangswellenform und der idealen Wellen form durch einen
solchen
Faktor zu verringern, der von der Vorwärtsverstrkung des
folgenden Verstärkers (/u) und der Größe der Rückkopplung (ß) abhängt.
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Die Stromrückkopplung verringert erfolgreich die Verzerrung der Ausgangswellenform,
und zwar nach einem Faktor, der /u und ß beinhaltet, solange nur das Regelabweichungssignal
innerhalb gewisser Grenzen bleibt. Bei geringeren Störungen wird das Ausgangssignal
weiterhin ein genaues Abbild der Eingangs wellen form bleiben und das Regelabweichungssignal
am Eingang des Eingangsverstärkers 11, das die Differenz zwischen dem zugeführten
Signal und dem Rückkopplungssignal darstellt, wird klein sein. In gewissen Fällen
wird der Verstärker nicht in der Lage sein, einem bestimmten Verbraucher ein Ausgangssignal
zuzuführen, welches stark angenähert der Eingangswellenform entspricht, so daß sich
ein großes Regelabweichungssignal ergibt. Der bedeutendste Fall tritt dann auf,
wenn der Ausgangsstrom in einem induktiven Verbraucher infolge einer unzureichenden
Versorgungsspannung nicht einem sich schnell ändernden Eingangssignal folgen kann.
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Im Zusammenhang mit der dargestellten Brückenausgangsschaltung werden
der zulässigen Abweichung der Ausgangssignalspannung an den Leistungstransistoren
18, 19, 20, 21 Grenzen auferlegt durch die von der Niederspannungsversorgungsquelle
25 verfügbare Gleichspannung. Wenn das Eingangssignal für den Verstärker sich schnell
umkehrt, dann erfordert die Anderungsgeschwindigkeit des Ausgangsstroms eine änderung
der Ausgangssignalspannung, welche die verfügbare Versorgungsspannung übersteigt,
die Ausgangssignalspannung wird durch die Versorgungsspannung begrenzt und die Umkehr
des Ausgangsstroms wird übermäßig langsam. Die erfindungsgemäße Anordnung löst dieses
Problem und ergibt sowohl einen genauen Verlauf der ansteigenden Planke als auch
der Rücklaufflanke.
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Während der ansteigenden Flanke steigt die Strom-ellenform langsam
an,
zunächst in einem diagonalen Transistorpaar und dann in dem anderen diagonalen Transistorpaar
und die Größe der erforderlichen Korrektur ist relativ gering und liegt weit innerhalb
der dynamischen Bereichskapazität des Verstärkers und der Leistungsversorgung. Hier
sind Störungen des Ausgangssignals und Abweichungen gegenüber der idealen Eingangswellenform
zurückzuführen auf die Linearitätsgrenzen der Verstärker, wie sie vorstehend erörtert
wurden. Insbesondere ist die Gegen-EMK, welche durch die Induktivität der Ablenkspulen
erzeugt wird,klein während der ansteigenden Flanke, da die Änderungsgeschwindigkeit
des Stroms in den Ablenkspulen gering ist. Der Verstärkungsgrad und die Spannung
der Niederspannungsquelle 25 werden ausreichend bemessen, so daß während der ganzen
ansteigenden Flanke eine genaue Wellenform des Ausgangsstroms gewährleistet ist.
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Während des Rücklaufs ist die Linearität in der Ausgangsstromwelle
oder eine starke Annäherung an die Eingangsstromwelle nicht das Hauptziel. Das Hauptziel
besteht vielmehr darin, eine hinreichend schnelle Stromumkehr in dem AblenkJoch
zu erzielen.
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Für konventionelle Fernsehkamera- und Empfängeranwendungen sollte
die Vertikal-Ablenkschaltung in der Lage sein, den Strahl von der unteren Kante
des Schirms bis zur oberen Kante innerhalb einer Zeitspanne von etwa 1 Millisekunde
zurückzuführen, welche für diese Rückführung zugebilligt ist. Um demgemäß die Dauer
der Rückführperiode auf ein Minimum zu reduzieren, werden Verstärker und Versorgungsquelle
optimal ausgelegt, um eine schnelle Abfuhr der im Ablenkfeld gespeicherten Energie
und eine schnelle Zufuhr von Energie beim Aufbau des umgekehrten Feldes zu erzielen.
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Die Ablenkströme, welche am Beginn des Rücklaufs momentan auf ihrem
höchsten Wert waren, müssen während des Rücklaufs zu einem gleich hohen Wert in
entgegengesetzter Richtung umgekehrt werden. Dies erfordert die Zufuhr einer hinreichenden
Spannung, um die induzierte Spannung l-w) der IndukzlvLtit des Jochs aus-@@@@@@@@
einen, daß nun @@@@ einen steiden Anstreb@@@ Rücklaufwel
lenform
unterliegt.
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Bis mm Beginn des Rücklaut wird die Leistung zur Erzeugung der ansteigenden
Kurve durch die Niederspannungsquelle 25 geliefert.
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In dem Augenblick, in dem die Stromumkehr durch das plötzliche Wegnehmen
der Vorspannung in Durchlaßrichtung an den Leistungstransistoren 18, 21 begonnen
wird, beginnen die induktiven Felder in den Ablenkspulen zusammenzubrechen und verursachen
eine große vorübergehende Spannung (2e), welche über den Spulen auftritt. An dem
vierten Verzweigungspunkt wird dieses zu einem Spannungsimpuls hoher positiver Spannung,
der beträchtlich über den Spannungen liegt, die von den Spannungsquellen 25 oder
26 verfügbar sind. Ein Teil dieses Impulses wird in umgekehrter Richtung durch den
Transistor 19 zur Diode 31 übertragen, welche dadurch sperrt und den Verstärker
von den Spannungsquellen abtrennt. Als Ergebnis erhält man einen höheren Spannungsimpuls
mit einem entsprechend schnelleren Abklingen des Stroms.
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Infolge der induktiven Reaktanz des Jochs kann die Ausgangsstromwelle
(2b, 2c) nicht der idealisierten Wellenform des Eingangsstroms (2a) folgen, und
zwar vom Beginn des Rücklaufs an, und am Eingang des Verstärkers 11 erscheint ein
großes Regelabweichungssignal. Das verstärkte Abweichungssignal erscheint in Form
der Impulskomponenten der Wellenformen 37, 38 am Ausgang des Verstärkers 11 und
ist groß genug, um die Ausgangstransistoren 19, 20 (über ihre Jeweiligen Zwischenverstärkerstufen)
zum vollen Stromdurchlaßzustand aus zusteuern. Die übermäßig großen Regelabweichungssignale
an den Ausgängen des Verstärkers 11 werden auch auf den Eingang des Verstärkers
28 zur Erfassung des differentiellen Pegelwertes gekoppelt. Dieser Verstärker 28
ist so eingestellt, daß er im Sättigungsbereich arbeitet und nicht auf die relativ
kleinen Regelabt'ieichungssignale anspricht die normalerweise während des rurvenarstiepses
auftreten. Er ist so engestel daß er auf die großen Regelabweichungssignale anspricht
ielche auftreten, wenn eine wesentliche Michtäbe einstimmung zwischen der Wellenformen
den @@@ing @@@@@@@@ des Ausgangs@@oms wädrend der @@@@@@@@@@@@@ @@@@@@@@@@
Wenn
er die Regelabweichung beim Rücklauf erfaßt, erzeugt der Verstärker 28 für die Erfassung
des differentiellen Pegelwertes einen Impuls, der zur Einschaltung des elektronischen
Schalters 27 verwendet wird. Die Dauer des Ausgangsimpulses, der in dem Verstärker
28 erzeugt wird, ist gleich der Zeitdauer, in der das Regelabweichungssignal den
Schwellwert übersteigt. Der elektronische Schalter 27 kann vorzugsweise die Form
einer Transistorvorrichtung entsprechend Fig. 3a annehmen, welche mit Ausnahme des
Auftretens des Ausgangs impulses vom Verstärker 28 in den gesperrten Zustand vorgespannt
ist. Daher wird beim Beginn des Rücklaufs die Quelle 26 über die Sperrdiode 30 an
den ersten Verzweigungspunkt der Transistorbrücke gekoppelt. Obwohl Jedoch während
des Bestehens der hohen vorübergehenden Spannung nach Fig. 2e über den Spulen 22,
23, beispielsweise während des Anfangsteils des Rücklaufs, der elektronische Schalter
27 leitend gemacht wird, sind beide Dioden 30 und 31 weiter gesperrt.
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Nachdem der vorübergehende Spannungsanstieg durchgelaufen ist, wird
die Diode 30 leitend. Die Diode 31 wird Jetzt durch die Hochspannungsquelle 26 gesperrt,
um einen Stromfluß von der Hochspannungsquelle 26 zu der Niederspannungsquelle 25
zu verb in dern. Von im Augenblick der Aufhebung der Sperrung der Diode 30 wird
die Leistung aus der Hochspannungsquelle!26 entnommen, um den Stromfluß durch das
Transistorpaar 19, 20 zu bewirken.
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Während des übrigen Teils des Rücklaufs ist die Geschwindigkeit des
Anstiegs des Ablenkspulenstroms in negativer Richtung eine Funktion der Versorgungsspannung,
des Spulenwiderstandes und der Spuleninduktivität.
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Die Fig. 2b zeigt die Wellenform des Ausgangsstroms, wenn nur die
Niederspannungsquelle 25 angeschaltet ist, und die Fig. 2c zeigt die Verbesserung
in der Schnelligkeit des Rücklaufs, wenn die Hochspannungsquelle 26 vorhanden ist.
Die höhere Spannung verursacht einen starken Ant:ieg in der A'nderunsgescbwindigeit
des Stroms in den Induktivitäten 22 und 23, der solange @@@ält, bis das Regelabweichungssignal
unterhalb des ernziinschten
Schwellwertes absinkt; dies geschieht
gewöhnlich in der Nähe dePunktes, an dem der Rücklauf beendet ist.
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Nachstehend wird die Arbeitsweise des Verstärkers während des Rücklaufs
im einzelnen beschrieben unter besonderer Berücksichtigung der Spannungs- und Stromwellenform
nach Fig. 2. Im Idealfalle würde die Umkehr des Spulenstroms, wie bei 53, 54 der
Wellenform in Fig. 2a angedeutet, sehr schnell geschehen. Während des Anfangsintervalls
53 des Rücklaufs ist es erwünscht, daß der Rücklaufspannungsimpuls so hoch wie möglich
gehen kann, wobei die Begrenzung durch die Betriebsspannungswerte der Bauteile der
Verstärker gegeben ist. Dies entspricht der Einfügung einer hohen Impedanz in Reihe
mit dem Spulenschaltkreis, so daß das Abklingen des Stroms so schnell wie möglich
stattfindet. Es sind verschiedene Maßnahmen möglich, um dieses Ziel zu erreichen.
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Eine bereits erörterte Maßnahme besteht in der Verwendung von Sperrdioden
30, 31, um zu verhindern, daß der Rücklaufimpuls auf den Spannungswert entweder
der Quelle 25 oder der Quelle 26 begrenzt wird.
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Es wird eine Schaltmethode verwendet, um die Transistoren 18 und 20
während des Anfangsteils des Rücklaufs von dem Spulenschaltkreis zu trennen. Für
den Transistor 18 spielt hierbei die Stromquelle 32 eine Rolle, die verwendet wird,
um den Vorspannungsstrom für den Betrieb der Treiberverstärker 14, 16 zu liefern.
Die Stromquelle 33, die in ähnlicher Weise zur Lieferung von Hochspannungsstrom
für die Treiberverstärker 15, 17 verwendet wird, wird von der betriebenen Schaltmethode
nicht betroffen. Am Beginn des Rücklaufs leitet die Diode 34 und die Stromquelle
32 wird abgeschaltet, wenn die Rücklaufspannung an der Ablenkspule 23 einen vorgegebenen
Wert übersteigt. Die Polarität der Kopplung der Stromquelle 32 an die Treiberverstärker
14, 16 ist so gewählt, daß die Schaltwirkung regenerativ ist und sehr schnell geschieht.
Die Rücklaufspannung verläuft an dem äußeren Anschluß der Spule 22 (Fig. 2f) in
negativer Richtung. Die Verklammerungswirkung der Diode 35 verhindert, daß das Potential
am Emitter des Transistors 18 wesentlich unter das
Massepotential
absinkt. Dadurch wird irgendeiner Neigung zur Einschaltung des Transistors 18 durch
eine übermäßig hohe negative Spannung an dem Emitter entgegengewirkt.
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Weiterhin verhindert die Diode 35 das Auftreten negativer Potentiale
an den untereinander verbundenen Elementen der Schaltung relativ zu dem Substrat.
Wenn gewisse Herstellungsverfahren für integrierte Schaltungen verwendet werden,
ist die Isolation der aktiven Bauteile abhängig davon, daß das Substrat auf dem
negativsten Potential der Schaltung gehalten wird.
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In Fig. 2a geschieht der Aufbau eines Stroms in umgekehrter Richtung,
wenn der Strom am Ende des Abschnittes 53 der Wellenform auf 0 gefallen ist und
damit beginnt das Segment 54 der Wellenform. Wenn eine Versorgungsspannung zugeführt
würde, die gleich der Spannung des Rücklaufimpulses wäre und wenn der Spulenwiderstand
vernachlässigbar wäre, könnte der steile Abfall mit negativem Verlauf, wie bei 54
in Fig. 2a gezeigt, erreicht werden. Wenn nur die Niederspannungsquelle 25 verwendet
würde, würde sich das langsamere Aufbauen des negativen Stroms ergeben, wie es bei
54' in Fig. 2b gezeigt ist. Die Wellenform bei 54' zeigt eine Krümmung infolge des
exponentiellen Anstieges, wie er typisch für eine R-L-Schaltung ist, bei der der
Widerstand nicht vernachlässigbar ist.
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Bei der hier beschriebenen elektronischen Schaltmethode wird während
des Rücklauf die Hochspannungsquelle 26 angeschlossen, so daß die Kurvenneigung
54" nach Fig. 2c merklich steiler ist als bei 54' nach Fig. 2b (in Fig. 2c ist bei
54" genau wie in Fig. 2b eine exponentielle Charakteristik infolge des Spulenwiderstandes
vorhanden).
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Fig. 1 zeigt den Kondensator 43, der an dem gemeinsamen Verbindungspunkt
der Dioden 30 und 31 angeschlossen ist und einen zusätzlichen Vorteil dadurch ergibt,
daß ein Teil der während des ersten Teils des Rücklaufs von der Ablenkspule freigegebenen
Energie
gespeichert wird. Ein Teil des positiven Rücklaufimpulses (Fig. 2e) wird entgegengerichtet
über den Transistor 19 gekoppelt und lädt am Beginn des Rücklaufs den Kondensator
43 auf. Mit dem Absinken des Spulenstroms auf 0 ist eine auf dem Kondensator gespeicherte
Restladung verfügbar, um das Aufbauen des Spulenstroms in der entgegengesetzten
Richtung auszulösen.
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Dieser Vorgang geschieht, wenn während des Intervalls 54 " irt Fig.
2c die Transistoren 19 und 20 beginnen, Strom durchzulassen. Der Kondensator 43
liefert eine zusitzliche Versorgungsspannung, die zu einem steileren Verlauf der
Stromwellenform am Beginn des Intervalls 54" führt. Die Gesamtwirkung des Kondensators
43 besteht darin, den Übergang vom Intervall 53" zum Intervall 54" in Fig. 2c zu
glätten. Ein Vorteil, der dabei erzielt wird, ist eine Verringerung des Spitzenwertes
der Rücklaufspannung und dadurch eine geringere Spannungsbelastung für die Bauelemente
der Verstärker. Ein weiterer Vorteil ist die Verringerung der Rücklaufzeit.
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Die Verwendung einer Hilfsversorgungsquelle mit dem elektronischen
Umschaltverfahren ergibt den doppelten Vorteil des Verstärkerbetriebs mit gutem
Wirkungsgrad während des ansteigenden Teil der Ablenkperiode und der schnellen Stromumkehr
während des Rücklaufteils. Der wirksame Betrieb wird idurch erreicht, daß eine Niederspannungsquelle
25 gewählt wird, deren Spannungswert gerade ausreicht, um ohne Abschneiden der Spitzen
eine lineare Wellenform des Ausgangsstroms während des Anstiegsintervalls zu gewährleisten,
und zwar in Abhängigkeit vom maximal benötigten Strom und der Spulenimpedanz. Der
Spannungswert der Hochspannungsquelle wird gewählt auf der Basis der erwünschten
Rücklaufgeschwindigkeit, der Amplitude des Ablenkstroms und der Spuleninduktivität.
Da die Hochspannungsquelle nur während eines Teils des kurzen Rücklaufintervalls
angeschlossen ist, ist der benötigte mittlere Strom gering, und der Gesamtwirkungsgrad
wird auf einem relativ hohen Wert gehalten.
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Die Hochspannungsschaltung wurde hauptsächlich bezüglich der Leistungstransistoren
beschrieben, In der Praxis, besonders wenn
eine Gleichspannungsansteuerung
verwendet wird, kann es erwünscht sein, daß die Vorstufen und die zwischengefügten
Treiberstufen gleichzeitig geschaltet werden, um zu verhindern, daß sich übermäßige
Sperrspannungsverhältnisse entwickeln.
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Die Erfindung kann in verschiedenen Herstellungsverfahren ausgebildet
werden. Die Anordnung kann entweder aus diskreten elektrischen Bauteilen zusammengefügt
oder als integrierte Schaltung oder teilweise integrierte Schaltung ausgeführt werden,
wie es allgemein durch die Schaltzeichnungen der Fig. 3a und 3b in der Verwendung
von zwei Leistungsverstärkern in Modultechnik angedeutet ist. Infolge wirtschaftlicher
Erwägungen, welche einen integralen Aufbau begünstigen, gestattet gewünschtenfalls
die Schaltungsanordnung einen voll integrierten Aufbau. Die einzelnen Komponenten
der Schaltung und auch die grundlegende Auslegung der Schaltung sind mit dieser
Zielsetzung gewählt. In der Praxis wird eine integrale Anordnung dargestellt durch
ein einziges Plättchen (chip) aus Halbleitermaterial, das gewöhnlich aktive Schaltungsbauteile
und die meisten passiven Bauteile entin den hält, wie sie in den Figuren 3a und
3b dargestellt sind. Um diel Ausgangsstufen (den Transistoren 18, 19 20 und 21)
erzeugte Wärme abzuführen, werden diese letzten Stufen mit für diesen Zweck ausreichenden
Wärmesenken ausgestattet.
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Die in den Figuren 3a und 3b dargestellte praktische Ausführungsform
zeigt eine Transistorbrücke, in der alle Leistungstransistoren NPN- Transistoren
sind. Es ist Jedoch offensichtlich, daß auch eine andere Wahl der Bauteile getroffen
werden könnte.
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Beispielsweise kann man für alle Transistoren PNP-Transistoren verwenden,
oder es können komplementäre Transistorpaare verwendet werden. Wenn komplementäre
Transistoren verwendet werden, wird für den Transistor 18 nach Fig. 3b ein Transistor
des einen Typs verwendet und der Transistor 20 ist dann von einem komplementären
Typ. In der Schaltung nach Fig. b würde ein Ersatz des Transistors 20 durch einen
PNP-Transistor die Notwendigkeit beseitigen für den umkehrenden Treibertransistor
zum Transistor 20.
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Der Kreuzungspunkt oder Übernahmepunkt (crossover) der einzelnen Transistoren
in der Brücke kann etwa im B-Betrieb eingestellt werden. Vom Standpunkt des elektrischen
Wirkungsgrades und des Minimums der erforderlichen Treiberspannung ist es zu bevorzugen,
daß die Transistoren in dem Leistungsverstärker im B-Betrieb arbeiten, d.h. ein
diagonales Transistorpaar schaltet ab, wenn das andere diagonale Paar einschaltet.
Während des Kurvenanstiegs ist es erforderlich, daß der Übergang glatt erfolgt,
so daß man eine lineare Ablenkung erhält. Da die einzelnen Transistoren in gewissem
Maße allmählich einschalten, besteht üblicherweise ein geringer Ruhestrom in beiden
Transistoren unmittelbar an dem übernahmepunkt. Die einzuhaltenden Mindestwerte
für den Ruhestrom werden durch die zulässige Nichtlinearität festgelegt. Diese Werte
können verringert werden, wenn eine merkliche kompensierende Gegenkopplung vorhanden
ist.
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Die in der vorstehenden Beschreibung offenbarte Ausführungsform ist
ausgelegt für die Vertikal-Ablenkung in einem Fernsehempfänger. Die Anforderungen
für die Vertikal-Ablenkung in einer Fernsehkamera sind ähnlich und mit geeigneter
Anpassung der Schaltung ist die erfindungsgemäße Anordnung für Kameraanwendungen
verwendbar. Die Erfindung kann auch für Horizontal-Ablenkung, beispielsweise bei
einer Kamera, verwendet werden.
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Die vorstehende Schaltung, bei der eine Brückenanordnung verwendet
wird und getrennte Spannungsquellen für die Spannung beim ansteigenden Teil und
im Rücklaufteil vorgesehen sind, ergibt eine besonders optimale Anordnung. Die Wahl
der Schaltung begünstigt nicht nur den integrierten Aufbau, sondern führt auch zu
weiteren Vorteilen, wie sie in der vorstehenden Beschreibung ausgeführt sind.
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Da in einer Brückenanordnung die Versorgungsspannung für die Versorgung
der Ablenkspule in Jeder Richtung verfügbar ist, ist ein Minimum der Gesamtspannung
erforderlich und erzeugt ein Minimum der Spannungsbelastung an den Bauteilen der
Schaltung - dies ist ein besonderer Vorteil bei integrierten Schaltung. Zur ErlSuterung
dieses
Aspektes ist zu beachten, daß bei einem konventionellen Leistungsverstärker im B-Betrieb
ein Transistor mit einem positiven Vorspannungspotential und der andere mit einem
negativen Vorspannungspotential verbunden ist, wobei der Verbraucher zwischen einen
Verbindungspunkt zwischen diesen zwei Leistungstransistoren und Masse geschaltet
ist. Daher ist bei einer konventionellen Anordnung im B-Betrieb die Spannung über
dem gesperrten Transistor bei eingeschaltetem anderem Transistor gleich der Summe
der beiden Vorspannungsquellen, wobei nur das Quellenpotential einer einzigen Quelle
zur Verfügung steht, um den Strom durch die Ablenkspule zu treiben. Wenn andererseits
eine Brückenanordnung verwendet wird und angenommen wird, daß das gleiche Quellenpotential
über der Ablenkspule zur Erzielung des Rücklaufs erforderlich ist, dann ist die
Spannung über irgendeinem Brückentransistor gleich oder etwas geringer als das Quellenpotential.
Daher sindjdie Spannungsbelastungen auf den Transistoren in einer Brückenanordnung
halb so groß wie in einer vergleichbaren Stufe mit B-Betrieb. Dies gestattet die
Verwendung von Bauteilen mit geringerer Betriebsspannung in der Schaltung.
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Ein weiterer Vorteil liegt in der Wirtschaftlichkeit, mit der die
Versorgungsleistung bereitgestellt werden kann. Eine einzelne relativ niedrige Spannungsquelle
von 15 bis 20 Volt ist gewöhnlich für den ansteigenden Teil der Strahlablenkung
ausreichend. Die während des Rücklaufes verwendete höhere Spannung (25 bis 40 Volt)
erfordert nur eine geringe Leistung, das die mittlere Stromentnahme gering ist,
und ist daher in wirtschaftlicher Weise verfügbar von anderen Spannungsquellen,
welche in dem GesamtSernsehgerät benötigt werden. Die angegebenen Spannungen hängen
selbstverständlich von dem Anwendungsfall und insbesondere von den Anforderungen
des Jochs ab. Da die Spitzenwerte des Stroms in einem Brückenverstärker mit der
doppelten Frequenz der Ablenkfrequenz auftreten, kann die an der Spannungsversorgung
erzeugte Welligkeit leichter ausgefiltert werden, und dies gestattet eine beträchtliche
Kostenersparnis bei den Filterteilen der Spannungsversorgung. Weiterhin beseitigt
die Verwendung
einer Brücke die Notwendigkeit für eine doppelte
Spannungsversorgung oder einen Ausgangstransformator oder einen großen Kopplungskondensator,
welche üblicherweise bei einer konventionellen Leistungsstufe im B-Betrieb vorhanden
sind.